CN105075089A - 对电流模式切换稳压器的依赖于占空比的斜坡补偿 - Google Patents

Abstract

电子电路可以输出斜坡补偿信号用于进行电流模式切换稳压器的斜坡补偿。该电路可以生成跨越存储设备的电压，该电压被供应到电压到电流转换器，该电压到电流转换器可以响应于供应的电压来生成第一电流。电流镜电路可以镜像所述电流并向所述存储设备供应镜像的电流以生成该电压。电流镜电路还可以镜像该电流以生成第二镜像的电流，该第二镜像的电流可以被供应到电子电路的输出。除了使用第一镜像的电流来生成该电压以外，可以通过根据用于生成电流模式切换稳压器的输出的切换信号的占空比来将电压下拉到地来生成该电压。

Description

对电流模式切换稳压器的依赖于占空比的斜坡补偿

背景技术

可以使用电力转换电路来向电子电路提供稳压的电压。一种类型的电力转换电路是直流到直流(DC-到-DC)稳压器(regulator)。DC-到-DC稳压器可以将从诸如电池的能源接收的DC输入电压转换为可以提供给输出负载的DC输出电压。DC-到-DC稳压器可以是使用切换电路来生成稳压的DC输出电压的切换稳压器。切换稳压器可以使用脉宽调制(PWM)，其中通过切换电路传输与PWM信号的脉冲宽度成比例的能量的量以维持DC输出电压。

在某些情形下，电流模式切换稳压器可能呈现不稳定性。例如，当PWM信号的占空比超过50％时，通过电感器传输到负载的电流可能经历从经过该电感器的最小峰值电流的标定值偏离的逐个周期(cycle-by-cycle)增加，这可能导致稳压器的不稳定操作。

发明内容

本发明的实施例由权利要求限定，且在该部分中的任何内容不应该被视为对那些权利要求的限制。通过示例，在本文档中描述且在附图中图示的实施例通常涉及斜坡(slope)补偿电路以及生成用于进行稳压器的斜坡补偿的斜坡补偿输出的方法。

在一个例子中，斜坡补偿电路被配置为对电流模式切换稳压器进行斜坡补偿。电流模式切换稳压器可以包括切换电路用于控制流经电感器的电流的斜升部分和斜降部分以生成输出电压。该切换电路可以响应于具有一周期的切换信号，该周期具有对应于斜升部分的第一持续时间和对应于斜降部分的第二持续时间。第一持续时间与切换信号的占空比成比例。该斜坡补偿电路包括：存储设备，被配置为生成电压；下拉电路，被配置为基于所述切换信号的占空比来将所述电压下拉到对应于逻辑低的电平；以及电压到电流转换器，被配置为基于所述电压来生成第一电流。该斜坡补偿电路还包括电流镜电路，其被配置为：镜像所述第一电流以生成第二电流并向所述存储设备供应所述第二电流用于生成所述电压；以及镜像所述第一电流以生成第三电流并向所述斜坡补偿电路的输出供应所述第三电流用于生成斜坡补偿输出。

总之，补偿斜坡电路可以输出依赖于占空比的斜坡输出，使得存在对于占空比的整个范围的最小斜坡补偿。以此方式，可以进行斜坡补偿而没有在较低占空比处的过度补偿。

根据在此的描述、所附权利要求和此后描述的附图，将更好地理解本发明的这些和其他实施例、特征、方面和优点。

附图说明

并入本说明书并组成本说明书的一部分的附图图示了本发明的各个方面，并与本描述一起用于说明其原理。在方便时，相同的参考数字将在附图中通篇用于指示相同或类似的元件。

图1是具有斜坡补偿的示例电流模式切换稳压器的示意图。

图2是示例的降压稳压器拓扑的示意电路图。

图3是示例的升压稳压器拓扑的示意电路图。

图4是示例的降压-升压稳压器拓扑的示意电路图。

图5是示例的非反转降压-升压稳压器拓扑的示意电路图。

图6是示出在时钟信号、置位信号、控制信号、倾斜(ramp)信号、和复位信号之间的时序关系的图。

图7是具有示例的降压配置的图1所示的示例电流模式切换稳压器的示意图。

图8是图1所示的电流模式切换稳压器的斜坡补偿电路的示意电路图。

图9是示出在时钟信号、置位信号、复位信号、由切换稳压器生成的电压、和补偿倾斜信号之间的时序关系的图。

图10是示出图7的斜坡补偿电路的输出与其他斜坡补偿输出相比较的图。

图11是生成斜坡补偿输出的示例方法的流程图。

具体实施方式

对所描述和示出的实施例的各种修改和等同替换是可能的，且在此定义的各种通用原理可以被应用于这些和其他实施例。因此，所要求保护的发明要符合与在此公开的原理、特征和教导一致的最宽的范围。

本说明书描述了电子电路和电路系统，其输出用于进行斜坡补偿的斜坡补偿信号以防止或最小化电流模式切换稳压器的不稳定操作。电流模式切换稳压器可以使用切换电路来生成稳压的DC输出电压。可以通过具有相关的占空比的切换信号来控制切换电路，该相关的占空比可以被调整以控制和/或调整DC输出电压。斜坡补偿输出可以是依赖于切换信号的占空比的占空比，使得存在对于占空比的从0％到100％的整个范围的最小斜坡补偿。以此方式，可以进行斜坡补偿而没有在较低占空比处的过度补偿。

图1示出包括斜坡补偿电路(circuit)或电路组(circuitry)102的示例电流模式切换稳压器100的方框图。电流模式切换稳压器100可以将在切换稳压器100的输入108处接收的DC输入电压V_IN转换为在输出103处生成的DC输出电压V_OUT。可以在输出103处包括输出电容器C_OUT以生成和/或维持DC输出电压V_OUT。

电流模式切换稳压器100可以包括电感器和切换电路104来生成DC输出电压V_OUT。电感器和切换电路104可以包括电感器105来存储能量。切换电路107可以被连接到电感器105且连接到地GND来确定或控制流经电感器105的电流I_L，以生成输出电压V_OUT。切换电路107可以包括一个或多个晶体管，其可以是各种类型的，诸如双极结晶体管(BJT)或包括金属氧化物半导体FET(MOSFET)的场效应晶体管(FET)，作为例子。另外，切换电路107的一些示例配置可以包括二极管。流经电感器105的平均电流可以基于在输出103处生成的电流。

经过电感器105的电流I_L可以包括斜升部分和斜降部分。切换电路107可以配置为在状态之间切换以确定或控制流经电感器105的电感器电流I_L，包括斜升部分和斜降部分。对于一些配置，切换电路107的开关可以被配置为在“接通”和“断开”状态之间切换，这可以确定切换电路107的状态。如以下更详细描述的，可以使用切换信号来在状态之间切换该切换电路中的开关，来控制电感器电流I_L的斜升部分和斜降部分。各种配置是可能的。

图2-5示出了包括图1所示的存储电路105和切换电路107的各种配置或组合的电感器和切换电路104的各种切换稳压器拓扑。图2示出了阶梯下降(step-down)或降压切换稳压器拓扑204。阶梯下降或降压切换稳压器可以生成小于输入电压V_IN的输出电压V_OUT。在切换电路207的第一状态中，输入电压V_IN可以连接到电感器205，且电感器205可以向输出203充电和放电电流。在切换电路207的第二状态中，输入电压V_IN可以与电感器205断开连接，且电感器205可以仅向输出203放电电流。

图3示出了阶梯上升(step-up)或升压切换稳压器拓扑304。阶梯上升或升压切换稳压器可以生成大于输入电压V_IN的输出电压V_OUT。对于升压切换稳压器拓扑300，与切换电路307的状态无关，输入电压V_IN连接到电感器305。在切换电路307的第一状态中，电感器305与输出303断开连接。在切换电路307的第二状态中，电感器305连接到输出303。

图4示出了降压-升压切换稳压器拓扑404，其可以是反转的降压-升压拓扑。降压-升压切换稳压器拓扑可以被配置为从输入电压V_IN反转负输出电压V_OUT。对于图4所示的降压-升压切换稳压器拓扑404，取决于切换电路407的状态，电感器405交替地连接到输入408或输出403。

图5示出了可以作为非反转(阶梯上升或阶梯下降输出电压)降压-升压拓扑的动态降压-升压切换稳压器拓扑504的配置。用于拓扑504的切换电路507可以包括两个部分：第一切换电路部分507a和第二切换电路部分507b。第一切换电路部分507a可以交替地将电感器505的第一端与输入508以接收输入电压V_IN或与地GND连接。类似地，第二切换电路507b可以交替地将电感器505的第二、相对端与输出503连接以产生输出电压V_OUT或与地GND连接。在一些配置中，当电感器505的第一端连接到输入508时，第二端连接到地GND，且当电感器505的第一端连接到地GND时，第二端连接到输出503。

参考回图1，电流模式切换稳压器100可以包括驱动器电路110来控制切换电路107。具体地，驱动器电路110可以被配置为向切换电路107输出切换信号来确定切换电路107的状态。切换信号可以将切换电路107中的开关“接通”和“断开”，这可以确定流经电感器105的电流I_L，包括斜升部分和斜降部分。

切换信号可以具有确定开关的状态、诸如开关是“接通”还是“断开”和/或开关“接通”或“断开”多久的特征。示例特征可以包括波形、频率、周期、脉冲宽度和/或占空比。根据这些特征，切换信号通常可以在高电平和低电平之间振荡，比如对应于逻辑“高”和逻辑“低”电平的电压电平，以将开关“接通”和“断开”。在一个例子中，切换信号可以是脉宽调制的(PWM)信号，虽然可以使用其他类型的切换信号。

切换信号的周期可以对应于用于控制切换稳压器100中的定时和计时(clocking)的时钟信号CLK和/或由该时钟信号CLK确定。切换信号的占空比可以确定在周期期间切换信号的脉宽的持续时间、或在周期期间切换信号是“高”和“低”的时间量。可以按照百分比或比率来标识的占空比可以标识切换信号或时钟信号CLK的脉冲持续时间和周期之间的关系。例如，百分之五十(50％)占空比可以指代切换信号具有其周期或对应于切换信号的时钟信号CLK的周期的大约一半或50％的脉宽。

切换信号的占空比可以确定切换电路107中的开关“接通”或“断开”多久，这可以确定流经电感器105的电流，且这又可以确定DC输出电压V_OUT。对于一些配置，更大的占空比可以得到更大的DC输出电压V_OUT，且更小的占空比可以得到更小的DC输出电压V_OUT。如此，可以与切换信号的脉宽成比例的切换信号中的能量可以确定对应的DC输出电压V_OUT。另外，可以通过调整或调制切换信号的脉宽或占空比来实现输出电压V_OUT的稳压。

电流模式切换稳压器100可以包括与驱动器电路110通信的PWM控制电路116，以控制驱动器电路110并确定切换信号的占空比。PWM控制电路116可以向驱动器电路110输出控制信号以生成具有期望的特征的切换信号。例如，由PWM控制电路116输出的控制信号可以确定切换信号的脉宽或占空比以及周期。切换信号的其他特征、诸如切换信号的幅度、频率和/或输出的时序也可以由PWM控制电路116来确定和/或控制。在一些配置中，PWM控制电路116可以包括一个或多个锁存器或触发器，以生成和/或输出控制信号。

为了确定切换信号的占空比和周期，PWM控制电路116可以接收置位(SET)和复位(RESET)信号。可以通过脉冲信号生成器123来生成置位信号，该脉冲信号生成器123可以由时钟信号CLK来控制。具体地，脉冲信号生成器123可以被配置为在时钟信号CLK的上升沿生成脉冲信号。可以由PWM比较器118来输出复位信号，在后面更详细地描述PWM比较器118。时钟信号的周期T可以确定切换信号的周期。时间差Δt可以确定切换信号的占空比。具体地，可以由以下数学等式来确定占空比D：

$D=\frac{\mathrm{\Δ}t}{T}.---\left(1\right)$

电流模式切换稳压器100可以包括用于PWM控制的反馈系统来稳压DC输出电压V_OUT并稳定稳压器100的操作。反馈系统可以包括电压反馈系统和电流反馈系统。通过具有电流反馈系统或电压和电流反馈系统的组合，切换稳压器100可以被考虑为电流模式切换稳压器。

电压反馈系统可以包括输出电压反馈环119，其将稳压器100的输出103与误差放大器120的第一输入连接，且向该第一输入反馈DC输出电压V_OUT。作为例子，误差放大器120可以是运算放大器(op-amp)。如图1所示，误差放大器120的第一输入可以是放大器120的负输入端子。在一些示例配置中，可以包括电阻网络的反馈电压分压器122可以被包括以在向误差放大器120的第一输入施加电压之前对DC输出电压V_OUT分压。误差放大器120可以被配置为比较DC输出电压V_OUT(或V_OUT的分压的版本)与参考电压V_ref，该参考电压V_ref可以被施加到误差放大器120的诸如正输入端子的第二输入。参考电压V_ref可以指示期望的或预定的DC输出电压和/或与期望的或预定的DC输出电压成比例。误差放大器120可以被配置为输出指示该比较的控制信号，称为PWM控制信号。在一些示例配置中，如果施加到第一输入的电压小于参考电压V_ref，则误差放大器120可以被配置为增加PWM控制信号的输出电平，且如果施加到第一输入的电压大于参考电压V_ref，则误差放大器120可以被配置为降低PWM控制信号的输出电平。其他配置是可能的。

电流反馈系统可以包括电流感测电路124，其可以感测或监视流经或流入切换晶体管电路104的电流。对于一些配置，电流感测电路124可以感测跨越切换电路中的切换晶体管的电压降，其可以指示流经电感器104的电流。

由电压和电流反馈系统生成的输出信号可以被发送到PWM比较器118的输入(例如，正和负输入端子)。PWM比较器118可以被配置为比较电压反馈系统的输出和来自电流反馈电压系统的输出。如果来自电流反馈系统的输出等于或超过来自电压反馈系统的输出，则PWM比较器118可以被配置为向PWM控制电路116输出复位信号，其可以设置或确定切换信号的对应的占空比。或者，如果电流反馈系统的输出小于来自电压反馈系统的输出，则PWM比较器118可以被配置为不输出复位信号。

如先前描述的，由PWM控制电路116接收的复位信号可以设置或产生切换信号的占空比或脉宽。也就是说，占空比和/或脉宽可以对应于置位脉冲和复位脉冲之间的时间差Δt。通过使用电压和电流反馈系统，可以管理和/或调整PWM信号的脉宽或占空比，使得可以实现稳压的DC输出电压V_OUT。

当PWM信号的占空比超过50％时在没有斜坡补偿的情况下，诸如图1所示的稳压器100的电流模式切换稳压器可能变得不稳定。不稳定性的一个示例是子谐波振荡，其中，电压反馈系统和电流反馈系统在每个周期中生成相反的反馈响应，创建了更低频率(子谐波)振荡。该不稳定性可以表现在经过电感器和切换电路104流到输出103的电流I_L中。通常，由于切换电路107的切换，流过电感器和切换电路104的电流量可以在最小I_L(min)和最大I_L(max)电流水平之间振荡。例如，在电流的斜升部分期间，电流I_L可以从最小电流水平I_L(min)斜升到最大电流水平I_L(max)，且在电流的斜降部分期间可以从最大电流水平I_L(max)斜降到最小电流水平I_L(min)。斜升部分和斜降部分的每个可以具有相关联的斜率(slope)。当切换稳压器不稳定时，最小电流I_L(min)从标定值的偏离可以基于逐个周期而增加。当占空比超过50％时，电流I_L的斜降部分的斜率的量值可以大于电流I_L的斜升部分的斜率的量值，导致偏离的逐个周期增加。

电流模式切换稳压器100可以包括斜坡补偿电路102，其可以生成输出信号，该输出信号修改电流感测信号以减少不稳定性。为了修改电流感测信号，称为补偿倾斜信号的、斜坡补偿电路102的输出信号可以被发送到加法器或求和电路126，该加法器或求和电路126也可以从电流感测电路124接收电流感测信号。求和电路126可以将电流感测信号与补偿倾斜信号相加以生成修改后的电流感测信号，称为PWM倾斜信号。PWM倾斜信号可以被发送到PWM比较器118的输入端子，在该PWM比较器118处，该PWM倾斜信号与从误差放大器118接收的PWM控制信号相比较。通过比较PWM控制信号(或修改后的电流感测信号)与来自加法器126的PWM倾斜信号、而不是直接来自电流感测电路124的电流感测信号，可以减少电流模式切换稳压器100的不稳定操作。

图6示出了时钟信号CLK、置位信号SET、PWM控制信号、PWM倾斜信号和复位信号的图。时钟信号CLK可以在时间段T期间在高值和低值之间振荡。可以在时钟CLK的上升沿处以脉冲产生(pulse)该置位信号。当置位信号SET以脉冲产生时，PWM倾斜信号可以增加或斜升到PWM控制信号的电平。当PWM倾斜信号的电平到达PWM控制信号的电平时，PWM比较器118可以输出复位信号RESET。在置位信号和复位信号之间的时间差Δt可以确定占空比D。

对于一些配置，多个切换信号可以被输出到切换电路中的多个开关。一些开关可以“接通”以控制或确定电感器电流I_L的斜升部分，而其他开关可以“断开”。类似地，一些开关可以“接通”以控制或确定电感器电流I_L的斜降部分，而其他开关可以“断开”。对于这些配置，占空比D可以指代与电感器电流I_L的斜升部分对应的切换信号的占空比、或者对于电感器电流I_L的斜升部分将开关“接通”的切换信号的占空比。

如之前描述的，对于超过50％的占空比可能发生不稳定性。也就是说，当PWM信号的占空比小于或等于50％时，使用斜坡补偿对电流感测信号的修改可能是不必要的。另外，对具有小于或等于50％的占空比的电流感测信号进行斜坡补偿可能导致过度补偿，这仍可能导致不稳定性。如此，可能期望避免或最小化对于小于或等于50％的占空比的斜坡补偿。一些斜坡补偿技术、诸如线性斜坡补偿或非线性二阶(second-order)斜坡补偿可能不能恰当地最小化对小于或等于50％的占空比的斜坡补偿，这可能导致过度补偿和不稳定性。

为了稳定的操作，斜坡补偿电路102理想地根据称为Deisch函数的以下数学函数来进行斜坡补偿并输出补偿倾斜信号：

其中，V_ramp(t)是作为时间t的函数的补偿倾斜信号，V_OUT是DC输出电压，T是周期，R_s是与电流感测电路124相关的参考电阻，L是电感器105的电感值，且表示50％的占空比。为了最小化电流模式切换稳压器100的不稳定操作，可能期望斜坡补偿电路102输出尽可能近地相似于和/或接近于Deisch函数的补偿倾斜信号。

稳压器100的斜坡补偿电路102可以生成占空比依赖于驱动切换电路107的切换信号的占空比并非常类似于Deisch函数的补偿倾斜信号。具体地，补偿倾斜信号的输出电压可以是依赖于占空比的，在于输出电压在时间段Δt期间斜升到的电压电平或幅度V_RMP可以依赖于占空比，作为占空比的函数的幅度V_RMP的曲线的斜率可以依赖于占空比，且PWM斜坡信号的输出电压的波形可以依赖于占空比。

为了生成依赖于具有与电感器电流I_L的斜升部分对应的占空比的切换信号(例如，将开关“接通”以控制电感器电流I_L的斜升部分的切换信号)的输出电压，与切换信号成比例的信号、诸如具有与切换信号相同的占空比的信号可以被施加到斜坡补偿电路102作为输入。使用的信号可以依赖于用于电流模式切换稳压器100的切换稳压器的拓扑，比如对应于图2-5中所示的那些拓扑。在一些配置中，使用的信号可以由如反馈环128所示的电感器和切换电路104生成。在可替换的配置中，使用的信号可以直接从PWM控制电路116、驱动器电路110和/或使用置位信号和复位信号来生成。各种配置是可能的。

图7是具有阶梯下降(降压)稳压器拓扑的图1所示的电流模式切换稳压器100的方框图。示例的电流模式切换降压稳压器700可以被配置为生成小于输入电压V_IN的DC输出电压V_OUT。在一个例子中，DC输入电压可以是3.3伏特(V)，且DC输出电压可以是1.1V，虽然可以进行具有其他电压电平的其他类型的阶梯下降转换。

电感器L可以向输出103输送电流I_L以生成和维持输出电压V_OUT。通过电感器L向输出103输送的平均电流I_L可以等于或基本等于在输出103处的输出电流。电感器L可以具有连接到稳压器700的输出103的一端和连接到切换电路107中的节点SW的相对端。

用于示例的电流模式降压稳压器700的切换电路107可以包括第一开关704和第二开关706。第一和第二开关704、706可以是各种类型的晶体管，作为例子，比如双极结晶体管(BJT)或场效应晶体管(FET)(例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))。在示例的电流模式降压稳压器700中，第一开关704是p沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管，且第二开关706是n沟道MOS(NMOS)晶体管，虽然可以使用其他类型的开关。PMOS晶体管704可以具有连接到输入节点108的源极端子和连接到节点SW的漏极端子，其中，输入节点108向稳压器700供应DC输入电压。NMOS晶体管706可以具有连接到节点SW和PMOS晶体管704的漏极端子的漏极端子、以及连接到地GND的源极端子，该地GND可以具有零伏或基本零伏的电压电势。

PMOS和NMOS晶体管704、706每个可以在“接通”和“断开”状态之间切换。在“接通”状态中，晶体管704、706可以呈现相对低的电阻，且成比例的大量的电流可以在漏极和源极端子之间流动。或者，当晶体管704、706处于“断开”状态时，它们可以呈现相对无穷大量的电阻，且没有电流可以在漏极和源极端子之间流动。

PMOS和NMOS晶体管704、706可以合作地切换“接通”和“断开”以在节点SW处生成电压信号V_SW。通过合作地切换，电压V_SW可以在对应于逻辑“高”值(称为逻辑“高”)的电压电平和对应于逻辑“低”值(称为逻辑“低”)的电压电平之间振荡或切换。使用对应于逻辑“高”和逻辑“低”的电压电平来指代高电平和低电平之间的逻辑相关性或关系，这不意味着限制为电压电平或值的任何具体集合或从逻辑操作中生成。当PMOS晶体管704处于“接通”且NMOS晶体管606处于“断开”时，在节点SW处生成的电压V_SW可以具有逻辑“高”电压电平。或者，当PMOS晶体管104处于“断开”且NMOS晶体管106处于“接通”时，在节点SW处生成的电压V_SW可以具有逻辑“低”电压电平。在节点SW处的逻辑“高”电压电平可以通过DC输入电压V_IN的电压量来确定，低了跨越PMOS晶体管104的任何电压降，逻辑“低”电压电平可以处于地GND或地GND附近，高出跨越NMOS晶体管106的任何电压降。

示例电流模式降压稳压器700的驱动器电路110可以向PMOS晶体管和NMOS晶体管704、706输出切换信号，以生成逻辑“高”和逻辑“低”电压电平的电压信号V_SW。具体地，驱动器电路110可以包括PMOS驱动器电路712，该PMOS驱动器电路712可以输出被施加到PMOS晶体管704的栅极端子以“接通”和“断开”PMOS晶体管704的切换信号。另外，驱动器电路110可以包括NMOS驱动器电路714，该NMOS驱动器电路714可以输出被施加到NMOS晶体管的栅极端子以“接通”和“断开”NMOS晶体管706的切换信号。在一些示例配置中，切换信号可以是具有相关的占空比的脉宽调制(PWM)信号，虽然可以使用其他类型的切换信号。

PMOS驱动器电路712和NMOS驱动器电路714可以输出切换信号以合作地“接通”和“断开”PMOS和NMOS晶体管712、714而生成用于电压V_SW的逻辑“高”和逻辑“低”电压电平。具体地，PMOS和NMOS驱动器电路712、714可以输出切换信号，使得当PMOS晶体管704“接通”时NMOS晶体管706“断开”，以生成用于电压V_SW的逻辑“高”电压电平，且使得当NMOS晶体管706“接通”时PMOS晶体管704“断开”，以生成用于电压V_SW的逻辑“低”电压电平。

由PMOS和NMOS驱动器电路712、714输出的切换信号可以具有与时钟信号CLK的周期对应的周期T。另外，切换信号可以具有与置位和复位信号之间的时间差Δt对应的占空比，如先前描述的。由PMOS驱动器电路712输出的切换信号的占空比可以不同于由NMOS驱动器电路714输出的切换信号的占空比，或它们可以对应于周期T的不同部分，因为PMOS和NMOS晶体管712、714可以交替地为“接通”和“断开”以生成电压V_SW的不同电压电平。作为例示，如果由PMOS驱动器电路输出的切换信号的占空比是40％，则PMOS晶体管704可以在时钟周期的40％期间是“接通”，且在时钟周期的60％期间是“断开”。而由NMOS驱动器电路714输出的切换信号的占空比可是60％，使得NMOS晶体管706在PMOS晶体管704是“断开”的时钟周期的60％期间是“接通”，且在PMOS晶体管是“接通”的时钟周期的40％期间是“接通”。各种配置是可能的。

在节点SW处的电压信号V_SW的占空比可以对应于施加到PMOS晶体管704的切换信号的占空比。当PMOS晶体管704“接通”时，电压V_SW具有作为逻辑“高”的电压电平，且当PMOS晶体管704“断开”时，电压V_SW具有作为逻辑“低”的电压电平。使用上述等式(1)，在切换周期具有占空比D的情况下，PMOS晶体管704可以在周期T期间“接通”达持续时间Δt，这又使得电压信号V_SW在持续时间Δt期间具有逻辑“高”电压电平。

另外，电压V_SW的电压电平可以确定电流的斜升部分和斜降部分。当电压V_SW具有逻辑“高”电压电平时，经过电感器L的电流I_L可以线性地增加或“斜升”。或者，当电压V_SW是逻辑“低”时，电流I_L可以线性地降低或“斜降”。基于逻辑“高”和逻辑“低”电压电平，电流I_L可以在最大I_L(max)和最小I_L(min)电流值之间斜升和斜降。

电感器电流I_L可以在时钟信号CLK的连续的周期T期间斜升然后斜降。其中电感器电流I_L斜升的周期T的部分可以与正施加到PMOS晶体管704的切换信号的占空比对应和/或成比例。也就是说，施加到PMOS晶体管704的切换信号的占空比确定PMOS晶体管“接通”多久，这确定了电压V_SW是逻辑“高”多久，这又确定了电感器电流I_L在周期T期间的斜升部分，包括斜率和持续时间。

图7所示的示例电流模式降压稳压器700可以通过接收具有与电感器电流的斜升部分对应和/或成比例的占空比的输入信号，来生成依赖于占空比的斜坡补偿信号。在图7所示的示例降压稳压器700中，可以使用电压信号V_SW作为对斜坡补偿电路102的输入，因为电压V_SW具有与将PMOS晶体管“接通”以斜升电感器电路I_L的切换信号的占空比对应的占空比。在可替换配置中，可以使用与电压信号V_SW不同的、具有与电感器电流I_L的斜升部分对应和/或成比例的占空比的信号。

图8示出了斜坡补偿电路102的示意图。斜坡补偿电路102可以包括电流源I₀以生成初始电流来充电电容器C_R以生成电压V_R。另外，该斜坡补偿电路可以包括电流镜电路，该电流镜电路使用电流镜像技术以生成第一电流I₁来生成补偿倾斜信号的输出电压V_RMP(即，斜坡补偿电路102的输出)，其可以基于跨越电容器C_R的电压V_R。电容器C_R可以包括单个电容器、多个电容器和/或被配置为存储或放电电荷并生产与存储的电荷成比例的电压的其他类型的电容或存储设备或组件。第一电流I₁可以被供应到斜坡补偿电路的输出以生成输出电压V_RMP。该输出可以包括输出负载、诸如输出电阻器R_RMP，以在接收到第一电流I_R时生成输出电V_RMP，虽然可以使用其他类型的负载。作为时间的函数的跨越电容器C_R的电压V_R可以产生在占空比的从0％到100％的范围上非常近似于Deisch函数的电压V_RMP。

斜坡补偿电路102可以包括生成第一电流I₁并向输出电阻器R_RMP供应该第一电流I₁的至少一个第一晶体管Q₁。在一个示例中，第一晶体管Q₁可以是PMOS晶体管。第一PMOS晶体管Q₁的漏极端子可以连接到电阻器R_RMP，且第一PMOS晶体管Q₁的源极端子可以连接到电压源V_cc。在一些例子中，电压源V_cc可以与DC输入电压V_IN相同或共用，虽然可以使用与V_IN不同的电压用于电压源V_cc。从第一PMOS晶体管Q₁的源极端子流到漏极端子的电流可以与流过第一PMOS晶体管Q₁的第一电流I₁相同或基本相同。

为了基于电压V_R来生成第一电流I₁，电压V_R被转换为第二电流I₂，然后，使用电流镜电路镜像第二电流I₂以进行电流镜像。具体地，斜坡补偿电路102可以包括电压到电流转换器802以将电压V_R转换为第二电流I₂。电压到电流转换器802可以具有连接到节点801且接收电压V_R的第一输入。在一些示例配置中，电压到电流转换器802可以包括第二输入，其可以连接到地GND。电压到电流转换器802可以具有相关的跨导g_m，这可以确定输出电流的改变与电压到电流转换器802的输入电压的改变的比率。电压到电流转换器802的输出可以是第二电流I₂，其可以等于电压V_R和相关的跨导g_m的乘积和/或与该乘积成比例。

第二电流I₂可以具有负极性，使得第二电流I₂朝向电压到电流转换器802的输出流动。结果，第一电流I₁可以从第一PMOS晶体管Q₁流到输出电阻器R_RMP。

斜坡补偿电路102可以包括连接到电压到电流转换器802的输出的至少一个第二晶体管Q₂，以供应第二电流I₂。第二电流I₂可以从第二晶体管Q₂向电压流到电流转换器702的输出。在一个示例实施例中，第二晶体管Q₂可以是具有连接到电压到电流转换器702的输出的漏极端子的PMOS晶体管。第二PMOS晶体管Q₂的第二端子可以连接到电压源V_cc，且从源极端子流到漏极端子的电流可以与第二电流I₂相同或基本相同。

为了将第一电流I₁镜像到第二电流I₂，第一和第二晶体管Q₁、Q₂可以被配置作为电流镜电路，在该电流镜电路中，第二PMOS晶体管Q₂的栅极端子和第一PMOS晶体管Q₁的栅极端子两者可以连接到第二晶体管Q₂的漏极端子。因此，第二PMOS晶体管Q₂的栅极到漏极电压可以是零伏特，且第一和第二PMOS晶体管Q₁、Q₂的栅极到源极电压可以相同，这可以将由第一PMOS晶体管Q₁供应的第一电流I₁镜像到由第二PMOS晶体管Q₂供应的第二电流I₂。通过被镜像，第一电流I₁可以具有与第二电流I₂相同或基本相同的量值。除此之外或可替换地，通过被镜像，第一电流I₁可以与第二电流I₂成比例。该比例可以基于第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的一个或多个属性的一个或多个比率。一个属性可以是第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的尺寸，比如栅极宽度。另一属性可以是晶体管的数量。例如，第一晶体管Q₁和/或第二晶体管Q₂可以包括单个晶体管或并行连接的多个晶体管。第一电流I₁的电流量可以与第一晶体管Q₁的尺寸与第二晶体管Q₂的尺寸的比率、第一晶体管Q₁的数量与第二晶体管Q₂的数量的比率、或其一些组合成比例。

可以从供应到电容器C_R的一对电流来生成跨越节点801处的电容器C_R的电压V_R。该对电流可以包括从电流源704供应的恒定电流I₀和被镜像到第二电流I₂或作为第二电流I₂的比例的第三电流I₃。如图8所示，第三电流I₃可以与来自恒定电流源804的恒定电流I₀比如在电路节点A处组合，且组合的电流可以被供应到电容器C_R以生成电压V_R。

可以使用与用于将第一电流I₁镜像到第二电流I₂的那些技术类似的电流镜像技术来将第三电流I₃镜像到第二电流I₂。具体地，可以包括至少一个第三晶体管Q₃作为斜坡补偿电路802中的电流镜像电路的部分以生成第三电流I₃。第三晶体管Q₃可以具有连接到节点801处的电容器C_R的漏极端子和连接到电压源V_cc的源极端子。第三电流I₃可以与流过第三PMOS晶体管Q₃的源极和漏极端子的电流相同或基本相同。另外，第三晶体管Q₃的栅极端子可以连接到第二晶体管Q₂的漏极端子，使得第三PMOS晶体管Q₃的栅极到源极电压与第二PMOS晶体管Q₂的栅极到源极电压相同，且第三电流I₃被镜像到第二电流I₂。类似于对于第一电流I₁生成的电流量，基于第二和第三晶体管Q₂、Q₃的尺寸和/或数量，第三电流I₁的量可以与第二电流I₂相同和/或与其成比例。也就是说，第三电流I₃的电流量可以与第三晶体管Q₃的尺寸与第二晶体管Q₂的尺寸的比率、第三晶体管Q₃的数量与第二晶体管Q₂的数量的比率、或其一些组合成比例。

通过用I₀和第二电流I₂的镜像的版本(即，用第三电流I₃)来充电电容器C_R，跨越电容器C_R而生成的电压V_R可以至少部分地基于或依赖于第二电流I₂。以此方式，斜坡补偿电路102包括反馈系统，其中，跨越电容器C_R而生成的电压V_R被反馈回到电压到电流转换器802，该电压到电流转换器802生成第二电流I₂，这又生成第三电流I₃，第三电流I₃被供应到电容器C_R以生成电压V_R。如此，电压V_R可以基于或依赖于电压到电流转换器的跨导g_m以及在生成并供应第二和第三电流I₂、I₃的第二和第三晶体管Q₂、Q₃的数量和/或尺寸之间的比率。

斜坡补偿电路102可以包括被配置为基于电压信号V_SW来将电压V_R下拉到对应于“低”逻辑电平的低电平的下拉电路。由下拉电路下拉的逻辑“低”电平可以与电压V_SW的逻辑“低”电平成对应和/或比例。在一个示例配置中，该下拉电路可以包括与电容器C_R并联地连接的下拉晶体管Q_PD，虽然可以使用其他下拉配置。下拉晶体管Q_PD可以在“接通”状态和“断开”状态之间切换。在“接通”状态中，下拉晶体管Q_PD可以具有相对低的电阻和/或表现为短路。因此，在“接通”状态中，下拉晶体管Q_PD可以将电压V_R“下拉”到低电压电平，比如下拉到地或大约零伏特，和/或下拉到逻辑“低”电平。或者，在“断开”状态中，下拉晶体管Q_PD可以具有相对高或无穷大的电阻和/或表现为开路。因此，当下拉晶体管Q_PD“断开”时，电压V_R可以依赖于被供应到节点701处的电容器C_R的电流I₀和I₃。

下拉晶体管Q_PD可以接收电压信号V_SW的反相电压，表示为当反相电压信号是逻辑“高”时，下拉晶体管Q_PD可以“接通”，这又可以将电压V_R下拉到低电平。或者，当反相电压信号是逻辑“低”时，下拉晶体管Q_PD可以“断开”，这又可以使得电压V_R依赖于电流I₀和I_B和/或由电流I₀和I_B来确定。

以此方式，当电压信号V_SW是逻辑“高”且电流I_L的增加量(即，电流I_L的斜升部分)正被供应到输出103时，跨越电容器C_R而生成的电压V_R可以依赖于电流I₀和I₃。如先前描述的，电压信号V_SW可以在持续时间Δt期间具有逻辑“高”值。因为持续时间Δt依赖于时钟信号CLK的周期T和驱动PMOS晶体管702(图7)的切换信号的占空比D(即，对应于电感器电流的斜升部分的占空比)，则电压V_R可以依赖于占空比D和时钟信号CLK的周期T。

跨越电容器C_R的电压V_R在时间段Δt期间增加到的电压电平可以由以下公式来数学地表示：

$V_R=\frac{I_0\·T\·D}{C-g_m\·\left(\frac{m_3}{m_2}\right)\·T\·D}---\left(3\right)$

其中C表示电容器C_R的电容，I₀表示来自恒定电流源804的电流，m₃表示第三晶体管Q₃的尺寸和/或数量，m₂表示第二晶体管Q₂的尺寸和/或数量，T表示时钟信号CLK的周期，且D表示驱动PMOS晶体管704的切换信号的占空比。另外，因为补偿倾斜信号的电压V_RMP(即补偿斜坡电路102的输出)依赖于电压V_R，则补偿倾斜信号的电压V_RMP也可以是依赖于占空比的。电压V_RMP可以是由流过输出电阻器R_RMP的电流I_R生成的电压，这可以由如下表示：

V_RMP＝I_R*R_RMP.(4)

因为第一电流I₁是第二电流I₂的镜像版本，其从电压V_R生成，则电压V_RMP可以依赖于该电压V_R所依赖于的因素，包括电容器C_R的电容、恒定电流源704的电流I₀、电压到电流转换器702的跨导g_m、在第二和第三晶体管Q₂、Q₃的数量和/或尺寸之间的一个或多个比率、时钟信号CLK的周期和驱动PMOS晶体管704的切换信号的占空比。电压V_RMP还可以依赖于输出电阻器R_RMP的电阻以及第一和第二晶体管Q₁和Q₂的数量和/或尺寸之间的一个或多个比率。电压V_RMP在持续时间Δt期间斜升到的电压电平可以由以下公式来数学地表示：

$V_{RMP}=\frac{R_{RMP}\·I_0\·T\·D}{C-g_m\·\left(\frac{m_3}{m_2}\right)\·T\·D\·\left(\frac{m_1}{m_2}\right)},---\left(5\right)$

其中，R_RMP表示输出电阻器R_RMP的电阻，且m₁表示第一晶体管Q₁的尺寸和/或数量。

另外，当电压V_SW处于逻辑“高”电平和逻辑“低”电平时，V_RMP的电压电平可以在电平之间区分，这可以由以下公式来数学地表示：

图9示出了时钟信号CLK、置位信号SET、复位信号RESET、电压V_SW、反相电压和补偿倾斜信号的图。如图9所示，正被施加到PMOS晶体管704的切换信号的占空比D由置位脉冲和复位脉冲之间持续时间Δt确定，如先前所述。在持续时间段Δt期间，电压V_SW可以为高，且反相电压可以为低，使得电感器电流增加或斜升，且还使得补偿倾斜信号增加或斜升。在持续时间Δt期间，补偿倾斜信号的电压可以斜升到电压电平V_RMP，如等式(5)所述。当以脉冲发生复位信号时，电压V_SW可以为低，且反相电压可以为高，使得电感器电流降低或斜降，且还使得补偿倾斜信号降至电压低。因为持续时间Δt依赖于占空比D，所以补偿倾斜信号的输出电压也依赖于占空比。也就是说，在其期间输出电压正斜升的时间部分Δt和在其期间输出电压被保持到电压低的(T-Δt)依赖于占空比D；输出电压在Δt期间增加到的幅度V_RMP依赖于占空比(随着占空比降低，幅度V_RMP也降低)；以及输出电压V_RMP的幅度的曲线的斜率作为占空比的函数依赖于占空比。

图10示出比较斜坡补偿电路102的输出电压的幅度V_RMP和可以使用作为占空比的函数的其他类型的斜坡补偿技术来生成的其他斜率补偿信号的图。第一曲线1002示出固定的恒定斜率补偿曲线的线性。第二曲线1004示出现有的非线性或二阶的斜率补偿曲线。第三曲线1006示出图8所述的斜坡补偿电路102的输出电压的幅度。第四曲线1008示出Deisch函数的曲线。如图10所示，由第三曲线1006所示的斜坡补偿电路102的输出低，或示出了由于其占空比依赖性而对小于或等于50％的占空比的很少的补偿。另外，如图10所示，相比于线性补偿曲线1002和现有的二阶曲线1004，由第三曲线1006所示的斜坡补偿电路102的输出更加接近地类似于Deisch函数。

如图10所图示地，斜坡补偿电路102的输出电压的幅度V_RMP的曲线的斜率作为占空比D的函数而变化。依赖于占空比的斜率S_RMP(D)可以由以下公式来数学地表示：

$S_{RMP}\left(D\right)=\frac{R_{RMP}\·I_0\·T\·C}{{(C-g_m\·(\frac{m_3}{m_2})\·T\·D\·(\frac{m_1}{m_2}\left)\right)}^2}---\left(6\right)$

图11示出了生成用于对电流模式切换稳压器进行斜坡补偿的斜坡补偿电路的输出的示例方法1100的流程图。在块1102处，一对电流、包括第一电流和第二电流可以被供应到存储设备以充电该存储设备。第一电流可以从恒定电流源供应。第二电流可以从电流镜电路供应，该电流镜电路镜像由电压到电流转换器生成的第三电流，其中，对电压到电流转换器的输入是跨越存储设备而生成的电压。

在块1104处，具有相关的周期的切换信号、诸如脉冲波或矩形波信号可以由下拉电路来接收，该下拉电路将跨越该存储设备而生成的电压下拉到低电平，诸如地。该切换信号可以根据与流过切换模式稳压器的电感器的电感器电流的斜升部分对应的占空比，来在对应于逻辑“高”和逻辑“低”电平的电压电平之间振荡或切换。切换信号可以在对应于占空比的周期的第一持续时间期间“断开”下拉电路，使得该对电流在第一持续时间期间充电该存储设备。该切换信号可以在周期的第二持续时间期间“接通”下拉电路，使得跨越存储设备的电压电平被保持到对应于逻辑低的电压电平。

在块1106处，可以基于供应到存储设备的该对电流和正被下拉电路下拉的电压来生成跨越存储设备的电压。因为下拉电路根据与斜升部分对应的占空比来“接通”和“断开”，因此该电压可以依赖于占空比。

在块1108处，跨越存储设备的电压可以被供应到电压到电流转换器，在该电压到电流转换器处，根据该转换器的相关的跨度来将该电压转换为第三电流。在块910处，可以用电流镜电路来镜像第三电流以生成第二电流。另外，在块910处，镜像的第二电流可以被供应到存储设备以生成跨越电容器的电压。

在块1112处，在第二实例处(atasecondinstance)，可以用电流镜电路来镜像第三电流以生成第四电流。镜像的第四电流可以基于恒定电流源、存储设备的电容、电压到电流转换器的跨度、电流镜电路中的晶体管之间的比率、和由下拉电路接收的切换信号的占空比。

在块1114处，镜像的第四电流可以被供应到输出负载以生成斜坡补偿电路的输出电压。在块1116处，斜坡补偿电路的输出可以被发送到加法器或求和电路，在该加法器或求和电路处，该输出可以与指示电流正被供应到电感器的电流感测信号相加来进行斜坡补偿。

意图上述详细描述应该被理解为实施例可以采用的所选形式的例示，而不意图限制接下来的权利要求。而且，以下权利要求的一些可能陈述了组件操作地进行特定功能或被配置用于特定任务。应该注意，这些不是限定性的限制。还应该注意，在权利要求中叙述的动作可以以任何顺序进行——不一定按叙述它们的顺序。另外，在此描述的任何优选实施例的任何方面可以单独使用或彼此结合使用。总之，虽然已经以相当的细节参考本发明的特定实施例描述了本发明，但是其他版本是可能的。因此，所附权利要求的精神和范围不应该被限制为在此包含的实施例的描述。

Claims (20)

1.一种用于进行电流模式切换稳压器的斜坡补偿的斜坡补偿电路，所述切换稳压器包括切换电路用于控制经过电感器的电流的斜升部分和斜降部分的流动以生成输出电压，所述切换电路响应于具有一周期的切换信号，所述周期包括对应于所述斜升部分的第一持续时间和对应于所述斜降部分的第二持续时间，所述第一持续时间与所述切换信号的占空比成比例，所述斜坡补偿电路包括：

存储设备，被配置为生成电压；

下拉电路，被配置为基于所述切换信号的占空比来将所述电压下拉到对应于逻辑低的电平；

电压到电流转换器，被配置为基于所述电压来生成第一电流；以及

电流镜电路，被配置为：

对所述第一电流镜像以生成第二电流并向所述存储设备供应所述第二电流用于生成所述电压；以及

对所述第一电流镜像以生成第三电流并向所述斜坡补偿电路的输出供应所述第三电流用于生成斜坡补偿输出。

2.根据权利要求1所述的斜坡补偿电路，其中，所述电流镜电路包括至少一个第一晶体管，该第一晶体管被配置为向所述电压到电流转换器供应所述第一电流。

3.根据权利要求2所述的斜坡补偿电路，其中，所述电流镜电路还包括至少一个第二晶体管，该第二晶体管被配置为对所述第一电流镜像以生成所述第二电流并向所述存储设备供应所述第二电流。

4.根据权利要求3所述的斜坡补偿电路，其中，所述电流镜电路还包括至少一个第三晶体管，该第三晶体管被配置为对所述第一电流镜像以生成所述第三电流并向所述斜坡补偿电路的输出供应所述第三电流。

5.根据权利要求4所述的斜坡补偿电路，其中，所述第一、第二和第三晶体管每个包括p沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管。

6.根据权利要求1所述的斜坡补偿电路，其中，所述电压在所述切换信号的周期的第一持续时间期间基于所述第二电流。

7.根据权利要求6所述的斜坡补偿电路，其中，所述下拉电路被配置为作为响应在所述切换信号的周期的第二持续时间期间将所述电压下拉到低电平。

8.根据权利要求6所述的斜坡补偿电路，还包括：

恒定电流源，被配置为向所述存储设备供应第四电流；

其中，所述电压在所述第一持续时间期间还基于所述第四电流。

9.根据权利要求1所述的斜坡补偿电路，其中，所述电压到电流转换器具有相关的跨导，且其中，跨越所述存储设备生成的电压基于所述相关的跨导。

10.根据权利要求1所述的斜坡补偿电路，其中，所述斜坡补偿电路的输出具有在第一持续时间期间增加到一电压电平的电压，该电压由如下数学公式表示：

$V_{RMP}=\frac{R_{RMP}\·I_0\·T\·D}{C-g_m\·\left(\frac{m_3}{m_2}\right)\·T\·D\·\left(\frac{m_1}{m_2}\right)},$

其中，R_RMP是斜坡补偿电路的输出中的输出电阻器的电阻，(m₃/m₂)是生成所述第三电流的至少一个第三晶体管与生成所述第二电流的至少一个第二晶体管的晶体管的尺寸或数量中的至少一个的比率，g_m是电压到电流转换器的跨导，I₀是由恒定电流源供应到存储设备的电流量，T是所述切换信号的周期，D是所述切换信号的占空比，C是所述存储设备的电容，且(m₁/m₂)是生成所述第一电流的至少一个第一晶体管与生成所述第二电流的至少一个第二晶体管的晶体管的尺寸或数量中的至少一个的比率。

11.一种生成用于进行电流模式切换稳压器的斜坡补偿的斜坡补偿信号的方法，所述切换稳压器包括切换电路用于控制经过电感器的电流的斜升部分和斜降部分的流动以生成输出电压，所述切换电路响应于具有一周期的切换信号，所述周期包括对应于所述斜升部分的第一持续时间和对应于所述斜降部分的第二持续时间，所述第一持续时间与所述切换信号的占空比成比例，所述方法包括：

生成跨越存储设备的电压，其中，生成所述电压包括基于所述切换信号的占空比来将所述电压下拉到对应于逻辑低的低电平；

向电压到电流转换器供应所述电压；

通过所述电压到电流转换器基于所供应的电压来生成第一电流；

通过电流镜电路来对所述第一电流镜像以生成第二电流；

通过所述电流镜电路向所述存储设备供应所述第二电流以生成跨越所述存储设备的电压；

通过所述电流镜电路对所述第一电流镜像以生成第三电流；

通过输出负载基于所述第三电流生成斜坡补偿输出。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述切换信号包括第一切换信号，所述方法还包括：

通过下拉电路接收第二切换信号以将所述电压下拉到所述低电平。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述第二切换信号从所述第一切换信号反转。

14.根据权利要求11所述的方法，其中生成所述电压还包括：

在所述切换信号的周期的第一持续时间期间基于第二电流生成所述电压。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，下拉所述电压包括在所述第二持续时间期间将所述电压下拉到低电平。

16.根据权利要求14所述的方法，还包括：

通过恒定电流源向所述存储设备供应第四电流；

其中，生成所述电压还包括在第一持续时间期间基于所述第四电流生成所述电压。

17.一种电流模式切换稳压器，被配置为输出稳压的输出电压；所述稳压器包括：

电感器，被配置为向所述稳压器的输出供应电感器电流，以生成稳压的输出电压，所述电感器电流包括斜升部分和斜降部分；

切换电路，被配置为控制所述电感器电流的斜升部分和斜降部分，所述切换电路响应于具有一周期的切换信号，所述周期包括对应于所述斜升部分的第一持续时间和对应于所述斜降部分的第二持续时间，所述第一持续时间与所述切换信号的占空比成比例；以及

斜坡补偿电路，包括：

存储设备，被配置为生成电压；

下拉电路，被配置为基于所述占空比来将所述电压下拉到对应于逻辑低的电平；

电压到电流转换器，被配置为基于所述电压来生成第一电流；以及

电流镜电路，被配置为：

对所述第一电流镜像以生成第二电流并向所述存储设备供应所述第二电流用于生成所述电压；以及

对所述第一电流镜像以生成第三电流并向所述斜坡补偿电路的输出供应所述第三电流用于生成斜坡补偿输出。

18.根据权利要求17所述的电流模式切换稳压器，还包括：

电流感测电路，被配置为输出指示流到所述电感器的电流的电流感测信号；

求和电路，被配置为将所述斜坡补偿电路的输出与所述电流感测信号相加以进行斜坡补偿。

19.根据权利要求17所述的电流模式切换稳压器，其中，所述存储设备被配置为在对应于所述斜升部分的第一持续时间期间基于所述第二电流生成所述电压，且其中，所述下拉电路被配置为在对应于所述斜降部分的第二持续时间期间将所述电压下拉到低电平。

20.根据权利要求17所述的电流模式切换稳压器，其中，所述电流模式切换稳压器包括电流模式阶梯下降稳压器。