CN102938611A - 斜坡补偿电压生成电路及方法，开关调节器及电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及斜坡补偿电压生成电路及方法，开关调节器及电源。提供了一种斜坡补偿电压生成电路，其包括：充电电流生成电路，被配置成接收提供给所述充电电流生成电路的开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts，所述充电电流生成电路生成与成正比的充电电流；以及电压生成电路，利用所述充电电流，生成二次曲线斜坡补偿电压。通过本发明产生适当的斜坡补偿电压，使得开关调节器能够工作在较宽的占空比范围上。所产生的斜坡补偿电压的幅值小，而所产生的补偿斜率与目标补偿斜率相一致，并尽可能地减小了对低占空比部分的过补偿。

Description

斜坡补偿电压生成电路及方法,开关调节器及电源

技术领域

本发明总体上涉及开关调节器，并且，更具体地，涉及用于开关调节器的斜坡补偿电压生成电路及斜坡补偿电压生成方法。

背景技术

随着科学技术的发展，对于PWM开关稳压电源或稳流电源的要求也越来越高。开关调节器是PWM开关稳压电源或稳流电源的重要组成部分。在PWM开关稳压电源或稳流电源中，在输入电压变化、内部参数变化以及外接负载变化的情况下，通过反馈控制模式调节开关调节器的导通脉冲宽度，可以使得电源的输出电压或电流稳定。

反馈控制模式包括：电压模式控制、峰值电流模式控制等等。在电压模式控制中，脉冲宽度调节具有较好的抗噪声裕度；占空比调节不受限制；对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好，但是其对输入电压变化动态响应较慢；控制环设计较为复杂。而在峰值电流控制中，瞬态闭环响应较快，对于输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应较快；控制环易于设计。因而，峰值电流控制得以迅速推广应用。

然而在峰值电流模式的开关调节器中，当占空比大于50％时，会产生次谐波振荡，导致电感电流不稳定，从而使得输出电压不稳定。为了解决峰值电流模式中存在的上述问题，需要进行在开关调节器中进行斜坡补偿。

目前，常用的斜坡补偿技术有三种：(1)固定线性斜坡补偿技术；(2)自适应线性斜坡补偿技术；(3)二次曲线斜坡补偿技术。

图1示出了开关调节器的基本电路。

对于各种补偿技术，所希望得到的斜坡补偿电压的目标补偿斜率为：

${\mathrm{Se}}_{t\arg \mathrm{et}}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{2L}\×R_{\mathrm{sense}}---\left(1\right)$

其中，Se_t arg et为所希望得到的目标斜率；V_out为开关调节器的输出电压；L为开关调节器中的电感；R_sence为开关调节器中的感测电阻。而在开关调节器中，电感的选择通常遵循以下公式：

$L=\frac{(1-D)\×V_{\mathrm{OUT}}}{\mathrm{\α}\×I_{\mathrm{LOAD}}\×f_s}---\left(2\right)$

其中，D为开关信号的占空比；V_out为开关调节器的输出电压；I_LOAD为流过负载的电流；f_s为开关信号的频率；α为一系数，其大小在0.2～0.4之间。从公式(2)可以看出，有关L的信息可以通过对频率和占空比的转换间接获得

将公式(2)代入公式(1)中，可得到：

${\mathrm{Se}}_{t\arg \mathrm{et}}=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{2L}\×R_{\mathrm{sense}}=K_L\×\frac{f_s}{1-D}---\left(3\right)$

其中， $K_L=\frac{\mathrm{\α}\×L_{\mathrm{LOAD}}\×R_{\mathrm{senses}}}{2}.$

由公式(3)可以看出，所希望得到的目标斜率与

成正比。

图2示出了固定线性斜坡补偿技术的基本原理。如图2所示，在固定线性斜坡补偿技术的电路中，存在电容器C。电容器C的一端接地，利用电流I_ch arg e直接对电容器C进行充电，在电容器C的另一端产生斜坡补偿电压V_slope(t)。

图3(a)示出了在固定线性斜坡补偿技术中斜坡补偿电压随时间变化的图。从图3(a)中可以看出，在开关信号的一个周期内，斜坡补偿电压随着时间线性增大。而该斜坡补偿电压相对于时间的导数

即为补偿斜率。从图3(a)中可以看出，由于斜坡补偿电压随着时间线性增大，因此在开关频率较低(负载周期较长)或占空比大的情况下会产生较高的峰值电压，从而导致误差放大器的电压裕度(E/A headroom)不足。

图3(b)示出了在固定线性斜坡补偿技术中产生的补偿斜率和期望的斜率与占空比之间的关系的图示。在固定线性斜坡补偿技术中产生的斜坡补偿电压的斜率Se相对于占空比D是恒定的。在Se-D的坐标系中，Se(D)成一条水平直线。而根据公式(3)，所期望的补偿斜率随着占空比的增大而增大。因此，在设计的过程中，必须针对开关信号的最大占空比设计补偿斜率Se。然而，对于小于最大占空比的占空比，会产生过补偿。

为了减轻在固定线性斜坡补偿技术中出现的问题，提出了一种自适应线性斜坡补偿技术。图4示出了在自适应线性斜坡补偿技术中用于产生充电电流电路示意图。在图4中，开关K1和K3的通断时间相同，而开关K2与开关K1和K3的通断时间恰好相反。所述开关信号如图4中所示，其频率为fs。T1和T2为PMOS晶体管，晶体管T1和T2的栅极相连，T1和T2的源极连接到电源线Vss，T2的漏极连接到T2的栅极。晶体管T1和T2在电路中构成电流镜。AMP为运算放大器。运算放大器AMP的正输入端连接有参考电压V_REF，运算放大器AMP的负输入端和输出端之间连接有电容器C_INT。T3为NMOS晶体管，用于将运算放大器的输出电压转换为电流。通过图4中所示的电路，可以形成如下的充电电流：

$I_{\mathrm{ch}\arg e}=\frac{V_{\mathrm{REF}}\×C_1\×f_S}{(1-D)}---\left(4\right)$

其中，D为开关信号的占空比；V_REF为运算放大器AMP的正输入端的参考电压；C₁为电容器C1的电容；f_s为开关信号的频率。

图5示出了在自适应线性斜坡补偿技术中利用充电电流生成补偿电压信号的电路的示意图，其与图1中所示的电路类似。通过利用图4中的电路所得到的I_change对电容器C_C1进行充电，所得到的斜坡补偿电压为：

$V_{\mathrm{slope}}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{REF}}{\×C}_1}{C_{C1}}\×\frac{f_s}{1-D}\×t---\left(5\right)$

其中，t为时间，C_C1为电容器C_C1的电容。

图6示出了在自适应线性斜坡补偿技术中相对于不同的占空比斜坡补偿电压与时间的关系图。从图6中可以看出，在自适应线性斜坡补偿技术中，随着占空比D的增大，斜坡补偿电压的斜率Se逐渐增大，而斜坡补偿电压也逐渐增大。对于大的占空比，峰值电压可能超出电路的容许范围，即导致误差放大器的输出电压裕度过小或不足。

图7示出了在自适应线性斜坡补偿技术中产生的补偿斜率和期望的斜率与占空比之间的关系的图示。从图7中可以看出，在自适应线性斜坡补偿技术中，所产生的补偿斜率Se与目标补偿斜率非常吻合。因此，通过自适应线性斜坡补偿技术可以避免斜率的过补偿，但是斜坡补偿电压在高占空比的情况下仍然很高，造成误差放大器的电压裕度过小。

图8示出了二次曲线斜坡补偿技术的原理的示意图。如图8所示，在二次曲线斜坡补偿技术中，图中所示的电路包括电容器C1和电容器C2，电容器C1和电容器C2的一端接地，在电容器C1和电容器C2另一端之间连接有跨导部件。利用电流I_ch arg e对电容器C1进行充电，再由电容器C1通过跨导部件对电容器C2进行充电，在电容器C2的一端产生斜坡补偿电压V_slope(t)。通过充电电流I_ch arg e对两个电容器和跨导部件结构的充电，可以得到二次曲线形式的斜坡补偿电压V_slope(t)：

V_Slope(t)＝K′·t²      (6)

其中，K’为与充电电流I_ch arg e、电容器C1、C2的电容以及跨导部件的跨导有关的参数，t为时间。

从公式(6)中可以看出，所得到的斜坡补偿电压与时间的平方成正比。该斜坡补偿电压的斜率为：

$\mathrm{Se}\left(t\right)=\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{\mathrm{Slope}}\left(t\right)=2\×K^{\′}\·t---\left(7\right)$

如前所述，开关信号的频率为fs，周期为Ts，占空比为D，斜坡补偿电压的目标斜率而在工作点tc(tc＝DTs)处，二次曲线斜坡补偿技术的斜坡补偿电压的斜率为：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{\mathrm{Slope}}\left(t\right){|}_{t={\mathrm{DT}}_S}=2\×K^{\′}\×{\mathrm{DT}}_S---\left(8\right)$

为了实现斜坡补偿，在所需要的工作点tc＝DTs处的斜坡补偿电压的斜率应满足斜坡补偿电压的目标斜率，即

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{\mathrm{Slope}}\left(t\right){|}_{t=D{T}_S}=2\×K^{\′}\×{\mathrm{DT}}_S={\mathrm{Se}}_{t\arg \mathrm{et}}=K_L\×\frac{f_s}{1-D}---\left(9\right)$

图9示出了在满足工作点tc＝DTs处的斜坡补偿电压的目标斜率的情况下，二次曲线斜坡补偿技术中的斜坡补偿电压和固定线性斜坡补偿技术中的斜坡补偿电压与时间之间的关系的图示。从图9中可以看出在满足工作点tc＝DTs处的斜坡补偿电压的目标斜率的情况下，二次曲线斜坡补偿技术中产生的斜坡补偿电压比固定线性斜坡补偿技术中产生的斜坡补偿电压低。即，二次曲线斜坡补偿技术对误差放大器的电压裕度方面提供了改进。

图10示出了在二次曲线斜坡补偿技术中产生的补偿斜率和期望的斜率与占空比之间的关系的图示。针对开关信号的最大占空比设计补偿斜率Se。从图10中可以看出，在二次曲线斜坡补偿技术中，在最大占空比处，所产生的补偿斜率曲线与所期望的目标补偿斜率曲线相交，即所产生的补偿斜率满足补偿斜率的要求。然而，对于小于最大占空比的占空比，会产生过补偿。

表1示出了在开关调节器的电路中，Vin＝2.7V，Vout＝2.5V，L＝0.47uH，I_load＝6A，Rsense＝0.1Ohm，Fs＝600k，D＝93％的情况下，固定线性斜坡补偿技术和二次曲线斜坡补偿技术的比较。

表1固定线性斜坡补偿技术和二次曲线斜坡补偿技术的比较

从表1中可以看出，在固定线性斜坡补偿技术，对于较大的I_load，由于斜坡补偿电压的峰值高，可能导致误差放大器饱和。而在二次曲线斜坡补偿技术中，可以有效地降低斜坡补偿电压的峰值。

综上所述，需要提出一种新的技术来解决上述现有技术中的任何问题。

发明内容

本发明旨在对开关调节器产生适当的斜坡补偿信号，使得开关调节器能够工作在较宽的占空比范围上。所产生的斜坡补偿电压的幅值尽可能地小，而所产生的补偿斜率尽可能地与与目标补偿斜率相一致，并尽可能地减小低占空比部分的过补偿。

根部本发明的一个方面，提供了一种斜坡补偿电压生成电路，其包括：充电电流生成电路，被配置成接收提供给所述充电电流生成电路的开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts，所述充电电流生成电路生成与

成正比的充电电流；以及电压生成电路，利用所述充电电流，生成二次曲线斜坡补偿电压。

本发明中的斜坡补偿电压生成电路用于开关调节器中，所生产的信号用于对峰值电流模式中的感测电流进行补偿。

优选地，所述充电电流生成电路包括：第一电流电压转换部，具有与

成正比的等效阻抗，生成第一电压；积分部，与所述第一电流电压转换部耦接，对所述第一电压进行积分，以提供第二电压；第一电压电流转换部，与所述积分部耦接，将所述第二电压转换为所述充电电流；第二电流电压转换部，与所述第一电压电流转换部耦接，具有与成正比的等效阻抗，接收所述充电电流，将所述充电电流转换为第三电压；第二电压电流转换部，与所述第二电流电压转换部和所述第一电流电压转换部耦接，将所述第三电压转换为第一电流提供给所述第一电流电压转换部。

优选地，所述电压生成电路包括第一电容器和第二电容器，并且在所述第一电容器和所述第二电容器之间耦接有跨导部件，所述第一电容器接收所述充电电流，并生成相应电压由跨导部件进行接收，由跨导部件将该电压转换为电流对所述第二电容器进行充电，所述第二电容器生成生成所述二次曲线斜坡补偿电压。

优选地，所述第一电流与(1-D)Ts成反比。

优选地，所述积分部为开关电容积分器。

优选地，所述第一电压电流转换部具有跨导性质、能将电压转换为电流的部件。

优选地，所述第一电压电流转换部为NMOS晶体管或PMOS晶体管。

优选地，所述第二电压电流转换部为具有跨导性质、能将电压转换为电流的部件。。

优选地，所述斜坡补偿电压生成电路的带宽小于或等于fs/12。

根据本发明的另一方面，提供了一种开关调节器，其包括上述斜坡补偿电压生成电路。

根据本发明的又一方面，提供了一种电源，其包括上述开关调节器。

根据本发明的又一方面，提供一种斜坡补偿电压生成方法，所述方法包括：接收开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts；生成与

成正比的充电电流；以及利用所述充电电流，生成二次曲线斜坡补偿电压。

优选地，生成与

成正比的充电电流包括以下步骤：(1)利用第一电流电压转换部提供第一电压，其中所述第一电流电压转换部具有与

成正比的等效阻抗；(2)对所述第一电压进行积分以提供第二电压；(3)将所述第二电压转换为所述充电电流；(4)利用第二电流电压转换部接收所述充电电流，将所述充电电流转换为第三电压，其中所述第二电流电压转换部具有与

成正比的等效阻抗；(5)将所述第三电压转换为第一电流提供给所述第一电流电压转换部；以及重复步骤(1)～(5)。

优选地，利用所述充电电流生成二次曲线斜坡补偿电压的步骤包括：提供两个由电压电流转换部件连接的第一电容器和第二电容器，利用所述充电电流对第一电容器充电，以及利用第一电容器产生的电压经过电压电流转换部件对第二电容器充电，以生成所述二次曲线斜坡补偿电压。

优选地，所述第一电流与(1-D)Ts成反比。

通过本发明，可以产生适当的斜坡补偿信号，使得开关调节器能够工作在较宽的占空比范围上。如果电感器是遵循设计准则选择的，则所产生的斜率适合于该电感器。根据本发明，所产生的斜坡补偿电压是现有的固定线性斜坡补偿技术中所产生的斜坡补偿电压的50％，因此显著地节省了误差放大器的裕度。本发明适合于具有峰值电流模式的开关调节器的低输入电压和大电流设计，并且能够实现大的占空比(大于90％)。通过本发明能够实现高性能的电流环路补偿。

附图说明

下面关于一些示例实施例的详细描述在结合附图来阅读时将会更好理解。但是，应当理解，示例实施例并不限于所示出的精确布置和手段。在附图中，始终使用相似的数字来指示相似的元件。而且，结合附图及前面的技术领域和背景技术，随后的详细描述及所附的权利要求将使其它所希望的特征和特性变得明显。

为了图示的简单和清晰起见，附图示出了构造的一般方式，并且可以省略关于众所周知的特征和技术的描述和细节以避免不必要地使所示实施例的方面难以理解。另外，在附图中的元件并一定按比例画出。例如，一些元件或区域的尺寸在一些附图中可以相对相同的或其它附图的其它元件或区域放大以帮助提高对示例实施例的理解。

图1示出了开关调节器的基本电路。

图2示出了固定线性斜坡补偿技术的基本原理的示意图。

图3(a)示出了在固定线性斜坡补偿技术中斜坡补偿电压随时间变化的图。

图3(b)示出了在固定线性斜坡补偿技术中产生的补偿斜率和期望的补偿斜率与占空比之间的关系的图示。

图4示出了在自适应线性斜坡补偿技术中用于产生充电电流的电路示意图。

图5示出了在自适应线性斜坡补偿技术中利用充电电流生成补偿电压信号的电路的示意图。

图6示出了在自适应线性斜坡补偿技术中相对于不同的占空比斜坡补偿电压与时间的关系图。

图7示出了在自适应线性斜坡补偿技术中产生的补偿斜率和期望的斜率与占空比之间的关系的图示。

图8示出了二次曲线斜坡补偿技术的原理的示意图。

图9示出了在满足工作点tc＝DTs处的斜坡补偿电压的目标斜率的情况下，二次曲线斜坡补偿技术中的斜坡补偿电压和固定线性斜坡补偿技术中的斜坡补偿电压与时间之间的关系的图示。

图10示出了在二次曲线斜坡补偿技术中产生的补偿斜率和期望的斜率与占空比之间的关系的图示。

图11示出了根据本发明实施方式的斜坡补偿电压生成电路的框图。

图12示出了根据本发明实施方式的充电电流生成电路的框图。

图13示出了根据本发明实施方式的电压生成电路的示意图。

图14示出了根据本发明实施方式的充电电流生成电路的实现方式的电路图。

图15(a)和图15(b)分别示出了对于50％和90％的占空比本发明和固定线性斜坡补偿技术的斜坡补偿电压的仿真实验的结果图。

图16示出了根据本发明实施方式的斜坡补偿电压生成方法的流程图。

图17示出了根据本发明实施方式的充电电流生成步骤的更详细的流程图。

具体实施方式

以下参考附图描述本发明的实施例。下面结合附图给出的详细描述意指作为一些示例实施例的描述，而不是要完整描述所有可能的实施例。也就是说，在前面的技术领域、背景技术或下面的示例实施例的详细描述中给出的任意明示的或暗示的理论并没有限定任何意图。应当理解，相同的或等同的功能可以由不同的实施例来实现。

应注意到：除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对布置、数字表达式和数值不限制本发明的范围。

以下对至少一个示例性实施例的描述实际上仅仅是说明性的，决不作为对本发明及其应用或使用的任何限制。

对于相关领域普通技术人员已知的技术、方法和设备可能不作详细讨论，但在适当情况下，所述技术、方法和设备应当被视为授权说明书的一部分。

在这里示出和讨论的所有示例中，任何具体值应被解释为仅仅是示例性的，而不是作为限制。因此，示例性实施例的其它示例可以具有不同的值。

在描述和权利要求中的词语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(若存在)可以用于区分相似的元件而并不一定描述特定的顺序或时间次序。应当理解，这样使用的词语在适当的情况下是可交换的使得在此所描述的实施例例如能够按照与在此所示出的或另外描述的那些顺序不同的顺序来使用。而且，词语“包括”、“包含”、“具有”及其任何变型，意指包含非排它的包括，使得包括、包含或具有一系列元件的过程、方法、物品或装置并不一定限定于那些元件，而是可以包括没有明确列出的或者该过程、方法、物品或装置所固有的其它元件。

如前所述，本发明的目的在于在减小斜坡补偿电压的幅值的同时提供足够的补偿斜率，并且在较宽的占空比和频率的范围上提供自适应性的斜坡补偿。

返回参看图8，本发明的发明人认识到如果充电电流满足以下条件，

$I_{\mathrm{ch}\arg e}\left(t\right)=K^{\′}\×\frac{f_s}{(1-D)\·{\mathrm{DT}}_S}---\left(10\right)$

利用该充电电流对图8中所示的电路进行充电，则可以得到如下形式的二次曲线补偿电压：

$V_{\mathrm{Slope}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\×\frac{\mathrm{gm}3}{C_{C1}{C}_{C2}}\×K^{\′}\×\frac{f_s}{(1-D)\·{\mathrm{DT}}_S}\·t^2---\left(11\right)$

令 $K=\frac{1}{2}\×\frac{\mathrm{gm}3}{C_{C1}{C}_{C2}}\×K^{\′},$ 则

$V_{\mathrm{Slope}}\left(t\right)=K\×\frac{f_s}{(1-D)\·{\mathrm{DT}}_S}\·t^2---\left(12\right)$

对于tc＝DTs的工作点，可以得到以下的斜率：

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{\mathrm{Slope}}\left(t\right){|}_{t={\mathrm{DT}}_S}=K\×\frac{f_s}{1-D}---\left(13\right)$

显然此斜率满足目标斜率。此外，利用上述充电电流对图8中所示出的电路进行充电，能够在减小斜坡补偿电压的幅值。

根据上述思想，可以进行相应的系统设计。

图11示出了根据本发明实施方式的斜坡补偿电压生成电路1000的框图。如图所示，斜坡补偿电压生成电路1000包括充电电流生成电路1100以及电压生成电路1200。所述充电电流生成电路1100接收提供给其的开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts，所述充电电流生成电路1100生成与

成正比的充电电流I_change。所述充电电流生成电路1100将充电电流I_change提供给电压生成电路1200。所述电压生成电路1200利用所述充电电流I_change生成二次曲线斜坡补偿电压V_slope并输出。

图12示出了根据本发明实施方式的充电电流生成电路1100的框图。如图所述，所述充电电流生成电路1100包括：第一电流电压转换部1110、积分部1120、第一电压电流转换部1130、第二电流电压转换部1140、以及第二电压电流转换部1150。所述第一电流电压转换部1110具有与

成正比的等效阻抗，并生成第一电压V1。所述积分部1120与所述第一电流电压转换部1110耦接，对所述第一电压V1进行积分，从而提供第二电压V2。所述第一电压电流转换部1130与所述积分部1120耦接，将所述第二电压V2转换为所述充电电流I_charge。所述第二电流电压转换部1140与所述第一电压电流转换部1130耦接，其具有与

成正比的等效阻抗，接收所述充电电流I_charge，并将所述充电电流I_charge转换为第三电压。所述第二电压电流转换部1150与所述第二电流电压转换部1140和所述第一电流电压转换部1110耦接，将所述第三电压V3转换为第一电流I_FB提供给所述第一电流电压转换部1110。

图13示出了根据本发明实施方式的电压生成电路1200的示意图。如图13所示，在电压生成电路1200中，包括电容器C_C1和电容器C_C2，电容器C_C1和电容器C_C2的一端接地，在电容器C_C1和电容器C_C2另一端之间连接有跨导部件，跨导部件用于将电压转换成电流。利用电流I_ch arg e对电容器C_C1进行充电，在电容器C_C1的一端生成相应的电压。跨导部件接收该电压，并将该电压转换为电流，从而对电容器C_C2进行充电，在电容器C_C2的一端产生斜坡补偿电压V_slope(t)。通过充电电流I_ch arg e对两个电容器和跨导部件的结构的充电，可以得到二次曲线形式的斜坡补偿电压V_slope(t)。

图14示出了根据本发明实施方式的充电电流生成电路的实现方式的电路图。如图14所示，K1、K2、K3、K4和K5为开关，开关K1、K3和K4的通断时间相同，而开关K2和K5与开关K1、K3和K4的通断时间恰好相反。所述开关信号的频率为fs，周期为Ts，占空比为D。在一种实施方式中，T1、T2、T3和T4为PMOS晶体管。晶体管T1和T2的栅极相连，T1和T2的源极连接到电源线Vss，T1的漏极连接到T1的栅极。晶体管T1和T2在电路中构成一对电流镜。晶体管T3和T4的栅极相连，T3和T4的源极连接到电源线Vss，T4的漏极连接到T4的栅极。晶体管T3和T4在电路中构成另一对电流镜。在另一种实施方式中，晶体管T1、T2、T3和T4也可以为NMOS晶体管。如本领域技术人员已知的，这些晶体管的连接使得T1和T2以及T3和T4能够在电路中分别形成电流镜。假定流过晶体管T3的电流为I_FB，流过晶体管T2的电流为I_charge。电容器C1和C3并联连接；电容器C2和C4并联连接。

AMP为运算放大器。运算放大器AMP的正输入端连接有参考电压V_REF，运算放大器AMP的负输入端和输出端之间连接有电容器C_INT。gm1为一个跨导部件，用于将运算放大器的输出电压转换为电流，其具有跨导gm1。在此实施例中，gm1可以为NMOS晶体管。gm2为另一跨导部件。

在图14所示的电路中，电容器C1、C3和开关K1、K2构成第一电流电压转换部，将电流I_FB转换为电压，在节点A处输出电压V1。所述第一电流电压转换部的等效阻抗为开关K3、电容器C_INT和运算放大器AMP构成积分部，在节点B处输出积分电压V2。跨导gm1和晶体管T1、T2构成第一电压电流转换部，将节点B的输出电压V2转换为充电电流I_charge。电容器C2、C4和开关K4、K5构成第二电流电压转换部，将电流I_charge转换为电压，在节点C处输出电压V3。所述第二电流电压转换部的等效阻抗为

跨导gm2和晶体管T3、T4构成第一电压电流转换部，将节点C的输出电压V3转换为第一电流I_FB。第一电流I_FB再提供给第一电流电压转换部，从而使得整个电路形成反馈回路。

从图14的电路可以得到：

$I_{\mathrm{FB}}=\frac{V_{\mathrm{REF}}\×C_1}{(1-D)T_S}---\left(14\right)$

而

$I_{\mathrm{FB}}=I_{\mathrm{ch}\arg e}\×\frac{{\mathrm{DT}}_S}{C_2}\×{\mathrm{gm}}_2---\left(15\right)$

从而得到

$I_{\mathrm{ch}\arg e}=\frac{V_{\mathrm{REF}}\×C_1{C}_2\×f_S}{{\mathrm{gm}}_2\×(1-D)\·{\mathrm{DT}}_S}---\left(16\right)$

即，通过图14所示的电路能够得到我们所希望的I_charge的形式。

下面，对整个回路进行稳定性分析。从图14所示的电路可以得出：

${\mathrm{Gain}}_{\mathrm{LOOP}}={\mathrm{gm}}_1\×\frac{\mathrm{DTs}}{C_2}\×{\mathrm{gm}}_2\×\frac{(1-D)\mathrm{Ts}}{C_1}\×\frac{C_3}{\mathrm{j\ω}\·C_{\mathrm{INT}}\·T_S}---\left(17\right)$

其中，Gain_LOOP为整个回路的的增益，ω为角频率。fc为增益减小到1时的频率，频率f_c＜＜f_s。

使Gain_LOOP＝1时的频率为穿越频率ω_c：

${\mathrm{Gain}}_{\mathrm{LOOP}}=1={\mathrm{gm}}_1\×\frac{\mathrm{DTs}}{C_2}\×{\mathrm{gm}}_2\×\frac{(1-D)\mathrm{Ts}}{C_1}\×\frac{C_3}{j{\mathrm{\ω}}_c\·C_{\mathrm{INT}}\·T_S}---\left(18\right)$

则

$f_c=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{2\mathrm{\π}}={\mathrm{gm}}_1\×\frac{\mathrm{DTs}}{C_2}\×{\mathrm{gm}}_2\×\frac{(1-D)\mathrm{Ts}}{C_1}\×\frac{C_3}{2\mathrm{\π}\·C_{\mathrm{INT}}\·T_S}---\left(19\right)$

即，

$f_c={\mathrm{gm}}_1\×{\mathrm{gm}}_2\×\frac{C_3}{2\mathrm{\π}\·C_2{C}_{\mathrm{INT}}{C}_1}\×(1-D)D{T}_S---\left(20\right)$

如果gm1采用NMOS实现，根据NMOS的原理，则gm1和NMOS的参数β和流过的电流I_charge有如下关系：

${\mathrm{gm}}_1=\sqrt{2\mathrm{\β}\·I_{\mathrm{ch}\arg e}}---\left(21\right)$

将公式(21)代入公式(20)可以得到：

$f_c=\frac{C_3}{2\mathrm{\π}\·C_{\mathrm{INT}}{C}_1}\sqrt{2\mathrm{\β}\×V_{\mathrm{REF}}\×{\mathrm{gm}}_2\×\frac{C_1}{C_2}\×D(1-D)}---\left(22\right)$

因此，优选地，可以选择以确保回路的工作更加稳定。当然，在其它频率条件下，电路也可以工作。

通过图14所示的电路产生的充电电流I_charge对图8说是的补偿电压产生电路进行充电，可以得到

$V_{\mathrm{Slope}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\×\frac{{\mathrm{gm}}_3{C}_1{C}_2}{{\mathrm{gm}}_2{C}_{C1}{C}_{C2}}\×V_{\mathrm{REF}}\×\frac{f_s^2}{D(1-D)}\·t^2---\left(23\right)$

令

$K=\frac{1}{2}\×\frac{{\mathrm{gm}}_3{C}_1{C}_2}{{\mathrm{gm}}_2{C}_{C1}{C}_{C2}}\×V_{\mathrm{REF}}---\left(24\right)$

则

$\mathrm{Se}\left(D\right)=\mathrm{Se}\left(t\right){|}_{t={\mathrm{DT}}_S}=\frac{d}{\mathrm{dt}}{V}_{\mathrm{Slope}}\left(t\right){|}_{t={\mathrm{DT}}_S}=2\×K\×\frac{f_s}{(1-D)}---\left(25\right)$

从公式(25)中可以看出，所产生的斜率是依赖于频率fs和占空比D的变化而变化的。

如前所述，所希望的目标斜率为

令Se(D)＝Se_target，得到

在固定线性斜坡补偿技术中的斜坡补偿电压的峰值为：

$V_{\mathrm{slope}\_\mathrm{linear}\_\mathrm{nax}}={\mathrm{Se}}_{t\arg \mathrm{et}}\×D_{\max }{T}_S=K_L\×\frac{D_{\max }}{1-D_{\max }}$

而通过本发明得到的斜坡补偿电压的峰值为：

$V_{\mathrm{slope}\_\mathrm{quratic}\_\max }=V_{\mathrm{Slope}}\left(D_{\max }{T}_S\right)=K\×\frac{D_{\max }}{1-D_{\max }}---\left(26\right)$

可以看出，通过本发明使得斜坡补偿电压的峰值相对于固定线性斜坡补偿技术降低了50％。

图15(a)和图15(b)分别示出了对于50％和90％的占空比本发明和固定线性斜坡补偿技术的斜坡补偿电压的仿真实验的结果图，其中fs＝600KHz，Ts＝1.67μs。在占空比为50％的情况下，固定线性斜坡补偿技术的斜坡补偿电压的峰值为0.22V，而本发明的斜坡补偿电压的峰值为0.11V。在占空比为90％的情况下，固定线性斜坡补偿技术的斜坡补偿电压的峰值为1.9V，而本发明的斜坡补偿电压的峰值为0.9V。可以看出，本发明可以有效地减小补偿电压的峰值，在大占空比的情况下更是如此。

根据本发明的斜坡补偿电压生成电路可以用在相应的开关调节器中。开关调节器中的部件及其与本发明的斜坡补偿电压生成电路的连接是本领域技术人员所已知的，因此不再赘述。而包括本发明的坡补偿电压生成电路的开关调节器也可以用作各种电源中。电源中的各种部件及其与开关调节器之间的连接也是本领域技术人员所已知的，因此也不再赘述。

图16示出了根据本发明实施方式的斜坡补偿电压生成方法的流程图。如图16所示，斜坡补偿电压生成方法2000包括：在步骤2100，接收开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts。在步骤2200，生成与

成正比的充电电流I_charge。在步骤2300，利用所述充电电流，生成二次曲线斜坡补偿电压V_slope。

图17示出了根据本发明实施方式的充电电流生成步骤2200的更详细的流程图。生成充电电流I_charge的步骤2200包括：在步骤2210中，利用第一电流电压转换部提供第一电压V1，其中所述第一电流电压转换部1110具有与

成正比的等效阻抗。在步骤2220中，对所述第一电压V1进行积分以提供第二电压V2。在步骤2230中，将所述第二电压V2转换为所述充电电流I_charge。在步骤2240中，利用第二电流电压转换部1150接收所述充电电流I_charge，将所述充电电流I_charge转换为第三电压V3，其中所述第二电流电压转换部1150具有与

成正比的等效阻抗。在步骤2250中，将所述第三电压V3转换为第一电流I_FB提供给所述第一电流电压转换部1110。然后重复步骤2210-2250，以形成反馈。

此外，利用所述充电电流Icharge生成二次曲线斜坡补偿电压包括：提供两个通过电压电流转换部件连接的第一电容器C_C1和第二电容器C_C2，利用所述充电电流I_charge对第一电容器C_C1充电，以及利用第一电容器C_C1产生的电压经过电压电流转换部件对第二电容器C_C2充电，以生成所述二次曲线斜坡补偿电压V_slope。

通过本发明，可以产生适当的斜坡补偿信号，使得开关调节器能够工作在较宽的占空比范围上。如果电感器是遵循设计准则选择的，则所产生的斜率适合于该电感器。根据本发明，所产生的斜坡补偿电压是现有的固定线性斜坡补偿技术中所产生的斜坡补偿电压的50％，因此显著地节省了误差放大器的裕度。本发明适合于具有峰值电流模式的开关调节器的低输入电压和大电流设计，并且能够实现大的占空比(大于90％)。通过本发明能够实现高性能的电流回路补偿。

本领域技术人员能够从以上描述中认识到，可以以各种形式来实施本发明，并且可以独立或者组合地实施各种实施例。因此，尽管已经结合本发明的特定示例描述了本发明的实施例，但本发明实施例和/或方法的真正范围不限于此，因为通过对附图、说明书以及后附权利要求的研究，其它修改对于本领域技术人员而言将变得显而易见。

Claims (15)

1.一种斜坡补偿电压生成电路，其特征在于，包括：

充电电流生成电路，被配置成接收提供给所述充电电流生成电路的开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts，所述充电电流生成电路生成与

成正比的充电电流；以及

电压生成电路，利用所述充电电流，生成二次曲线斜坡补偿电压。

2.根据权利要求1所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述充电电流生成电路包括：

第一电流电压转换部，具有与成正比的等效阻抗，生成第一电压；

积分部，与所述第一电流电压转换部耦接，对所述第一电压进行积分，以提供第二电压；

第一电压电流转换部，与所述积分部耦接，将所述第二电压转换为所述充电电流；

第二电流电压转换部，与所述第一电压电流转换部耦接，具有与

成正比的等效阻抗，接收所述充电电流，将所述充电电流转换为第三电压；

第二电压电流转换部，与所述第二电流电压转换部和所述第一电流电压转换部耦接，将所述第三电压转换为第一电流提供给所述第一电流电压转换部。

3.根据权利要求1或2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述电压生成电路包括第一电容器和第二电容器，并且在所述第一电容器和所述第二电容器之间耦接有跨导部件，所述第一电容器接收所述充电电流，并生成相应电压由跨导部件进行接收，由跨导部件将该电压转换为电流对所述第二电容器进行充电，所述第二电容器生成生成所述二次曲线斜坡补偿电压。

4.根据权利要求2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述第一电流与(1-D)Ts成反比。

5.根据权利要求2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述积分部为开关电容积分器。

6.根据权利要求2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述第一电压电流转换部具有跨导性质、能将电压转换为电流的部件。

7.根据权利要求2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述第一电压电流转换部为NMOS晶体管或PMOS晶体管。

8.根据权利要求2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述第二电压电流转换部为具有跨导性质、能将电压转换为电流的部件。

9.根据权利要求1或2所述的斜坡补偿电压生成电路，其中所述斜坡补偿电压生成电路的带宽小于或等于fs/12。

10.一种开关调节器，包括根据权利要求1-9中任一项所述的斜坡补偿电压生成电路。

11.一种电源，包括根据权利要求10所述的开关调节器。

12.一种斜坡补偿电压生成方法，其特征在于，所述方法包括：

接收开关信号，所述开关信号具有频率fs、占空比D和周期Ts；

生成与成正比的充电电流；以及

利用所述充电电流，生成二次曲线斜坡补偿电压。

13.根据权利要求12所述的斜坡补偿电压生成方法，其中生成与

成正比的充电电流包括以下步骤：

(1)利用第一电流电压转换部提供第一电压，其中所述第一电流电压转换部具有与

成正比的等效阻抗；

(2)对所述第一电压进行积分以提供第二电压；

(3)将所述第二电压转换为所述充电电流；

(4)利用第二电流电压转换部接收所述充电电流，将所述充电电流转换为第三电压，其中所述第二电流电压转换部具有与

成正比的等效阻抗；

(5)将所述第三电压转换为第一电流提供给所述第一电流电压转换部；以及

(6)重复以上步骤(1)～(5)。

14.根据权利要求12或13所述的斜坡补偿电压生成方法，其中利用所述充电电流生成二次曲线斜坡补偿电压的步骤包括：提供两个由电压电流转换部件连接的第一电容器和第二电容器，利用所述充电电流对第一电容器充电，以及利用第一电容器产生的电压经过电压电流转换部件对第二电容器充电，以生成所述二次曲线斜坡补偿电压。

15.根据权利要求13所述的斜坡补偿电压生成方法，其中所述第一电流与(1-D)Ts成反比。

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