CN112003455B - 电源供应器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开是公开一种电源供应器及其控制方法，电源供应器包含谐振变换电路，谐振变换电路提供一输出电能，控制方法包括下列步骤，首先，采样输出电能，接着，根据参考电能与输出电能作运算，以产生误差信号，接着，于谐振变换电路处于间歇模式时，根据误差信号输出第一开关信号及斩波信号，其中斩波信号具有斩波周期及占空比，斩波周期的大小及占空比的大小分别由误差信号对应控制，最后，根据斩波信号及第一开关信号产生第二开关信号，以利用第二开关信号控制谐振变换电路的开关单元的导通或关断。

Description

电源供应器及其控制方法
技术领域
本公开涉及一种电源供应器及其控制方法，特别涉及一种可提升电源品质的电源供应器及其控制方法。
背景技术
电源供应器是一种十分普遍应用的电子产品，几乎所有的电器装置都具备电源供应器，以供应电源给电器装置的内部组件或电子组件使用。而电源供应器中通常包含谐振变换电路，谐振变换电路接收电能，并以谐振方式将接收到的电能于不同的频率下转换为不同电压等级的输出电能。
传统谐振变换电路内的开关组件是利用一原始开关信号以控制谐振变换电路所接收的电能，然而当谐振变换电路工作至一定频率，例如过高的频率的情况下会进入间歇模式(burst mode)，通过环路输出的跳变信号来决定原始开关信号的输出与否。如图1所示，在进入间歇模式后，传统谐振变换电路将原始开关信号与一个具有固定切换周期Ts(也即环路的控制周期)的跳变信号相结合，该跳变信号在任意一个切换周期Ts内，其只可能持续为高电平或低电平，以产生一实际开关信号用以控制谐振变换电路。具体地，当原始开关信号在第一个切换周期Ts时，即时间为t0至t1时，跳变信号的状态持续为高电平，则使得实际开关信号与原始开关信号相等，当原始开关信号在第二个切换周期Ts时，即时间为t1至t2时，跳变信号的状态持续为低电平，则使得实际开关信号为关断的信号，而谐振变换电路依据实际开关信号调整于间歇模式时的输出电能。
然而，由于传统谐振变换电路内的开关组件是将原始开关信号结合一个具有固定切换周期Ts的跳变信号，以产生实际开关信号，使得利用实际开关信号控制的谐振变换电路的输出电压纹波增大，并使得传统电源供应器的电源品质降低。为了降低输出电压纹波，在现有技术中，通常需要降低环路的控制周期，以至于占用过多的软件资源。
因此，如何发展一种克服上述缺点的电源供应器及其控制方法，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的目的在于提供一种电源供应器及其控制方法，其中电源供应器及其控制方法可降低输出电压纹波，且可提升电源品质并降低设计难度。
为达上述目的，本公开的一较广实施方式为提供一种控制方法，适用于电源供应器，其中电源供应器包含谐振变换电路，谐振变换电路提供一输出电能。控制方法包括下列步骤，首先，采样输出电能。接着，根据参考电能与输出电能作运算，以产生误差信号。接着，于谐振变换电路处于间歇模式时，根据误差信号输出第一开关信号及斩波信号，其中斩波信号具有斩波周期及占空比，斩波周期的大小及占空比的大小分别由误差信号对应控制。最后，根据斩波信号及第一开关信号产生第二开关信号，以利用第二开关信号控制谐振变换电路的开关单元的导通或关断。
为达上述目的，本公开的另一较广实施方式为提供一种电源供应器，包含谐振变换电路、采样电路、误差运算器、控制器以及逻辑运算器。谐振变换电路提供输出电能。采样电路与谐振变换电路电连接，以采样输出电能。误差运算器与采样电路电连接，将输出电能与参考电能作运算以产生误差信号。控制器与误差运算器电连接，输出第一开关信号，且于谐振变换电路处于间歇模式时，根据误差信号输出斩波信号，其中斩波信号具有斩波周期及占空比，斩波周期的大小及占空比的大小分别由误差信号对应控制。逻辑运算器与控制器及谐振变换电路电连接，接收第一开关信号及斩波信号，以产生第二开关信号，并利用第二开关信号控制谐振变换电路的开关单元的导通或关断。
附图说明
图1为传统电源供应器的原始开关信号及实际开关信号的波形示意图。
图2为本公开优选实施例的电源供应器的电路结构示意图。
图3为图2所示的电源供应器于不同工作频率下的斩波信号的占空比的数值示意图。
图4为图2所示的第一开关信号、斩波信号及第二开关信号的波形示意图。
图5为图2所示的电源供应器的斩波信号的多个实施例的波形示意图。
图6为图2所示的电源供应器的占空比为4/11的斩波信号及多个控制信号的波形示意图。
图7为本公开优选实施例的控制方法的流程图。
图8为本公开第二优选实施例的控制方法的流程图
附图标记说明：
Ts：切换周期
1：电源供应器
11：谐振变换电路
111：开关单元
12：采样电路
13：误差运算器
14：控制器
15：逻辑运算器
151：驱动电路
152：输入端
153：使能端
154：输出端
Vref：参考电能
Verror：误差信号
Vs1：第一开关信号
Vch：斩波信号
Vs2：第二开关信号
T：斩波周期
Tm：开关周期
Ton：导通时间
Toff：关断时间
t、t0-t11：时间
S1-S4、S21-S22：步骤
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上当作说明之用，而非限制本公开。
请参阅图2及图3，其中图2为本公开优选实施例的电源供应器的电路结构示意图，图3为图2所示的电源供应器于不同工作频率下的斩波信号的占空比的数值示意图。如图所示，本公开的电源供应器1包含谐振变换电路11、采样电路12、误差运算器13、控制器14及逻辑运算器15。谐振变换电路11可为但不限为三相LLC谐振变换电路，且接收包含输入电压及输入电流的输入电能，并包含开关单元111，开关单元111可进行导通或关断的切换，使得谐振变换电路11将输入电能转换为输出电能，其中当开关单元111导通时谐振变换电路11利用输入电能增加输出电能的电能值，当开关单元111关断时输入电能停止转换而使得输出电能的电能值下降。
采样电路12与谐振变换电路11电连接，以采样谐振变换电路11提供的输出电能，并输出一采样结果。误差运算器13与采样电路12电连接，以接收采样电路12输出的包含输出电能的采样结果，并与参考电能Vref进行运算，以产生一误差信号Verror。其中，输出电能包含输出电压及输出电流，采样输出电能可以为采样输出电压或采样输出电流，亦可以为采样输出电压和输出电流。控制器14与误差运算器13电连接，用以输出第一开关信号Vs1，其中第一开关信号Vs1可为但不限为数字信号，此外，控制器14更接收误差信号Verror，以根据误差信号Verror调整第一开关信号Vs1，更甚者，控制器14根据误差信号Verror确认谐振变换电路11处于一调频模式或一间歇模式。于一些实施例中，控制器14可根据误差信号Verror确认谐振变换电路11的工作频率，进而确认谐振变换电路11处于间歇模式或调频模式，其中当谐振变换电路11的工作频率大于或等于频率阈值，例如图3所示为280kHz时，控制器14确认谐振变换电路11处于间歇模式，而当谐振变换电路11的工作频率小于频率阈值时，控制器14确认谐振变换电路11处于调频模式。于本实施例中，误差运算器13及控制器14为独立的电路，而于一些实施例中，误差运算器13及控制器14可集成于电源供应器1内的一控制芯片(未图示)中，该控制芯片为数字信号处理器(Digital signalprocessing,DSP)或电场可程序化逻辑门阵列(Field Programmable Gate Array,FPGA)。
另外，当控制器14确认谐振变换电路11处于间歇模式时，控制器14更进一步根据误差信号Verror输出一斩波信号Vch，其中斩波信号Vch可根据误差信号Verror进行调整，例如利用一数据表查表。斩波信号Vch可为但不限为数字信号，且斩波信号Vch具有一斩波周期及一占空比，斩波周期的大小及占空比的大小分别由误差信号Verror对应控制故可动态改变。逻辑运算器15与控制器14及谐振变换电路11电连接，逻辑运算器15接收控制器14所输出的第一开关信号Vs1及斩波信号Vch，并进行逻辑运行而产生第二开关信号Vs2，并利用第二开关信号Vs2控制谐振变换电路11的开关单元111的导通或关断，其中第二开关信号Vs2可为但不限为数字信号。于一些实施例中，逻辑运算器15是将第一开关信号Vs1及斩波信号Vch进行逻辑的与(AND)运算以输出第二开关信号Vs2，其中上述逻辑运算可采用软件或硬件的方式实现。于本实施例中，逻辑运算器15为独立的电路，而于一些实施例中，逻辑运算器15亦可与控制器14集成于电源供应器1内的控制芯片(未图示)中。于另一些实施例中，控制器14和逻辑运算器15也均可由软件实现。
由上可知，本公开的电源供应器1的控制器14根据误差信号Verror以调整斩波信号Vch，使得斩波信号Vch的斩波周期的大小及占空比的大小可动态改变，因此相较于传统电源供应器的跳变信号仅能以固定的环路周期在0及1之间不连续的跳动，本公开的电源供应器1利用具有可动态改变的斩波周期及占空比的斩波信号Vch调整第二开关信号Vs2，因此可降低电源供应器1的输出电压纹波，进而提升电源供应器1的电源品质，此外，可减小对软件资源的占用，进而降低电源供应器1的设计难度。
于一些实施例中，当控制器14根据误差信号Verror确认谐振变换电路11处于调频模式时，控制器14同样根据误差信号Verror产生斩波信号Vch，而在谐振变换电路11处于调频模式下，第一开关信号Vs1的开关周期根据误差信号Verror变化，且斩波信号Vch的信号电平为固定值，例如高电平，而由于斩波信号Vch的信号电平为高电平，因此在调频模式下，由第一开关信号Vs1及斩波信号Vch逻辑运算所得到的第二开关信号Vs2将与第一开关信号Vs1相同。
于一些实施例中，如图2所示，逻辑运算器15包含驱动电路151，是与谐振变换电路11的开关单元111电连接，且驱动电路151可为但不限为一IC芯片，用以驱动开关单元111，且具有一输入端152、一使能端153及一输出端154。驱动电路151的输入端152与控制器14电连接，用以接收第一开关信号Vs1。驱动电路151的使能端153与控制器14电连接，用以接收斩波信号Vch，并在逻辑运算器15对第一开关信号Vs1及斩波信号Vch进行逻辑运算后，驱动电路151的输出端154输出第二开关信号Vs2至开关单元111。逻辑运算器15可采用软件或硬件的方式实现逻辑运算，本发明不以此为限。
请参阅图4，其为图2所示的第一开关信号、斩波信号及第二开关信号的波形示意图。如图4所示，第一开关信号Vs1包含一开关周期Tm，其中开关周期Tm为固定值。当时间介于时间t0至时间t1，斩波信号Vch处于使能(on)的状态，即高电平信号时，第二开关信号Vs2的信号电平与第一开关信号Vs1的信号电平相同，而当时间介于时间t1至时间t2，斩波信号Vch处于禁能(off)的状态时，即低电平信号时，第二开关信号Vs2的信号电平被拉低，例如第二开关信号Vs2的信号电平被拉低为0。
而于一些实施例中，控制器14可输出具有不同占空比的斩波信号Vch，且可利用调整斩波信号Vch的导通时间Ton及关断时间Toff以产生具有不同占空比及斩波周期的斩波信号Vch。请参阅图5，其为图2所示的电源供应器的斩波信号的多个实施例的波形示意图。如图所示，每一斩波信号Vch具有一斩波周期T及一占空比，而每一斩波信号Vch的斩波周期T包含一导通时间Ton及一关断时间Toff。当斩波信号Vch的导通时间Ton与斩波周期T之间的比例为1：6时，斩波信号Vch的占空比为1/6，如图5中(a)所示。相似的，当斩波信号Vch的导通时间Ton与斩波周期T之间的比例为1：3时，斩波信号Vch的占空比为1/3，如图5中(b)所示。当斩波信号Vch的导通时间Ton与斩波周期T之间的比例为1：2时，斩波信号Vch的占空比为1/2，如图5中(c)所示。当斩波信号Vch的导通时间Ton与斩波周期T之间的比例为2：3时，斩波信号Vch的占空比为2/3，如图5中(d)所示。当斩波信号Vch的导通时间Ton与斩波周期T之间的比例为5：6时，斩波信号Vch的占空比为5/6，如图5中(e)所示。
因此，本公开的谐振变换电路11可依据第二开关信号Vs2控制输出电能处于相对稳定的数值，以减少输出电压纹波，提升电源供应器1的电源品质。
为了将斩波信号Vch的占空比进一步细化，当控制器14欲输出占空比小于50％的斩波信号Vch时，可将斩波信号Vch的导通时间Ton的时间长度固定，且该导通时间Ton的时间长度可为第一开关信号Vs1的一个开关周期Tm，以实现最小脉冲输出，提高控制精度，而斩波信号Vch的关断时间Toff则根据误差信号Verror变化。此外，当控制器14欲输出占空比大于50％的斩波信号Vch时，可将斩波信号Vch的关断时间Toff的时间长度固定，且该关断时间Toff的时间长度可为第一开关信号Vs1的一个开关周期Tm，而斩波信号Vch的导通时间Ton则根据误差信号Verror变化。因此，使得根据斩波信号Vch调整以输出的第二开关信号Vs2的信号电平更加均匀，以进一步提高电源品质。于另一些实施例中，当斩波信号的占空比小于50％时，导通时间Ton的时间长度亦可以为整数倍个开关周期Tm，或者，当斩波信号的占空比大于50％时，关断时间Toff的时间长度亦可以为整数倍个开关周期Tm。
于一些实施例中，控制器14所输出的斩波信号Vch可由复数个控制信号所构成，以进一步增强控制精度。
例如控制器14是利用第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号及第四控制信号进行逻辑的或(OR)运算以构成斩波信号Vch。以下示例性的以斩波信号Vch的占空比为4/11为例，请参阅图6并配合图2，其中图6为图2所示的电源供应器的占空比为4/11的斩波信号及多个控制信号的波形示意图，斩波信号Vch的一个斩波周期T分为第一切换周期、第二切换周期、第三切换周期及第四切换周期，其中第一切换周期为时间t0至时间t3，第二切换周期为时间t3至时间t6，第三切换周期为时间t6至时间t9，第四切换周期为时间t9至时间t11的，四个切换周期分别对应四个控制信号。
进一步参照图6，由于斩波信号Vch于第一切换周期内需要时间t0至时间t1时的状态为高信号电平，及时间t1至时间t3时的状态为低信号电平，亦即第一切换周期内的一个时间区段(也即一个开关周期Tm)需要为高信号电平(1on)且两个时间区段需要为低信号电平(2off)，因此第一控制信号于时间t0至时间t1时提供高信号电平，并于时间t1至时间t3时提供低信号电平。而由于斩波信号Vch于第二切换周期内需要时间t3至时间t4时的状态为高信号电平，及时间t4至时间t6时的状态为低信号电平，亦即第二切换周期内的一个时间区段需要为高信号电平(1on)且两个时间区段需要为低信号电平(2off)，因此第二控制信号于时间t3至时间t4时提供高信号电平，并于时间t4至时间t6时提供低信号电平。而由于斩波信号Vch于第三切换周期内需要时间t6至时间t7时的状态为高信号电平，即时间t7至时间t9时的状态为低信号电平，亦即第三切换周期内的一个时间区段需要为高信号电平(1on)且两个时间区段需要为低信号电平(2off)，因此第三控制信号于时间t6至时间t7时提供高信号电平，并于时间t7至时间t9时提供低信号电平。而由于斩波信号Vch于第四切换周期内需要时间t9至时间t10时的状态为高信号电平，及时间t10至时间t11时的状态为低信号电平，亦即第四切换周期内的一个时间区段需要为高信号电平(1on)且一个时间区段需要为低信号电平(1off)，因此第四控制信号于时间t9至时间t10时提供高信号电平，并于时间t10至时间t11时提供低信号电平。
因此，具有不同占空比的斩波信号Vch可类似于上述内容而将其分为多个切换周期，再利用至少一控制信号去构成斩波信号Vch每一切换周期内所需的信号电平，例如下表1所示。当然，下表1中具有不同占空比的斩波信号Vch不仅局限于利用四个控制信号而获得具有四个切换周期的斩波信号Vch，亦可利用不同数量的控制信号而获得具有相对应的切换周期的斩波信号Vch。
Figure BDA0002073456060000081
Figure BDA0002073456060000091
表1不同占空比的斩波信号的导通时间及斩波周期的比例及其切换周期
请参阅图7，其为本公开优选实施例的控制方法的流程图。如图所示，首先，执行步骤S1，采样输出电能。执行完步骤S1后执行步骤S2，根据参考电能Vref与输出电能作运算，以产生误差信号Verror。执行完步骤S2后执行步骤S3，于谐振变换电路11处于间歇模式时，根据误差信号Verror输出第一开关信号Vs1及斩波信号Vch，其中斩波信号Vch具有斩波周期及占空比，斩波周期的大小及占空比的大小分别由误差信号Verror对应控制。执行完步骤S3后执行步骤S4，根据斩波信号Vch及第一开关信号Vs1产生第二开关信号Vs2，以利用第二开关信号Vs2控制谐振变换电路11的开关单元111的导通或关断，执行完步骤S4后重新执行步骤S1。请参阅图8，其为本公开第二优选实施例的控制方法的流程图，于一些实施例中，控制方法还包含步骤S21及S22，其中执行完步骤S2后执行步骤S21，确认谐振变换电路11是否处于间歇模式，当步骤S21为是时执行步骤S3，当步骤S21为否时执行步骤S22，且于谐振变换电路11处于调频模式时，根据误差信号Verror产生斩波信号Vch，其中斩波信号Vch的信号电平为固定值，使得第二开关信号Vs2与第一开关信号Vs1相同，执行完步骤S22后重新执行步骤S1，于本实施例中，图5所示的步骤S1、S2、S3及S4是与图7所示的步骤S1、S2、S3及S4相同，故于此不再赘述。在本公开优选实施例中，图7及图8所示的控制方法可应用于图2所示的电源供应器，但本发明不以此为限。
综上所述，本公开的电源供应器的控制器根据误差信号以调整斩波信号，使得斩波信号的斩波周期的大小及占空比的大小可动态改变，因此本公开的电源供应器利用可动态改变的斩波信号调整第二开关信号，因此可降低电源供应器的输出电能的电压纹波，进而提升电源供应器的电源品质，此外，本公开可减小软件资源的占用，进而降低电源供应器的设计难度。

Claims (28)

1.一种控制方法，适用于一电源供应器，其中该电源供应器包含一谐振变换电路，该谐振变换电路提供一输出电能，该控制方法包括步骤：
采样该输出电能；
根据一参考电能与该输出电能作运算，以产生一误差信号；
于该谐振变换电路处于一间歇模式时，根据该误差信号输出一第一开关信号及一斩波信号，其中该第一开关信号具有一开关周期，该第一开关信号的该开关周期为固定值，该斩波信号具有一斩波周期及一占空比，该斩波周期的大小及该占空比的大小分别根据该误差信号进行动态调整；以及
根据该斩波信号及该第一开关信号进行逻辑运算产生一第二开关信号，以利用该第二开关信号控制该谐振变换电路的一开关单元的导通或关断。
2.如权利要求1所述的控制方法，其中该控制方法还包括步骤：
于该谐振变换电路处于一调频模式时，根据该误差信号产生该斩波信号，其中该斩波信号的信号电平为一固定值，使得该第二开关信号与该第一开关信号相同。
3.如权利要求1所述的控制方法，其中该斩波信号与该第一开关信号进行逻辑的与运算以输出该第二开关信号。
4.如权利要求1所述的控制方法，其中该电源供应器包含一逻辑运算器，该逻辑运算器包括一驱动电路，该驱动电路的一输入端接收该第一开关信号，该驱动电路的一使能端接收该斩波信号，该驱动电路的一输出端输出该第二开关信号。
5.如权利要求1所述的控制方法，其中该斩波周期包含一导通时间及一关断时间，当该占空比小于50％时，该导通时间为该第一开关信号的一个该开关周期，该关断时间根据该误差信号变化。
6.如权利要求1所述的控制方法，其中该斩波周期包含一导通时间及一关断时间，当该占空比大于50％时，该关断时间为该第一开关信号的一个该开关周期，该导通时间根据该误差信号变化。
7.如权利要求2所述的控制方法，其中于该谐振变换电路处于该调频模式时，该第一开关信号的该开关周期根据该误差信号变化。
8.如权利要求1所述的控制方法，其中该斩波信号根据该误差信号并利用一数据表进行调整。
9.如权利要求1所述的控制方法，其中该谐振变换电路为一三相LLC谐振变换电路。
10.如权利要求1所述的控制方法，其中该斩波信号、该第一开关信号及该第二开关信号皆为数字信号。
11.如权利要求1所述的控制方法，其中该输出电能为该谐振变换电路的输出电压。
12.如权利要求1所述的控制方法，其中于该谐振变换电路的一工作频率大于或等于一频率阈值时，该谐振变换电路处于该间歇模式，于该谐振变换电路的该工作频率小于该频率阈值时，该谐振变换电路处于一调频模式。
13.如权利要求1所述的控制方法，其中根据该误差信号取得该谐振变换电路的一工作频率。
14.如权利要求1所述的控制方法，其中该斩波信号包含复数个控制信号。
15.一种电源供应器，包含：
一谐振变换电路，提供一输出电能；
一采样电路，与该谐振变换电路电连接，以采样该输出电能；
一误差运算器，与该采样电路电连接，将该输出电能与一参考电能作运算以产生一误差信号；
一控制器，与该误差运算器电连接，输出一第一开关信号，且于该谐振变换电路处于一间歇模式时，根据该误差信号输出一斩波信号，其中该第一开关信号具有一开关周期，该第一开关信号的该开关周期为固定值，该斩波信号具有一斩波周期及一占空比，该斩波周期的大小及该占空比的大小分别根据该误差信号进行动态调整；以及
一逻辑运算器，与该控制器及该谐振变换电路电连接，接收该第一开关信号及该斩波信号，以产生一第二开关信号，并利用该第二开关信号控制该谐振变换电路的一开关单元的导通或关断。
16.如权利要求15所述的电源供应器，其中于该谐振变换电路处于一调频模式时，该控制器根据该误差信号产生该斩波信号，其中该斩波信号的信号电平为一固定值，使得该第二开关信号与该第一开关信号相同。
17.如权利要求15所述的电源供应器，其中该斩波信号与该第一开关信号进行逻辑的与运算以输出该第二开关信号。
18.如权利要求15所述的电源供应器，其中该逻辑运算器包括一驱动电路，该驱动电路的一输入端接收该第一开关信号，该驱动电路的一使能端接收该斩波信号，该驱动电路的一输出端输出该第二开关信号。
19.如权利要求15所述的电源供应器，其中该斩波周期包含一导通时间及一关断时间，当该占空比小于50％时，该导通时间为该第一开关信号的一个该开关周期，该关断时间根据该误差信号变化。
20.如权利要求15所述的电源供应器，其中该斩波周期包含一导通时间及一关断时间，当该占空比大于50％时，该关断时间为该第一开关信号的一个该开关周期，该导通时间根据该误差信号变化。
21.如权利要求16所述的电源供应器，其中于该谐振变换电路处于该调频模式时，该第一开关信号的该开关周期根据该误差信号变化。
22.如权利要求15所述的电源供应器，其中该斩波信号根据该误差信号并利用一数据表进行调整。
23.如权利要求15所述的电源供应器，其中该谐振变换电路为一三相LLC谐振变换电路。
24.如权利要求15所述的电源供应器，其中该斩波信号、该第一开关信号及该第二开关信号皆为数字信号。
25.如权利要求15所述的电源供应器，其中该输出电能为该谐振变换电路的输出电压。
26.如权利要求15所述的电源供应器，其中该谐振变换电路的一工作频率大于或等于一频率阈值时，该谐振变换电路处于该间歇模式，于该谐振变换电路的该工作频率小于该频率阈值时，该谐振变换电路处于一调频模式。
27.如权利要求15所述的电源供应器，其中该控制器根据该误差信号得到该谐振变换电路的一工作频率。
28.如权利要求15所述的电源供应器，其中该斩波信号包含复数个控制信号。
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