JP4405438B2

JP4405438B2 - スロープ補償型スイッチングレギュレータ及びその補償方法

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Publication number: JP4405438B2
Application number: JP2005198668A
Authority: JP
Inventors: オズワルドリチャード; 完山本
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-07-08
Filing date: 2005-07-07
Publication date: 2010-01-27
Anticipated expiration: 2025-07-07
Also published as: JP2006025596A; US20060006854A1; US7176668B2

Description

本発明は、改良されたスイッチングレギュレータ回路に関し、特に低コストでデザインが容易なスイッチングレギュレータ回路にスロープ補償を効果的に実装する方法と回路に関する。

ボルテージレギュレータは、安定化が不十分又は変動を生じる電圧源から、あらかじめ設定したほぼ一定の出力電圧を負荷に対して供給する。よく用いられているレギュレータの一つにスイッチングレギュレータがある。スイッチングレギュレータは、間欠的な電流パルスとして電圧源から負荷に対して電流を供給する。間欠的な電流パルスを発生させるために、スイッチングレギュレータは一般的に電流供給を制御するパワートランジスタ等からなるスイッチを用いている。こうして得られた電流パルスは、誘導蓄積素子によって安定な負荷電流に変換される。このスイッチのデューティーサイクルを制御することにより、スイッチングレギュレータは、負荷電圧を安定化することができる。デューティーサイクルとは、すなわちスイッチング周期のトータルの時間に対するスイッチがオン状態の時間の比率である。

レギュレータ内の電流生成信号によって制御する、電流モードのスイッチングボルテージレギュレータにおいては、固定周波数で且つ連続電流モードの場合にはデューティーサイクルが５０％を越えると、また、固定周波数で且つ不連続電流モードの場合には６７％を越えると（つまり、与えられたスイッチング周期の５０％又は６７％以上スイッチがオン状態となると）、特有の不安定な状態となる。このような電流モードのスイッチングレギュレータにおいて安定性を維持するためには、レギュレータの制御に用いる電流生成信号を、例えば、スロープ補償信号によって調整する。

このようなスロープ補償信号を生成する方法の一つに、補償信号として発振信号の一部を用いるものがある。発振信号は、例えば、スイッチングレギュレータを制御するクロック信号を発生させるために用いるランプ信号でよい。スロープ補償信号は、電流生成信号にランプ信号を加算したり、コントロール信号からランプ信号を減算したりすることにより生成することができる。

図１は、スロープ補償を用いた電流モードスイッチングレギュレータ１００の例を示している。ボルテージレギュレータ１００は、出力回路１１０及びコントロール回路１３０を備えている。実質的にインフェーズのランプ信号とクロック信号を生成することができるスイッチタイミング回路１１２は、ラッチ１１４をセットするコントロール信号ＳＷＯＮを供給する。ラッチ１１４がセットされると、出力回路１１０に信号が供給される。出力回路１１０は、スイッチ１０８をオン状態とし、入力電圧源Ｖ_INから出力ノード１０９に電流を供給する。ラッチ１１４は、電流比較器１２２からの出力電流によってラッチ１１４がリセットされるまで、設定状態を維持している。リセットされると、ラッチ１１４はスイッチ１０８をオフ状態とするので、Ｖ_INからもはや電流は流れなくなる。電流比較器１２２はラッチ１１４をいつリセットするかを、出力回路１１０に供給された電流を表す信号と、エラー増幅器１２４とスロープ補償信号Ｉ_SCとによって発生させた電流閾値を表す信号、すなわち抵抗素子１２８の両端間の電圧とを比較することにより決定する。

出力回路１１０の本質的な機能は制御回路１３０の指令に従い電流パルスを供給し、この電流パルスを実質的に一定の出力電流に変換することである。出力回路１１０はＶ_IN（抵抗素子１３２を通過する。）とノード１０７とに結合されたパワースイッチ１０８と、ノード１０７と接地との間に結合されたキャッチダイオード１０２と、ノード１０７と出力ノード１０９との間に結合されたインダクタ１０４と、出力ノード１０９と接地との間に接続されたキャパシタ１０６とを有している。スイッチ１０８にバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）を用いた例を示しているが、他のスイッチ素子を用いてもよい。

出力回路１１０の動作は、２つの期間に区分することができる。一つは、スイッチ１０８がオン状態の期間であり、もう一つは、スイッチ１０８がオフ状態の期間である。スイッチ１０８がオン状態の期間においては、Ｖ_INからスイッチ１０８、インダクタ１０４を通って出力ノード１０９に電流が出力される。また、この期間においては、キャッチダイオード１０２に逆バイアスが印加されている。しかし、スイッチ１０８がオフ状にされた後でも、インダクタ１０４はまだ電流を通過させ続けている。先の、Ｖ_INからスイッチ１０８を通る電流経路は、この時点で遮断される。これにより、ノード１０７における電圧が低下するので、キャッチダイオード１０２に順バイアスが印加され、キャッチダイオード１０２は導通状態となる。これにより、負荷を通る閉回路が保持される。スイッチ１０８が再びオン状態となった際には、ノード１０７における電圧が上昇し、キャッチダイオード１０２には逆バイアスが印加され再びキャッチダイオード１０２はオフ状態となる。

図１に示すように、エラー増幅器１２４はレギュレータ１００の出力電圧を、フィードバック信号Ｖ_FBを介して検出する。エラー増幅器１２４は、エラー増幅器１２４と接続された基準電圧１１６（Ｖ_REF）とＶ_FBとを比較する。エラー増幅器１２４には、相互コンダクタンス増幅器を用いればよい。コントロール信号Ｖ_Cは、この比較結果により生成される。Ｖ_Cはキャパシタ１２７により選別され、ＰＮＰトランジスタ１１８のエミッタとＮＰＮトランジスタ１２６のにベースに印加され、Ｖ_Cによりトランジスタ１２６が制御される。Ｖ_Cの電圧が高く、トランジスタ１２６をオン状態に駆動できる場合には、抵抗１２８を通って電流が流れ、抵抗素子１２８の両端に電位差が生じる。一般に、この電圧の値はＶ_Cに依存し、Ｖ_Cが上昇すると抵抗素子１２８の両端間の電圧が上昇し、Ｖ_Cが下降すると抵抗素子１２８の両端間の電圧も下降する。

抵抗素子１２８の両端間の電圧によって、電流比較器１２２を作動させる閾値が設定される。このため、抵抗素子１２８の両端間の電圧が上昇すると、スイッチ１０８をオフ状態とする閾値電流も上昇し、出力電圧が実質的に一定に維持される。しかし、上述したように、固有周波数で連続電流モードの場合、デューティーサイクルが固定周波数の５０％を越えると、電流モードのボルテージレギュレータの動作が不安定になる。このような不安定状態の発生を防止するためには、デューティーサイクルに見合ったスロープ補償信号を抵抗１２８の両端間の電圧であるフィードバック信号から差し引き、比較器１２２によって検知される電流増加率を上昇させる。これは、図１においては、スイッチタイミング回路１１２からトランジスタ１２６のエミッタと抵抗素子１２５との間のノードにランプ信号を印加することにより達成している。（一般的に、図に示した制御電流源１１３のような回路を通して、ランプ信号の印加は行われる）。ランプ信号がピークに向けて変化すると、トランジスタ１２６のエミッタに流れ込む電流が増加し、制御電流が減少する。これは、抵抗素子１２８の両端間の電圧を低下させる。これを、比較器１２２はインダクタ１０４における電流増加率が上昇していると解釈する。これにより、インダクタ１０４において検出される電流増加率が、電流下降率よりも大きくなるようにされ、デューティーサイクルを不安定化することなく５０％以上のデューティーサイクルによりレギュレータ１００を動作させることが可能となる。

スイッチ１０８の損傷を避けるため、レギュレータ１００の最大動作電流はＶ_C信号に電圧クランプを設けることにより所定のレベルに制限されている。この電圧クランプは、一般に図１に示すようにＰＮＰトランジスタ１１８と固定電圧源１２０とを用いて形成されている。Ｖ_Cの値が許容動作範囲内にあるときには、電圧源１２０はトランジスタ１１８のエミッタ−ベース接合に逆バイアスが印加された状態を維持するので、回路は遮断されている。しかし、Ｖ_Cが所定の最大値を超えそうになると、トランジスタ１１８がオン状態となり回路が接続される。これにより、ループフィルタから過剰電流が迂回するので、Ｖ_Cは設定した最大値以下に保たれる。

このようなスロープ補償には、スイッチ１０８を通過する電流の最大実効値がデューティーサイクルの上昇に伴って低下するという問題が生じる。これは、デューティーサイクルの増加により、スロープ補償信号Ｉ_SCの実質的な大きさも増加するので、デューティーサイクルにおけるオン状態の期間の後半を通じて抵抗素子１２８の両端間の電圧が有為に低下することによる。この現象は、高デューティーサイクルにおいてレギュレータ１００を最大電流供給能力で用いることを妨げるので、回路設計者に認識されている。

この問題を解決する一例として、スロープ補償が適用されているときには、電圧クランプによって規制されている最大値を超えてＶ_Cを上昇させるというものがある。これは、抵抗素子１３２の両端間の電圧の最大値を、スロープ補償の値の増加に伴って低下するのではなく実質的に一定の値に保つことを可能とする。しかし、例えば、補償ランプ率によって変動する信号に伴って電圧源１２０の電圧を増加させて、クランプ電圧を単に上昇させたとしても、問題を解決することはできない。これは、キャパシタ１２７の時定数が大きく、Ｖ_Cのピーク値をクランプスレッショルドの変化に対応できるような速度で応答させることができないからである。さらに、Ｖ_Cに補償電圧を単純に加算することはスロープ補償の効果を無効にしてしまう。

スイッチ１０８を通過させることができる最大電流値を維持する別の手法として、リミッタの値を直接調整するものがある。これによれば、インダクタに供給される電流の実効最大値は、補償ランプを用いていない場合と等しくなる。また、フィルタ１２７に印加されるＶ_Cの値はクロックレートによっては変化しない。リミッタの値を直接調整する回路の一例を図２に示す。図１に示した回路と同様に、図２のレギュレータは、出力回路１１０と、スイッチタイミング回路１１２と、ラッチ１１４と、リファレンス電圧１１６と、比較器１２２と、エラー増幅器１２４と、抵抗１２５と、抵抗１２８と、抵抗１３２と、トランジスタ１２６と、キャパシタ１２７とを備えている。図２において、レギュレータ２００は、バッファ回路１４０と、調節可能な電圧クランプ回路１５０と、スロープ補償回路１６０とをさらに備えている。バッファ回路１４０を追加したことにより、Ｖ_Cのクランプスレッショルドは、Ｖ_Cの値を瞬間的に変化させることなくスロープ補償信号によって調整することが可能となる。これにより、実質的に一定な最大制限電流を高デューティーサイクルにおいても維持することができる。可変電圧クランプ回路を備えたレギュレータの詳細については、例えば特許文献１に記載されている。
米国特許第６４９８４６６号明細書

しかしながら、図２に示している制限電圧の調整を可能とするために必要な、バッファ回路１４０及び調整可能な電圧クランプ回路１５０等のコンポーネントの追加は、コストを上昇させ、設計を煩雑にするという問題がある。さらに、図２に示すように２つの補償電流Ｉ_SC1とＩ_SC2を用いるため、これによっても設計が複雑になる。図２に示す回路２１０に必要な追加回路は、部品のダイサイズを増大させ、ダイサイズの増大は回路の集積又は半導体部品の設計上好ましくない。さらに、追加のコンポーネント、特に増幅器のような能動コンポーネントは、消費電力を増大させる。このため、よりシンプルな構成の効果的なスロープ補償を行うスイッチングレギュレータが必要とされている。

本明細書は、負荷に対して電源からの電力供給を制御するスイッチを通る最大電流を変動させることなくスロープ補償を行う単純化された構成を有する改良されたスイッチングレギュレータを開示する。

本発明に係る典型的なスイッチングレギュレータは、負荷に対して安定化した電圧を供給する。レギュレータ回路は、電源と、電源から負荷への電力の供給をコントロールするスイッチ回路とを備えている。スイッチングレギュレータ回路によって供給される安定化された出力電圧を示すフィードバック信号を生成させるためのフィードバック回路が設けられている。レギュレータ回路は、タイミング信号を発生させるタイミング信号発生器と、ランプ信号を発生させるランプ信号発生器と、ランプ信号によって制御される電流源とをさらに備えており、電流源は、電流制御電流源又は電圧制御電流源であり、ランプ信号を示す補償信号を発生させる。電源によって供給される電流を示す検出信号を発生させる検出信号回路も設けられている。フィードバック回路、タイミング信号発生器、検出信号回路、スイッチ回路及び電流源と接続されたコントロール回路が、スイッチング回路の動作を制御するコントロール信号を発生させるために設けられている。コントロール回路はタイミング信号と、補償信号と、検出信号とフィードバック信号とに基づいてコントロール信号を発生させる。ランプ信号は、パルスクロック信号であり、タイミング信号と同期している。

一の実施形態において、補償信号はフィードバック信号とリファレンス信号との差異に応じて変動する信号から差し引かれている。リファレンス信号は、基準電圧源によって供給してもよい。例えば、エラー増幅器をフィードバック信号とリファレンス信号とを比較するために設けてもよい。得られた信号と基準電圧との差異に比例した出力信号を発生させるために、基準電圧源を備えた増幅器に通される。続いて、出力信号は制限回路に通される。制限回路の出力と負荷へ流れる電流を示す検出信号とを比較するために比較器が設けられている。比較器の出力によりラッチの動作が制御される。検出信号が制限回路の出力信号よりも大きい場合にはラッチは電源から負荷への電力の供給を停止するようにスイッチ回路を制御するコントロール信号を生成する。

一の実施形態における、本発明に係る典型的なスイッチングレギュレータ回路は、ループフィルタリングを行い且つフィードバック信号とリファレンス信号との差異に応じて変化する信号を生成するエラー増幅器の出力に補償信号をカップリングさせる回路を有している。この回路は、直列に接続されたキャパシタと抵抗素子とから構成することができる。キャパシタの一方の端子には、エラー増幅器の出力が接続され、キャパシタの他方の端子には抵抗素子が接続されている。抵抗素子は、直流電圧源を介して接地と接続されている。ランプ信号によって制御される電流源の出力は抵抗素子に接続され、これにより、エラー増幅器の出力電圧は、ループフィルタのキャパシタの両端電圧を変化させることなく電流源により供給される補償信号により変化し、追加の増幅器を必要としない。

本発明のメソッド及びシステムの他の利点は、本発明の例示であり限定ではない以下の詳細な説明の記載から明白である。潜在的に計画されるメソッドとシステムは他の又は異なった実施形態を可能とし、それらの詳細は種々の明白な点において、開示からはずれることなく変形することが可能である。従って、明細書と図面とは例示として取り扱われ、限定としては取り扱われない。

以下において、説明をすることを目的として、本発明に精通を与えるための種々の詳細例が規定されている。しかし、技術に熟達したものには、これらの特定の内容なしに本メソッドとシステムが実施できることが明らかである。さらに、本発明を不必要に不明瞭にしないために、よく知られた構成及びデバイスについては、ブロック図の形で示している。

図３は本発明に係るスロープ補償を備えたスイッチングレギュレータ３００のブロック図を示している。スイッチングレギュレータ３００は、電圧源３０から負荷３２に対してほぼ一定の所定の出力電圧を供給する。スイッチングレギュレータ３００はスイッチ回路２５の動作を制御するコントロール信号２２を発生させるコントロール回路５０を有している。コントロール回路５０は、負荷３２と電圧源３０又は接地との接続を順次制御する。コントロール信号２２は、スイッチングレギュレータ３００のデューティーサイクルの安定な動作を維持するためにスロープ補償を行う。スイッチ回路２５は、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）又は既知の他のスイッチ素子により構成されていればよい。タイミング信号発生器１は、クロックジェネレータ等からなり、クロック信号２０とランプ信号３を発生させる。ランプ信号３はクロック信号２と同期している。電流源３５は、ランプ信号３を表す補償信号６を発生するためにランプ信号３によって制御されている。補償信号は、スイッチングレギュレータ３００の安定性を維持するためにスロープ補償を行うコントロール回路５０に印加される（詳細については後述する。）。電流源３５はランプ信号３によって制御される電流制御電流源又は電圧制御電流源を用いればよい。スイッチングレギュレータ３００はコントロール回路５０にフィードバック信号２８を与えるためのフィードバックループを有している。フィードバック信号２８は、スイッチングレギュレータ３００から負荷３２に供給される安定化電圧を示している。スイッチングレギュレータ３００は、コントロール回路５０と接続された検出信号回路を有しており、検出信号回路は電圧源３０から供給される電流を表す検出信号を発生させる。検出信号回路は、電圧源３０から供給される電流をコントロール回路５０に供給する信号線という単純な構成でよい。コントロール回路５０は、検出信号１６、補償信号６、フィードバック信号２８及びクロック信号２０に基づいてコントロール信号２２を発生させる。

図４は図３に示したスイッチングレギュレータ３００の要部を詳細に示している。スイッチ回路２５は例えば、単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチからなる。スイッチングレギュレータ３００の動作は、コントロール信号２２によって制御されており、２つの期間に区分することができる。最初の期間はスイッチ回路２５の上側の接点がオン状態で、下側の接点がオフ状態の場合であり、第２の期間は、スイッチ回路２５の上側の接点がオフ状態で、下側の接点がオン状態の場合である。図４に示すようにコントロール回路５０は、先に述べたスイッチ回路２５の動作を制御するコントロール信号２２を発生させるためにラッチ２１を用いている。クロック信号２０はラッチ２１の“セット”入力に接続されている。クロック信号２０のたち下がりによりラッチ２１がセットされ、これによりコントロール信号２２は論理値“Ｈ”の状態に遷移する。コントロール信号２２が論理値“Ｈ”の状態の場合には、スイッチ回路２５の上側の接点がオン状態となり、下側の接点がオフ状態となる。先に述べたように、電圧源３０からの供給電流２４はスイッチ回路２５の上側の接点及びインダクタ２６を通り負荷３２に供給された状態となる。一方、コントロール信号２２が論理値“Ｌ”の状態となった場合には、スイッチ回路２５の上側の接点がオフ状態となり下側の接点がオン状態となる。これにより接地からインダクタ２６及び負荷３２を通る電流閉ループが形成される。ここで述べたＳＰＤＴスイッチ及び論理制御モードの利用は、本発明の一例にすぎない。既知の他のスイッチ及びロジックステートをここで述べた構成に適用してもよい。

負荷３２における安定化された出力電圧は、エラー増幅器１０に帰還されるフィードバック信号２８を発生させるフィードバックループによって検出される。エラー増幅器１０の出力端子には、キャパシタＣ_Cと抵抗素子Ｒ_CとからなるＲ−Ｃフィルタが接続されている。抵抗素子Ｒ_Cは直流電圧源Ｖ_TERMを介して接地されている。エラー増幅器１０には相互コンダクタンス増幅器又は既知の他の増幅器を用いることができる。エラー増幅器１０は、固定基準電圧４２によって供給される基準電圧であるリファレンス信号とフィードバック信号２８とを比較する。これにより、フィードバック信号２８と固定基準電圧４２との電圧の差に比例した出力電流が生成される。

図３において示したように、電流源３５はランプ信号３によって制御され且つランプ信号３を示す補償信号６を発生させる。電流源３５には、電流制御電流源又は電圧制御電流源を用いればよい。例えば、電流制御電流源は、出力電流が入力電流を反映又は反転するデバイスである。入力電流はソースによって供給されたり、逆にシンクによって供給されたりし、出力電流はシンクによって生成されたり、逆にソースによって生成されたりする。電流制御電流源の一例は、図４に素子３５として示したカレントミラーである。カレントミラーは、バイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタによって構成すればよい。最も単純なカレントミラーは、ダイオードによって接続された入力素子と、入力素子と接続された整合出力素子（エリアレシオ“area-ratioed”であってもよい。）からなり、入力素子は出力素子と同一の制御電圧（Ｖ_base-emitter又はＶ_gate-source）を有していればよい。図４に示すように電流制御電流源３５は、キャパシタＣ_Cと抵抗素子Ｒ_Cの間のノードにおいてＲ−Ｃフィルタと接続されている。他の実施形態において電流制御電流源３５の出力は抵抗素子Ｒ_Cと接続されている。

先に述べたように、Ｒ−Ｃフィルタは直接接地されているのではなく、直流電圧源Ｖ_TERMを介して接地されている。直流電圧源Ｖ_TEMRと接続することにより、キャパシタＣ_Cと抵抗素子Ｒ_Cとの間のノードにおける電圧が引き上げられている。Ｖ_TERMの直流電圧成分はループフィルタであるキャパシタＣ_Cによって出力信号１１と切り離されている。Ｒ−Ｃループフィルタの出力における電圧は、補償ランプである接地された電流シンクを直接変化させることができ、キャパシタＣ_Cの電荷を変化させず、負電源も必要としない。

この動作において、ランプ信号３は補償信号６を発生させるために電流制御電流源３５を経てループフィルタのキャパシタＣ_Cと抵抗素子Ｒ_Cとの間のノードに印加されており、補償信号６はランプ信号３を反映するシンク電流である。補償信号６により、補償信号６を抵抗素子Ｒ_Cの値に乗じて得られた値に比例した補償電圧が生成される。補償電圧は、等価的にエラー増幅器１０の出力電圧から差し引かれて、出力信号１１となる。補償信号６はランプ信号３を反映しているので、エラー増幅器１０の出力から補償電圧を差し引くことは、既知のスロープ補償の実施である。こうして得られた出力信号１１は、増幅器１３に入力される。増幅器１３は、出力信号１１と基準電圧源Ｖ_REF2の電圧との差に比例する出力電流信号１４を発生させる。出力電流信号１４は、出力電圧信号１５を生成する制限回路１８に入力される。制限回路１８には例えば、出力電圧信号１５のノードと接地との間に接続された抵抗素子及び並行に接続されたツェナーダイオードを用いればよく、他の既知のクランプ回路を用いてもよい。

図４に示すように、スイッチングレギュレータ３００は、“＋”入力端子と“−”入力端子とを有する比較器１７をさらに備えており、出力信号１９はラッチ２１のリセット端子に接続されている。検出信号１６と制限された出力信号１５とは、比較器１７の“−”入力端子と“＋”入力端子とにそれぞれ入力される。検出信号１６は、電圧源３０から供給される供給電流２４によって変化する信号又は供給電流２４を示している信号である。例えば、検出信号１６は、適切なセンス抵抗とレベルシフタ又は既知の他の手段とによって発生させた供給電流２４に比例する電圧であればよい。供給電流２４は経時的に増加するため、検出信号１６も上昇する。検出信号１６の電圧が出力電圧１５の電圧を超えると、比較器１７は論理値“Ｈ”から論理値“Ｌ”に変化する出力信号１９を発生させる。出力信号１９の論理値の変化は、ラッチ２１をリセットし、コントロール信号２２を論理値“Ｈ”から論理値“Ｌ”に変化させる。コントロール信号２２の論理値“Ｈ”から論理値“Ｌ”への状態の変化によりスイッチ回路２５の上部が遮断され、下部が導通する。この応答により、接地からスイッチ回路２５の下部及びインダクタ２６を経て負荷３２に電流が流れる。ノード９における電圧が接地電圧である０Ｖよりも高いので、インダクタ２６を流れる電流は、クロック信号２０の次のたち下がりクロックパルスまでの間減少する。たち下がりクロックパルスによりラッチ２１がセットされ、次のサイクルが繰り返される。

本発明におけるスロープ補償の手法は、図２に示すような従来の手法と比べて優れた点を種々有している。例えば、本実施形態のスロープ補償は、バッファ回路１４０、調節可能な電流クランプ回路１５０及び第２の補償電流といった図２の回路では必要な追加の回路を必要としない。制限回路１８は、比較器１７及びラッチ２１と共に、安定化用のランプ信号３が存在するか否かの影響を受けることがなく、あらかじめ設定した値を供給電流２４が越えないようにする。ランプ信号３はラッチ２１がリセットされ、信号２３の論理値が“Ｈ”レベルとなった後、トランジスタ７を介して接地にプルダウンされるという特徴もある。ラッチ２１がリセットされる際に、ランプ信号を接地していても、機能に変化はない。これはつまり、出力信号１１のダイナミックレンジが狭くてよいということである。本発明に係るスイッチングレギュレータは、波形４を有するクロック信号２０から、波形２を有するランプ信号３を得ることによりスロープ補償を行っている。波形２は、クロックサイクルのうちのはじめの約４５％は０レベルであり、その後、波形４のたち下がりエッジでクロックサイクルが終了するまで上昇する。その結果、ノード電圧９から電流信号２４への増分利得が、減少する。これにより、スイッチングレギュレータ３００が不安定化することを防止できる。

図５には図４に示した増幅器１３、制限回路１８及び比較器１７に代えることができる回路構成を示している。図５においては第２の比較器３０と論理和ゲート３１とを用いている。この構成によれば、出力信号１１は直接比較器１７の“＋”入力端子に伝達される。そして、検出信号１６は比較器１７及び比較器３０の“−”入力端子に伝達される。比較器１７及び比較器３０の出力端子はそれぞれ、論理和ゲート３１の入力端子に接続されている。これにより、ラッチ２２のリセットに入力される出力信号１９を順次生成する。図５に示す回路は、図４に示した回路と同等の機能を有し、増幅器１３と、抵抗素子及びクランプダイオードからなる制限回路１８とが不要である。

スイッチングレギュレータが集積回路により構成され、Ｒ−Ｃループフィルタが集積回路の外部に設けられている場合には、スイッチングレギュレータは、バッファ増幅器４０と抵抗素子Ｒ₁とからなる回路９０が追加された、図６に示すような他の回路構成としてもよい。Ｉ／Ｏピンは集積回路の外部に設けたＲ−Ｃループフィルタ（Ｃ_CX及びＲ_CX）にエラー増幅器１０の出力を伝達するためのものである。図６に示す回路構成は、回路９０が設けられていることを除いて、図４に示す回路の構成と同じである。抵抗素子Ｒ₁の値が図４に示す抵抗素子Ｒ_Cと同じ場合には、図６における出力信号１１は、図４における出力信号１１と同じになる。

以上の記載及び添付図示に含まれるすべての事項は、例示なものであり発明を限定するものではない。また、請求の範囲は、本願に記載される発明のあらゆる包括的及び特定的な特徴を網羅するものであり、本発明の範囲のすべての記載は、請求項に含まれると理解されるべきである。

従来例に係る電流モードスイッチングレギュレータを示す回路図である。従来例に係る調整可能なリミッタを用いたスイッチングレギュレータを示す回路図である。本発明の一実施形態に係る改良スロープ補償を用いたスイッチングレギュレータを示すブロック図である。本発明の一実施形態に係る改良スロープ補償を用いたスイッチングレギュレータの要部を示す回路図である。本発明の一実施形態に係る改良スロープ補償を用いたスイッチングレギュレータの電流制限回路の変形例を示す回路図である。本発明の一実施形態に係る改良スロープ補償を用いたスイッチングレギュレータの別の例を示す回路図である。

Claims

負荷に対して安定化した電圧を供給するスイッチングレギュレータは、
電源と、
前記電源から前記負荷への電力の供給を制御するスイッチ回路と、
前記安定化した電圧を示すフィードバック信号を生成するフィードバック回路と、
タイミング信号を発生するタイミング信号発生器と、
ランプ信号を発生するランプ信号発生器と、
前記電源によって供給される電流を示す検出信号を発生する検出信号回路と、
前記ランプ信号によって制御され、前記ランプ信号を示す補償信号を発生する電流源と、
前記電流源、タイミング信号発生器、フィードバック回路及び検出信号回路と接続され、前記タイミング信号、補償信号、検出信号及びフィードバック信号に基づいて、前記スイッチ回路の開閉を制御するコントロール信号を発生する制御回路とを備え、
前記電源及び負荷は、コモン端子と接続され、
前記コントロール回路は、リファレンス信号と前記フィードバック信号との差異によって変動する信号から前記補償信号を減算し、
前記補償信号は、前記リファレンス信号と前記フィードバック信号との差異によって変動する信号と、キャパシタと抵抗素子を有するループフィルタを介して結合されており、
前記抵抗素子は直流電圧源を介して前記コモン端子と接続されている。
請求項１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記キャパシタと前記抵抗素子とは、直列に接続されており、
前記補償信号は、前記抵抗素子に印加されるか、前記抵抗素子と前記キャパシタとの間のノードに結合されている。
請求項１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
前記コントロール回路は、リファレンス信号と前記フィードバック信号との差異によって変動する信号から前記補償信号を減算した信号が、所定値を越えないように制限する制限回路を有している。
電源から負荷への安定化された電圧の供給を制御するスイッチ回路を含むスイッチングレギュレータの動作を制御するスロープ補償方法は、
前記安定化された電圧を示すフィードバック信号を発生する工程と、
前記電源によって供給された電流を示す検出信号を発生する工程と、
タイミング信号を発生する工程と、
ランプ信号を発生する工程と、
前記ランプ信号によって制御され、前記ランプ信号を示す補償信号を発生する電流源を準備する工程と、
前記補償信号、タイミング信号、検出信号及びフィードバック信号に基づいて、前記スイッチ回路の開閉を制御するコントロール信号を発生する工程と、
前記フィードバック信号とリファレンス信号との差異によって変動する信号を発生する工程と、
前記フィードバック信号とリファレンス信号との差異によって変動する信号から前記補償信号を減算する工程と、
前記補償信号を前記フィードバック信号と前記リファレンス信号との差異によって変動する信号と、キャパシタ及び直流電圧源を介して接地された抵抗素子を有するループフィルタを介して結合する工程を備えている。
請求項４に記載のスロープ補償方法において、
前記キャパシタと前記抵抗素子とは直列に接続されており、
前記補償信号は、前記抵抗素子に印加されるか、前記キャパシタと前記抵抗素子との間のノードに供給される。
請求項４に記載のスロープ補償方法において、
前記フィードバック信号とリファレンス信号との差異によって変動する信号から前記補償信号を減算された信号を所定値以下に制限する工程を備えている。