TWI619338B - 切換調節器與電壓調節方法 - Google Patents

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Abstract

用於以經調節電壓位準，供應輸出電流至負載的切換調節器方法與系統。調節器具有與二次側直流隔離的一次側。調節器包含變壓器，變壓器具有在一次側上的一次繞組以及在二次側上的二次繞組，二次繞組耦接至負載。耦接至一次繞組的切換器，控制流動通過一次繞組的電流。僅回應於一次側訊號值的第一回饋控制迴路，調節在輸出節點處的固定平均電壓。僅回應於一次側訊號值的可選第二回饋控制迴路，減少輸出節點處的電壓振鈴效應。

Description

切換調節器與電壓調節方法
本揭露內容一般而言相關於電子領域，且更特定而言，為相關於電力供應的電壓調節。
近年來，人們努力提升電壓調節器的精確性與可靠性。電壓調節器為即使在使用規格可為不良的輸入電壓源時，仍提供預定且實質上固定的輸出電壓的電力供應電路。再者，許多電子產品使用電壓調節器，以將輸入電壓轉換成經調節輸出電壓，經調節輸出電壓可高於或低於輸入電壓。因此，電壓調節器可同時作為電壓轉換器與電壓穩定器。
存在兩個主要的調節器分類，亦即線性調節器與切換調節器。在線性調節器中，可由調整被動元件(例如可調式電阻器)或主動元件(例如雙極性接面電晶體)以控制從電壓源到負載的持續電流流動，來調節輸出電壓。
另一方面，切換調節器實質上為藉由將電流切換為ON與OFF，以控制輸出電壓的直流對直流轉換器。切換調節器可使用一或更多個切換裝置，以及電感器與電容器，以儲 存能量並將能量傳輸至負載。此種調節器藉由將切換元件切換為ON與OFF來控制供應至負載的電壓，從而調節被以離散電流脈衝形式傳送通過電感器的電力量。例如，電感器與電容器將所供應的電流脈衝濾波成實質上固定的負載電流，使得負載電壓被調節。因此，可基於指示輸出電壓與負載電流的回饋訊號，透過對切換元件的ON-OFF工作週期調整，來調節輸出電壓。
可根據電路架構來分類切換調節器。一個區別在於隔離與非隔離調節器。隔離調節器與非隔離調節器的不同，在於隔離調節器包含轉換器。因此，轉換器的一次側被與二次側直流隔離。例如，輸入源與供應軌之間的直流隔離，時常被用以達成安全性要求，或減少系統雜訊。
隔離調節器包含順向式(forward)架構轉換器與反馳式(flyback)轉換器。反馳式轉換器在轉換器切換元件(例如電晶體)導通的時間期間內，將能量在電感器空氣間隙中儲存為磁場。在切換器切換為OFF時，所儲存的磁場崩散，且能量被作為電流傳輸至反馳式轉換器的輸出。反馳式轉換器可被視為共享一個共用核心的兩個電感器。
相對的，順向式轉換器(基於變壓器)在切換元件傳導時間期間內不儲存能量。相反的，在切換器傳導階段期間內，能量藉由變壓器動作而被直接傳遞至順向式轉換器的輸出。因此，順向式轉換器為使用變壓器以提升(或降低)輸出電壓(取決於變壓器比例)，並提供對負載的直流隔離的DC/DC轉換器。使用多重輸出繞組，可能同時提供較高與 較低的電壓輸出。
隔離順向式架構DC-DC轉換器通常仰賴以下兩種常見控制方法中的一種：(i)電壓模式控制與(ii)電流模式控制。有鑑於此，第1圖圖示說明順向式架構DC-DC電壓模式轉換器。在第1圖的電壓模式控制電路100中，節點102處參考訊號VREF與節點132處輸出回饋訊號V’OUT的差異，被於節點104處提供為誤差訊號VERR。節點130處的輸出訊號VOUT藉由行進通過光耦合器驅動器與迴路補償方塊140，並被光耦合器144轉移通過隔離屏障(isolation barrier)142，而產生節點132處的回饋訊號V’OUT。節點104處的誤差訊號VERR被積分器106對時間積分，以在節點108處提供控制訊號VCTRL。比較器110比較VCTRL訊號與時序斜波電路112提供的VRAMP訊號，並提供RESET訊號至閂鎖器116。時脈脈衝產生器118提供CLK訊號於閂鎖器116的SET節點120處。閂鎖器116在閂鎖器116輸出處提供DUTY訊號(例如脈衝)，DUTY訊號被時脈(CLK)邊緣閂鎖為ON，並在RESET訊號被確立時被閂鎖為OFF。
電路100的其餘部分為順向式轉換器的部份，如將為本發明領域中具有通常知識者所能瞭解。驅動器U1、切換器M1、變壓器X1以及順向二極體D1，在切換器M1為ON時(例如在DUTY為高時)，在輸出電感器L1上施加正電壓差以提升輸出電感器的電流，並在切換器M1為OFF時(例如在DUTY為低時)，箝位二極體D2在輸出電感器L1上施加負電壓以降低輸出電感器的電流。電容器C1將電感器L1 電流漣波濾波，並在節點130處產生輸出訊號VOUT。時常應用電壓前饋(voltage feed-forward)技術，其中時序斜波斜率與節點150處的輸入電壓VIN成比例，以減少迴路增益變異並改良線性回應。
對於許多應用，特別需要操作於電流模式的切換調節器。有鑑於此，第2圖圖示說明順向式架構DC-DC電流模式轉換器。例如，電流模式切換調節器可提供良好的線與負載暫態訊號拒斥，並可在錯誤情況期間內(例如輸出短路)提供固有的限流能力。再者，一些習知的電流模式切換調節器，監視電流並將電流與峰值電感器電流位準比較，以決定何時適合將主切換元件切換為OFF，從而消除供應超量電流。
在第2圖的電流模式控制電路200中，參考訊號(VREF)與節點232處的輸出回饋訊號V’OUT之間的差異，被在節點204處提供為誤差訊號VERR。節點230處的輸出訊號VOUT，行進通過光耦合器驅動器與迴路補償方塊240，並被由光耦合器244轉移通過隔離屏障242，以產生節點232處的回饋訊號V’OUT。節點204處的VERR訊號被積分器206對時間積分，並被電路254縮放(亦即在轉換函數中放置零點)，以在節點208處提供控制訊號VCTRL。比較器210在每一時脈週期比較節點208處的控制訊號VCTRL與峰值切換電流(例如VSENSE=Is‧Rs)與斜率補償電路212的總和。或者，產生平均切換電流並用於比較中。比較器210的輸出提供RESET訊號至閂鎖器216。時脈脈衝產生器218提供CLK訊號於閂鎖器216的SET節點220處。閂鎖器216在閂鎖器216輸出處 提供DUTY訊號，DUTY訊號被時脈(CLK)邊緣閂鎖為ON，並在RESET訊號被確立時被閂鎖為OFF。
電路200的其餘部分為順向式轉換器的部份。驅動器U1、切換器M1、變壓器X1以及順向二極體D1，在切換器M1為ON時(例如在DUTY為高時)，在輸出電感器L1上施加正電壓差以提升輸出電感器的電流，並在切換器M1為OFF時(例如在DUTY為低時)，箝位二極體D2在輸出電感器L1上施加負電壓以降低輸出電感器的電流。電容器C1將電感器L1電流漣波濾波，並在節點230處產生輸出訊號VOUT。例如，訊號VSC(在斜率補償電路212輸出處)在每一週期的過程中往下調整等效控制位準，從而校正對於50%工作週期以上的次諧波不穩定性。
上述的電壓模式與電流模式調節器兩者，依賴輸出電壓回饋。具有輸出電壓回饋的隔離轉換器，通常在回饋路徑中包含光隔離器(例如244)。然而，加入任何元件於回饋路徑中，引入了誤差與迴路延遲。再者，額外元件提升電力消耗、提升部件數/成本、並增加電路複雜性與不穩定性。確實，光隔離器的效能隨著偏壓、溫度與年齡而廣泛地變化，從而提升了設計複雜性並減少系統可靠性。因此，使用習知的輸出電壓回饋迴路以決定工作週期，容易受到通過隔離屏障的不可靠(且複雜的)回饋的損害。
近來在一次側感測科技中的發展(其中藉由僅監視電力供應一次側的資訊，來調節輸出電壓與電流)，藉由(例如從變壓器的二次側)消除所有二次回饋電路系統，簡化了 電壓調節。對於經調節順向式轉換器的一次側感測，可限制切換器工作週期，以避免以太多磁通量使變壓器核心飽和(亦即基於VIN的伏特-秒箝制)。此伏特-秒箝制作為基於輸出電壓回饋的主要調節模式的備援或安全限制(且因此可較不如主要調節模式精確)。伏特-秒箝制通常被實施為使用從VIN導出的充電電流的電容器計時器，其中電流被縮放以提供與總體切換週期一致的獨立計時器功能，總體切換週期由固定的頻率震盪器設定。儘管一次側感測可減少電路的複雜性，使用電容器計時器伏特-秒箝制作法，以作為主要調節模式的DC電壓調節的精確度一般而言為不佳的。兩個個別計時器方塊(亦即用於工作週期箝制的一個計時器方塊，以及用於震盪器頻率的另一個計時器方塊)之間的裝置匹配度所造成的誤差，在與比較器安定時間與切換延遲進一步複合之下，造成相對而言為不精確的工作週期。再者，伏特-秒箝制作法的雙電容器計時器方法，可需要對於切換震盪器週期的精確細分，此使得對外部時脈的同步以及共享的多相位輸出難以實施。
綜上所述，將期望提供經由一次側控制來調節輸出電壓，並提升DC調節精確性的電路與方法。亦將期望改進由負載改變所引發的輸出電壓振鈴效應(ringing)，此可發生在未使用輸出電壓回饋時。
本發明相關於一種切換調節器，切換調節器具有一次側與被直流隔離的二次側，且切換調節器經配置以提供經 調節電壓位準至負載，切換調節器包含：變壓器，變壓器具有一次繞組與二次繞組，一次繞組位於一次側上，二次繞組位於二次側上；輸入節點，輸入節點位於一次側上；輸出節點，輸出節點位於二次側上並耦接至負載；切換器，切換器位於一次側上，且切換器經配置以控制流動通過變壓器的一次繞組的電流；以及第一回饋控制迴路，第一回饋控制迴路經配置以調節切換器的工作週期，以在輸出節點處提供固定平均值，其中第一回饋控制迴路僅回應於一次側訊號值。
一種在切換調節器中調節輸出節點電壓的方法，切換調節器包含：一次側與被直流隔離的二次側；變壓器，變壓器具有在一次側上的一次繞組與在二次側上的二次繞組；在一次側上的輸入節點；在一次側上的加法節點；輸出節點，輸出節點在二次側上並耦接至負載；以及切換器，切換器耦接至一次繞組並經配置以控制流動通過一次繞組的電流；方法包含以下步驟：決定在輸入節點處的電壓；決定切換器的工作週期；以及提供第一回饋訊號至加法節點以產生誤差訊號，誤差訊號用於設定切換器的工作週期，其中第一回饋訊號係：(i)基於輸入節點處的電壓以及切換器的工作週期；且(ii)代表輸出節點處的電壓。
本發明相關於一種切換調節器，切換調節器具有一次側與被直流隔離的二次側，且切換調節器經配置以提供經調節電壓位準至負載，切換調節器包含：變壓器，變壓器具有一次繞組與二次繞組，一次繞組位於一次側上，二次繞組位於二次側上；輸入節點，輸入節點位於一次側上；輸出節 點，輸出節點位於二次側上並耦接至負載；切換器，切換器位於一次側上，且切換器經配置以控制流動通過一次繞組的電流；以及感測電阻器，感測電阻器在一次側上且耦接至一次繞組，且感測電阻器經配置以感測通過變壓器的一次繞組的電流；以及回饋控制迴路，回饋控制迴路經配置以藉由調整切換器的工作週期來控制輸出節點處的振鈴效應，其中回饋控制迴路係僅回應於一次側訊號值。
100‧‧‧電壓模式控制電路
102‧‧‧節點
104‧‧‧節點
106‧‧‧積分器
108‧‧‧節點
110‧‧‧比較器
112‧‧‧時序斜波電路
116‧‧‧閂鎖器
118‧‧‧時脈脈衝產生器
120‧‧‧SET節點
130‧‧‧節點
132‧‧‧節點
140‧‧‧光耦合器驅動器與迴路補償
142‧‧‧隔離屏障
144‧‧‧光耦合器
200‧‧‧電流模式控制電路
202‧‧‧節點
204‧‧‧節點
206‧‧‧積分器
208‧‧‧節點
210‧‧‧比較器
211‧‧‧節點
212‧‧‧斜率補償電路
216‧‧‧閂鎖器
218‧‧‧時脈脈衝產生器
220‧‧‧SET節點
230‧‧‧節點
232‧‧‧節點
240‧‧‧光耦合器驅動器與迴路補償
242‧‧‧隔離屏障
244‧‧‧光隔離器
250‧‧‧節點
254‧‧‧比例性電路
300‧‧‧DC-DC切換電壓調節器
302‧‧‧節點
304‧‧‧節點
306‧‧‧積分器
308‧‧‧節點
310‧‧‧比較器
311‧‧‧節點
312‧‧‧時序斜波
313‧‧‧時序斜波VRAMP
316‧‧‧閂鎖器
317‧‧‧節點
318‧‧‧時脈脈衝產生器
320‧‧‧系統時脈CLK
330‧‧‧輸出節點VOUT
340‧‧‧節點
342‧‧‧隔離屏障
350‧‧‧節點
370‧‧‧工作週期切換器
372‧‧‧放大器
374‧‧‧路徑
376‧‧‧路徑
378‧‧‧電流感測電阻器RS
380‧‧‧負載
501‧‧‧VREF電路
502‧‧‧加法器
503‧‧‧切換器驅動器
505‧‧‧運算放大器
506‧‧‧積分器
507‧‧‧運算放大器
511‧‧‧電阻器R1
513‧‧‧電阻器R2
515‧‧‧電阻器R3
517‧‧‧節點
519‧‧‧節點
521‧‧‧電阻器R0
523‧‧‧電阻器R10
525‧‧‧雙極性電晶體
527‧‧‧雙極性電晶體
529‧‧‧電容器CCTRL
550‧‧‧輸入電壓VIN
570‧‧‧工作週期切換器
606‧‧‧積分器
608‧‧‧控制訊號VCTRL
617‧‧‧節點
630‧‧‧輸出電壓VOUT
660‧‧‧電壓對時間方塊
662‧‧‧時間對工作週期方塊
664‧‧‧電流感測回饋訊號VSENSE
700‧‧‧系統簡圖
702‧‧‧節點
730‧‧‧節點
747‧‧‧變壓器
778‧‧‧感測電阻器
附加圖式圖示說明性的具體實施例。附加圖式並未圖示說明所有的具體實施例。可額外地或替代地使用其他的具體實施例。可省略可為顯然或非必要的細節，以節省篇幅或更有效地圖示說明。可使用額外的部件或步驟，及(或)不使用所圖示說明之所有部件或步驟，來實施一些具體實施例。出現在不同圖式中的相同元件編號，代表相同或類似的部件或步驟。
第1圖圖示說明習知的順向式架構DC-DC電壓模式轉換器。
第2圖圖示說明習知的順向式架構DC-DC電流模式轉換器。
第3圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的DC-DC切換電壓調節器。
第4圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的示例性時序圖。
第5圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的示例 性VREF電路、工作週期切換器、積分器以及VIN電路。
第6圖圖示說明本發明之具體實施例的系統函數表示。
第7圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的包含振鈴效應補償的電路的系統函數表示。
在下文的【實施方式】中，作為範例而揭露數種特定的細節，以提供對於相關教示內容的通透瞭解。然而，應顯然可知的是，本教示內容的實施可無需此種細節。在其他實例中，已由相對高的階層說明了熟知方法、程序、部件、及(或)電路系統，而未說明細節，以避免不必要地遮蔽本教示內容的態樣。
下文討論的各種範例，相關於一次側調節切換調節器。在一個態樣中，調節器包含與二次側直流隔離的一次側。調節器進一步包含變壓器，變壓器在一次側上具有一次繞組，且在二次側上具有二次繞組。在一次側上有輸入節點，且在二次側上有輸出節點，其中輸出節點被耦接至負載。將切換器耦接至一次繞組，並配置切換器以控制流動通過一次繞組的電流。第一回饋控制迴路僅基於一次側訊號值，來調節在輸出節點處的固定平均電壓。因此，消除了調節器輸入與輸出之間的直流隔離屏障之間的回饋。
在一個態樣中，使用脈衝頻寬調變(PWM)工作週期與輸入電壓的乘積，以產生經調節輸出的經調變電力路徑訊號的複製品。在另一態樣中，監視直流隔離屏障一次側上 的切換元件的電流，以改良輸出步階響應(例如負載變異所造成的輸出振鈴效應)。
現在詳細參考圖示說明於附加圖式中，並討論於下文的範例。第3圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的DC-DC切換電壓調節器。例如，電路300被配置為順向式架構(例如為降壓(buck)架構的形式)，但將可瞭解到亦支援其他已知的架構。電路300包含一次側(亦即隔離屏障342的左側)與二次側(隔離屏障342的右側)。因此，繪製於第3圖範例中的架構，可被描述為「降壓推導順向式轉換器」。此順向式架構包含在隔離屏障342一次側上的切換器M1、跨於隔離屏障342上的變壓器X1、以及在隔離屏障342二次側上的二極體D1與D2、電感器L1、電容器C1以及負載380。
電路300包含兩個回饋迴路：(i)經由路徑374包含VIN的第一迴路，以及(ii)經由路徑376包含IS的可選第二迴路。基於VIN來設定工作週期的第一迴路，為可被輕易補償的單極點迴路(將於下文說明)。第二回饋迴路抑制輸出振鈴效應，並可由選擇與系統中另一時間常數匹配的第一迴路時間常數來設定。在一個具體實施例中，藉由選擇與系統中另一時間常數以及第二回饋迴路增益匹配的第一迴路時間常數，來更佳地控制抑制響應。在又另一具體實施例中，回饋迴路增益可固定為一值，以在各種作業中提供適當的抑制控制。
在一個具體實施例中，第一回饋迴路控制僅依賴自身(亦即，沒有第二回饋迴路)，在輸出電壓振鈴效應受限 (例如藉由負載電阻)時或在輸出電壓振鈴效應可被容忍時，此提供了優點。可選擇迴路頻寬，以產生快速迴路而使得工作週期緊密地追蹤VIN的動態反應，或產生慢速迴路而使VIN的動態反應被高度地濾波。後者改良了輸入雜訊與高頻拒斥，同時前者藉由維持固定的伏特-秒乘積(即使是在VIN快速改變的期間內)，而減輕了對於變壓器核心飽和的要求。
在第3圖的電路300中，節點302處參考訊號VREF與節點374處第一迴路回饋訊號之間的差異，被在節點304處提供為誤差訊號VERR。節點374處的第一迴路回饋訊號，為對節點350處輸入電壓VIN以及工作週期切換器370所提供的工作週期的函數。第一回饋訊號將於下文詳細討論。節點304處的誤差訊號VERR被積分器306對時間積分，以在節點308處提供控制訊號VCTRL。比較器310比較VCTRL訊號與時序斜波312所提供的VRAMP訊號，並提供RESET訊號至閂鎖器316。時脈脈衝產生器318在閂鎖器316的SET節點處提供CLK訊號。閂鎖器316在閂鎖器316輸出處提供DUTY訊號，第一(例如，正的)時脈CLK邊緣將DUTY訊號閂鎖為ON，且在RESET訊號被確立時(例如，重置訊號的第一邊緣)DUTY訊號被閂鎖為OFF。
驅動器U1被耦接至閂鎖器316的輸出，且因此接收DUTY訊號，以驅動切換電晶體M1的工作週期。切換器M1經配置以在第一狀態中允許電流流動通過電晶體X1的一次繞組，且在第二狀態中不允許電流流動。在一個具體實施例中，電晶體M1為MOSFET。在切換器M1為ON時，驅動 器U1、切換器M1、變壓器X1以及順向二極體D1在輸出電感器L1上施加正電壓差，以提升輸出電感器L1的電流，而在切換器M1為OFF時，箝位二極體D2在輸出電感器L1上施加負電壓差，以降低輸出電感器L1的電流。電容器C1將電感器L1漣波電流濾波，而在節點330處產生輸出訊號VOUT。
如前述，電路300亦可包含可選的第二回饋迴路，以控制(例如抑制)輸出330處的振鈴效應。例如，切換電晶體M1的源極被耦接至感測電阻器RS 378，以在切換器M1閉合時監視流動通過變壓器X1一次線圈的電流IS。一次電流代表在切換器M1閉合時，流動通過變壓器X1二次線圈、二極體D1以及電感器L1的電流。感測電阻器378將電流IS轉換成電壓，並將此電壓提供給放大器(亦即VSENSE 372)。經放大的VSENSE訊號被與時序斜波312提供的斜波訊號相加，並提供至比較器310。下面的章節將更詳細地討論第二回饋迴路的作業。
應注意到，變壓器的效能受限於核心的磁通量限制。鐵磁性(ferromagnetic)材料無法支援非常高的磁通量密度。鐵磁性材料甚至傾向於在(例如由材料與核心尺寸所指定的)某一位準處飽和。有鑑於此，典型的順向式轉換器通常包含個別的伏特-秒箝制電路系統，以藉由在每一切換週期期間內限制供應輸入電壓至變壓器的時間，以限制磁通量。因為先前技術中的轉換器通常聚焦在輸出感測上，先前技術中的電壓模式與電流模式控制器不具有對於施加至變壓器的伏特-秒的固有限制，特別是在暫態期間內。
有鑑於此，在一個具體實施例中，本文討論的第一迴路控制固有地維持固定的DUTY‧VIN。例如，在先前技術中，若突然的負載電流變化改變了輸出電壓，則電壓模式或電流模式控制可暫態地將工作週期驅動至變壓器X1的核心可終至飽和的一點。相對的，在一個具體實施例中，藉由對輸入電壓VIN 350反向地調節變壓器X1的工作週期，而固有地防止了變壓器X1核心的飽和。對於最大伏特-秒的較嚴謹控制，允許了使用實體上較小的變壓器。
在上文概略描述了系統之後，現在說明切換調節器電路300的一些功能性建置方塊。工作週期切換器370在節點374處提供輸出訊號，節點374類比於由驅動器U1、切換器M1、變壓器X1以及二極體D1與D2所形成的PWM電力路徑。例如，在節點374處與PWM電力路徑處兩者的訊號，提供了由輸入電壓VIN縮放的PWM訊號。換言之，節點374處的訊號提供了複製的調變路徑(除去變壓器)，從而以一次側上節點374處的本地訊號(例如，二次側的節點340處的訊號的代表性拷貝)，替換了傳統作法中跨越直流隔離屏障342的輸出回饋。
積分器306與其他迴路增益元件(例如比較器310、斜波電路312、閂鎖器316、驅動器U1以及工作週期切換器370)，設定了簡單的單極點控制迴路。相對的，上文所討論的先前技術中的電壓模式控制電路100的回饋路徑具有兩個極點(例如來自L-C濾波器)，此複雜化並限制了迴路補償。例如，電路300的積分器306提供了理論上為無限(例如， 在實作中為非常高)的DC迴路增益，此將節點304處的逐週期誤差訊號(VERR)驅動至零。第4圖提供與本文所討論之作業的具體實施例一致的，電路300的示例性時序圖。透過圖表可見，參考訊號VREF將節點374的第一迴路回饋訊號(亦即DUTY‧VIN)切成負脈衝面積與正脈衝面積，迴路試圖使負脈衝面積與正脈衝面積均等(見下列方程式1a與1b)。
(VREF-VIN)‧DTCLK+(VREF-0V)‧(1-D)TCLK=0[方程式1a]
在上列的方程式1a與1b中，「D」代表工作週期，而「TCLK」代表時脈訊號320的週期(且因此代表轉換器的切換週期。
積分器306的有限輸出阻抗與任何漏電流，會導致PWM工作週期比例誤差，PWM工作週期比例誤差會轉移成輸出330處的電壓誤差。
時序斜波312與比較器310執行電壓對時間轉換。例如，節點308處的控制電壓VCTRL越高，節點313處的VRAMP訊號上升(直到比較器310跳脫)的過程就越長。在各種具體實施例中，單調(monotonic)的非線性斜波將可運作，但線性的斜波保持了對於工作週期的迴路頻寬與雜訊免疫度。在一個具體實施例中，使用電壓前饋以維持對於輸入電壓VIN(在節點350處)的固定頻寬。例如，可藉由與VIN 350成正比例來改變參考斜波VRAMP 313的斜率，以提供電壓前 饋。因此，電壓對時間方塊(亦即比較器310)的時間輸出，隨後與VIN 350成反比例而改變。比較器310與斜波312的偏移(offset)提供固定誤差，此固定誤差由積分器306的增益來衰減。斜波312斜率誤差(在節點313處的VRAMP)改變第一迴路頻寬。上文所討論的誤差，改變控制訊號位準(節點308處的VCTRL)的穩態值。非線性斜波313構成可變斜率，可變斜率隨著工作週期而改變第一迴路頻寬。
例如，VRAMP訊號313量值與斜率的範圍，為使比較器310可在實際範圍以及控制訊號308漣波的影響下(存在電子雜訊與比較器偏移)，正確地區別控制訊號308(VCTRL)與斜波訊號313(VRAMP)。因此，要達成適當的工作週期(例如電晶體M1閘極處的訊號從ON至OFF的時間)，斜波電路312的VRAMP訊號313不需提供完美的斜率或時序，只要VRAMP 313為單調且逐週期變異為小。
電路300的閂鎖器316經配置以執行時間至工作週期比例轉換。例如，連續時脈脈衝之間的時間(切換週期TCLK)代表100%的工作週期。在每一週期中RESET訊號相對於「設定」時脈CLK 320脈衝的位置，提供了工作週期中的比例。在一個具體實施例中，積分器306衰減任何對於工作週期的固定閂鎖器延遲的效應。在一個具體實施例中，閂鎖器316為S-R閂鎖器。
在一個具體實施例中，閂鎖器316輸出處的DUTY訊號驅動實際的電力路徑調變器，電力路徑調變器包含電晶體切換器驅動器U1、電晶體切換器M1、變壓器X1以及二極 體D1與D2(例如對於同步作業)。對於具有尖銳邊緣，且其中二極體(例如D1與D2)為理想的切換而言，輸出VOUT 330為具有如以下方程式2所提供的振幅的PWM訊號：
在上面的方程式2中，Npri為變壓器X1一次線圈的圈數，而Nsec為變壓器X1二次線圈的圈數。
至於在二次側包含電感器L1與電容器C1的L-C濾波器，此L-C濾波器萃取輸出VOUT 330處的對時間平均電壓，且具有由負載380電阻值、電感器L1及電容器C1寄生電阻值所控制的抑制因數。
在一個具體實施例中，第一迴路回饋變數，包含節點350處輸入電壓VIN與節點317處閘前驅動訊號(DUTY)的乘積，此乘積形成於工作週期切換器370的輸出處。對於每一週期，PWM ON週期開始於系統時脈CLK 320設定閂鎖器316時。在第3圖範例中，第一迴路回饋乘積(DUTY‧VIN)被從參考位準(VREF)減去，以在節點304處形成誤差訊號VERR。誤差訊號VERR被隨著時間積分(藉由積分器306)為節點308處的控制位準VCTRL。時序斜波VRAMP(由斜波電路312提供)與經放大切換電流(A‧IS)被相加。例如，在控制位準VCTRL 308超過相加結果時，比較器310在節點311處提供重置訊號(RESET)以清除ON時間(例如S-R)閂鎖器。驅動器(U1)、切換器(M1)、變壓器(X1)、二極體(D1、D2)、電感器(L1)與電容器(C1)形成開迴路順向式轉換 器。順向式轉換器根據PWM控制器所指定來調變輸入源電壓VIN 350，並將結果傳遞通過L-C濾波器(二次側上的L1與C1)。
在各種具體實施例中，可由不同方式來達成第一迴路回饋訊號(DUTY‧VIN)。如第3圖所示，切換器M1的GATE節點處的訊號，可單純地控制VIN 350或地(例如零伏特)對於積分器306加總節點302的連結。類似的，工作週期切換器370可經由串聯電阻器(未圖示)或電壓對電流轉換器子電路(未圖示)，來在GATE訊號為HIGH時(例如切換器M1位於第一狀態)提供與VIN 350成比例的電流至積分器306的加總節點302，並在GATE訊號為低時(例如切換器M1位於第二狀態)切斷對於VIN的路徑。在上面兩個具體實施例中，DUTY訊號317可替換GATE訊號(未圖示)，以作為對於工作週期切換器370的控制或輸入訊號。再者，與VIN 350成比例的電壓，可替換VIN(未圖示)。在一個具體實施例中，線性跨導(translinear)類比乘法電路(未圖示)可藉由使用經適當調節的DUTY訊號317(或GATE訊號)與VIN 350作為輸入，來提供乘積(DUTY‧VIN)訊號。
在又另一具體實施例中，具有順向與箝位二極體與小負載(未圖示)的變壓器X1三次繞組，亦可提供為輸入電壓與工作週期乘積的訊號。例如，加入輸出L-C至此種乘積，將產生輸出節點VOUT 330處電壓的複製品。
在一個態樣中，固定平均負載電流IL加入固定偏移至時序斜波VRAMP 313，第一回饋迴路積分器306將此固定偏 移吸收入VCTRL 308的穩態(平均)位準中。然而，造成輸出電壓VOUT 330振鈴的負載步階(例如負載380的改變)，亦在電感器L1中引發振鈴效應電流。此振鈴效應電流亦反射通過變壓器X1至主切換器M1。因此，由於輸出電壓VOUT 330振鈴效應所造成的此變異電流，亦反射在隔離屏障342一次側的電流感測電阻器RS 378上。因此，電流IS的暫態成分被感測電阻器RS 378轉換成電壓，並放大為斜波位準VRAMP 313的振鈴效應變異。藉由將回饋的放大與積分器310的時間常數對輸出庫時間常數[L1‧C1的平方根]適當地縮放，調變工作週期以抑制(例如臨界抑制(critically damp))輸出電壓VOUT 330處的漣波。在一個具體實施例中，藉由上文所提及的第二回饋迴路，來調變工作週期以抑制漣波。
在第二回饋迴路的一個具體實施例中，從電感器電流(IS)導出的訊號被高通濾波(high-pass filtered)，並用以減少驅動電感器L1的電壓。有鑑於此，第一回饋迴路在積分器隨後處提供訊號輸入點(例如對比較器310的輸入)，積分器提供高通濾波器(HPF)功能以及減法功能(亦即減少工作週期)。
例如，在不使用經由隔離屏障342一次側處的感測電阻器RS 378的IS電流感測回饋時，輸出級可呈現為驅動低通L-C濾波器(L1與C1)的脈衝化電壓源(例如施加了切換式VIN的變壓器X1一次側，以及切換的驅動二極體D1與D2的二次側)。輸出負載電流IL的變化，改變VOUT處的電壓，從而藉由改變跨於電感器上的電壓而改變通過電感器的電流 L1，從而激發L-C電路為振鈴(若沒有足夠的抑制電阻值)。
電感器L1電流迫使節點340處的電壓追蹤節點330處的輸出電壓。因此，跨於電感器L1上的電壓改變得較少，所以通過電感器L1的電流改變得較少，從而約束了L-C庫振鈴激源(stimulus)。電感器電流的高通濾波，允許較高的頻率振鈴成分被追蹤出，而較低的頻率與DC電流成分通過。電感器平均電流可改變，以匹配具有較少震盪的新負載電流IL。例如，與L-C庫諧振頻率相關的高通濾波器截角頻率，決定了抑制量。
因此，在第二回饋迴路中，由於負載電流IL改變所造成，並激發輸出L-C庫的輸出電壓330振鈴效應，被切換電流回饋抑制。切換電流的提升，加入時序斜波，暫時地減少工作週期並維持通過電感器L1的平均電流相同，此使L-C庫(例如雙極點)的行為更像是驅動電容器(例如單極點)的電流源。第一迴路回復工作週期，並將新DC電流位準吸收入控制(VCTRL)位準中。
第5圖提供與本發明之具體實施例一致的，VREF電路501、加法器502、工作週期切換器570、積分器506以及VIN電路507的更詳細視圖。例如，可藉由帶隙(bandgap)參考電壓源(未圖示)來提供參考電壓VREF。在第5圖範例中，VREF電路501包含配置為單增益緩衝器的兩個運算放大器(亦即505與507)。由於運算放大器505正端點與負端點之間的虛擬短路，提供VREF電壓於電阻器R1(511)上。因此，通過R1的電流為VREF/R1。通過電阻器R2(513)的電流 實質上類似於通過R1(511)的電流。因此，第二運算放大器507的正端點處的電壓，為VSUPPLY減去跨R2的電壓降。由於第二運算放大器507正端點與負端點之間的虛擬短路，節點519處的電壓實質上類似於節點517處的電壓。所產生的電流IREF由下列方程式3所提供：
VIN電路507將輸入電壓VIN 550轉換成電流IVIN。在第5圖範例中，VIN電路507包含電流鏡，電流鏡包含數個雙極性電晶體與兩個電阻器R0(521)與R10(523)。例如，電阻器R10(523)的電阻值，為電阻器R0(521)電阻值的一半。在一個具體實施例中，VIN電路507的電流鏡經配置為具有額外的電阻器R10(523)的威爾森電流鏡。
在第5圖範例中，工作週期切換器570包含切換器驅動器503與雙極性電晶體525與527。在一個具體實施例中，在工作週期切換器570閘極處的電壓為HIGH時，雙極性電晶體525被切換為OFF，同時雙極性電晶體527被切換為ON。在工作週期570閘極處的電壓為LOW時，雙極性電晶體525被切換為ON，同時雙極性電晶體527被切換為OFF。
在一個具體實施例中，積分器506如電容器(例如CCTRL 529)般簡單。在各種其他的具體實施例中，積分器506 包含具有電阻性輸入與電容性回饋的運算放大器、或轉導放大器，其中輸出電流驅動電容性負載。在第5圖範例中，被VREF電路501與VIN電路507各別轉換成電流的VREF與VIN電壓，被相加(例如藉由加法器502)並提供至電容器CCTRL 529以積分。
現在參考第6圖，第6圖圖示說明對於本發明之具體實施例的系統功能表示。在第6圖範例中，積分器606(例如代表電路300的積分器306)具有縮放常數K0。控制訊號VCTRL 608減去電流感測回饋訊號VSENSE664(電流感測回饋訊號VSENSE 664可如圖示般被放大)(例如，代表在電路300中將電流感測回饋訊號VSENSE 664加入斜波訊號VRAMP 313)。例如，電路300的時序斜波312與比較器310，可界定由方塊660代表的電壓對時間函數，函數為乘上時間並除以電壓(亦即T1/V1)，且TON為所產生的ON時間變數。值T1與V1代表電壓對時間函數的任意的縮放常數。如下文所討論，在一個具體實施例中，特定的縮放選擇可為有益的。例如，轉換斜率被設為與VIN/TCLK成比例，而使時間常數(例如τ)為穩定(例如維持固定)。在一個具體實施例中，藉由複製設定震盪器週期的內部電流、電容值與臨限電壓，來將T1設為與TCLK成比例。
電路300的時脈318與S-R閂鎖器316將時間轉移成工作週期，此由縮放方塊662代表，縮放方塊662將ON時間除以時脈週期(TCLK)。對每一切換週期平均，工作週期切換器等效地將輸入電壓VIN 650乘上標準化脈衝(且乘上 工作週期百分比)。二次側切換器執行類似的乘法，但是變壓器X1圈數比例被包含在從節點617處工作週期訊號DUTY至輸出電壓VOUT 630的縮放過程中。
在第6圖中系統函數的順向路徑中，在電壓對時間660與時間對工作週期662方塊之前的積分器606無限(在實作中為非常高)DC增益，減少了這些方塊中的非理想效應(例如，偏移、延遲、不精準的參數)。
在一個具體實施例中，由方塊參數來界定特徵時間週期(τ0)，如下列方程式5所提供：
在一個具體實施例中，經結合第一與第二回饋迴路的系統函數，由下列方程式6所提供。
首先，在上面的範例中，工作週期與輸入電壓VIN成反比例。第二，系統時間常數τ0可為對於輸入電壓VIN與時脈週期TCLK兩者的函數。在一個具體實施例中，藉由將時序斜波的斜率調整為與輸入電壓VIN 650(例如電壓前饋)及時脈頻率(1/TCLK)成比例，可將τ0設為常數。
在一個具體實施例中，工作週期與可被低通濾波的固定參考(VREF)成比例。在一個具體實施例中，由帶隙參考電壓源提供VREF。在一個具體實施例中，電流感測回饋透 過高通濾波器影響工作週期，以從節點617移除雜訊。穩態電流位準(例如電路300中的IS)不應影響理想的工作週期(例如，DC與低頻率電流不影響工作週期)。動態負載電流IL(例如，在電路300中通過負載380)，被饋回隔離屏障342的一次側以抵制振鈴效應，特別是在快速步階的高頻部件中。有鑑於此，在選擇積分器參數K0為適當地相關於L-C(L1與C1)庫自然頻率、變壓器圈數比例Npri/Nsec以及節點276處的經放大電流感測訊號A‧VSENSE時，提供了適當的抑制(例如臨界抑制、過量抑制等等)。
第7圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的，包含振鈴效應補償的電路的系統函數代表。在第7圖範例中，如上文所討論，若負載有改變，則暫態響應(例如在輸出730處)節點受影響。系統簡圖700藉由基於所測量到的跨感測電阻器778的電流，來驅動電感器電壓(透過變壓器747)，來減少節點730處VLOAD的振鈴效應。在第7圖中，由經放大電流感測702節點(例如I對V)來代表回饋系統，回饋系統在節點704處提供高通濾波器(HPF)訊號。
在穩態作業中，HPF 704提供零驅動電壓調整至穩態DC位準VREF，除了由切換電壓調節器固有的電感器電流漣波所造成的不顯著量以外。對於正負載步級，反相HPF 704提供減少跨電感器L1的電壓差的負電壓脈衝。對於負負載步級，施加類似的正脈衝至電感器L1。
例如，在典型的切換調節器中，回饋迴路使用對於電感器L1電流與負載電壓730的知識，來有效地將電感器轉 變為經控制電流源。例如，跨電感器L1的電壓被控制，從而控制了電感器L1的電流。
然而，此第二回饋迴路在沒有對於實際負載電壓730(例如，在電感器L1右側處)的知識下，監視變壓器一次側中的電流改變(例如在隔離屏障的一次側上)，此電流改變指示電感器L1電流中的改變。有鑑於此，對電感器的左側提供補償(例如補償電壓)，以抑制變壓器二次側上的漣波。HPF 704為了穩態作業而保持回饋為固定(例如零)，並提供校正以避免輸出730處的大量振鈴效應。應注意到，本文所使用的用詞「振鈴效應」，係用以說明輸出電壓(節點730處)的震盪，同時用詞「漣波」說明電感器電流的往上或往下(例如在所施加的電壓從ON改變成OFF時)。
本文所討論的部件、步驟、特徵、物件、益處與優點，僅為說明性。這些部件、步驟、特徵、物件、益處與優點(以及相關的討論)，皆不意為限制保護範圍。除非另外說明，否則在本說明書中(包含以下的申請專利範圍)揭露的所有測量、值、額定值、位置、量值、尺寸與其他規格，皆為近似的，而非準確的。這些測量、值、額定值、位置、量值、尺寸與其他規格，意為具有與他們所相關之功能、以及他們所屬技術領域中習知知識一致的合理範圍。
亦思量了數種其他的具體實施例。這些具體實施例包含具有較少、額外及(或)不同的部件、步驟、特徵、物件、益處與優點的具體實施例。這些具體實施例亦包含其中部件及(或)步驟被不同地設置及(或)排序的具體實施例。 例如，本文所討論的任何訊號，可被縮放、緩衝、縮放並緩衝、轉換至另一模態(例如電壓、電流、電荷、時間等等)、或轉換至另一狀態(例如從HIGH至LOW以及從LOW至HIGH)，而不顯著地改變下層的控制方法。再者，可使用雙極性電晶體(例如PNP或NPN)來代替MOS電晶體。可使用PNP來代替NPN，且可使用PMOS來代替NMOS。因此，本發明意為僅被附加申請專利範圍限制。本文所說明的系統，可被轉換成均等的數位邏輯功能，且仍位於相同方法的範圍中。例如，可由數位乘法器或查找表來代替乘法器；可由累加器來代替積分器；可由(例如可清除式)向上計數器來代替斜波計時器；可由位元測試訊號來代替比較器；可數位化PWM；等等。
附加申請專利範圍的範圍，意為(且應被解譯為)在與申請專利範圍所使用的語言(在參考本說明書與隨後的審查歷史來解譯時)的通常意義一致的情況下盡量寬廣，並包含所有結構性與功能性的均等範圍。然而，申請專利範圍均不意為包含未符合我國專利法第21條、第22條第1項以及第22條第2項之規定的發明標的，且申請專利範圍亦不應被如此解譯。在此對於任何非計畫性的包含此種發明標的提出免責聲明。
除了上文所述，所描述或說明者皆不意為(亦不應被解譯為)使任何部件、步驟、特徵、物件、益處、優點或均等範圍專屬於公眾，不論是否記載於申請專利範圍中。
將瞭解到，本文使用的用詞與措詞，具有根據此種 用詞與措詞對於他們所對應之個別質詢與研究領域的通常意義，除非本文已揭露了其他的特定意義。諸如第一、第二等等的相對性用詞，可僅用於分辨實體或動作，而並非必要地要求或隱含在此種實體或動作之間有任何實際的此種關係或次序。用詞「包含」、「包括」、或這些用詞的任何其他變異，意為非唯一性的包含，使得包含一列元素的程序、方法、系統或裝置，並非僅包含這些元素，而是可包含未明確列出或此種程序、方法、系統或裝置固有的其他元素。由「一」所前綴的元素，在沒有進一步的限制之下，並不排除包含此元素的程序、方法、系統或裝置中的額外系統元素的存在。
提供發明摘要以允許讀者快速查明技術揭露內容的本質。應瞭解到發明摘要將不被用於解譯或限制申請專利範圍的範圍或意義。此外，在上文【實施方式】中，可以看到為了流暢說明揭露內容，各種特徵在各種具體實施例中被編組在一起。此揭露方法不應被解譯為意圖反映所請具體實施例需要比每一請求項所明確記載者還要多的特徵。相對的，如下列申請專利範圍所反映，進步性的發明標的位於比所揭露之單一具體實施例的所有特徵要少的特徵中。因此，在此將下列申請專利範圍併入【實施方式】中，且每一請求項自身為個別請求的發明標的。
300‧‧‧DC-DC切換電壓調節器
302‧‧‧節點
304‧‧‧節點
306‧‧‧積分器
308‧‧‧節點
310‧‧‧比較器
311‧‧‧節點
312‧‧‧時序斜波
313‧‧‧時序斜波VRAMP
316‧‧‧閂鎖器
317‧‧‧節點
318‧‧‧時脈脈衝產生器
320‧‧‧系統時脈CLK
330‧‧‧輸出節點VOUT
340‧‧‧節點
342‧‧‧隔離屏障
350‧‧‧節點
370‧‧‧工作週期切換器
372‧‧‧放大器
374‧‧‧路徑
376‧‧‧路徑
378‧‧‧電流感測電阻器RS
380‧‧‧負載

Claims (23)

  1. 一種切換調節器，該切換調節器具有一一次側與被直流隔離的一二次側，且該切換調節器經配置以提供一經調節電壓位準至一負載，該切換調節器包含：一變壓器，該變壓器具有一一次繞組與一二次繞組，該一次繞組位於該一次側上，該二次繞組位於該二次側上；一輸入節點，該輸入節點位於該一次側上；一輸出節點，該輸出節點位於該二次側上並耦接至該負載；一第一切換器，該第一切換器位於該一次側上，且該第一切換器經配置以控制流動通過該變壓器的該一次繞組的電流；一第一回饋控制迴路，該第一回饋控制迴路包含該輸入節點，該第一回饋控制迴路經配置以調節該第一切換器的一第一工作週期，以在該輸出節點處提供一固定平均值；以及一工作週期切換器，該工作週期切換器位於該第一回饋控制迴路中，該工作週期切換器具有一第一端點，該第一端點耦接至該輸入節點，其中該第一回饋控制迴路僅回應於一次側訊號值，其中該第一回饋迴路經配置以使用該工作週期切換器的一第二工作週期以及該輸入節點處的一電壓，以產生該輸出節點的該經調節電壓位準的一複製品，且其中該工作週期切換器的該第二工作週期匹配該第一切換器的該第一工作週期。
  2. 如請求項1所述之切換調節器，其中該第一切換器的該工作週期與該輸入節點處的電壓的乘積，代表該輸出節點處的電壓。
  3. 如請求項1所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含一積分器，該積分器經配置以：(i)接收一參考訊號與該等一次側訊號值的一乘積之間的一差異；以及(ii)基於對該差異的一積分，提供一控制訊號。
  4. 如請求項3所述之切換調節器，其中係由一帶隙(bandgap)參考來提供該參考訊號，且該等一次側訊號值的該乘積包含該第一工作週期乘以該輸入節點處的電壓。
  5. 如請求項1所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含一第二回饋控制迴路，該第二回饋控制迴路經配置以調節該輸出節點處的一振鈴效應，其中該第二回饋控制迴路僅回應於一或更多個一次側訊號值。
  6. 如請求項5所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含在該一次側上的一感測電阻器，其中該感測電阻器係：(i)經配置以感測通過該變壓器的該一次繞組的一電流；且 (ii)為該第二回饋控制迴路的一部分。
  7. 如請求項6所述之切換調節器，其中由該感測電阻器所感測的該電流，代表流動通過該負載的電流。
  8. 如請求項6所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含：一斜波電路，該斜波電路經配置以基於該輸入節點處的該電壓與一時脈訊號提供一斜波訊號；一積分器，該積分器經配置以：(i)接收在一參考訊號與該等一次側訊號值的一乘積之間的一差異；並(ii)基於對該差異的一積分來提供一控制訊號；一比較器，該比較器經配置以：(i)比較該斜波訊號及一經放大電流的總和與該積分器的該控制訊號，該經放大電流係由該感測電阻器感測；以及(ii)基於該比較來提供一重置訊號。
  9. 如請求項8所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含一閂鎖器電路，該閂鎖器電路具有耦接至該第一切換器的一控制輸入的一輸出，且該閂鎖器電路經配置以：接收該時脈訊號與該重置訊號以作為輸入；以及基於所接收到的該時脈訊號與該等重置訊號，來控制該 第一切換器的該第一工作週期。
  10. 一種在一切換調節器中調節輸出節點電壓的方法，該切換調節器包含：一一次側與被直流隔離的一二次側；一變壓器，該變壓器具有在該一次側上的一一次繞組與在該二次側上的一二次繞組；在該一次側上的一輸入節點；在該一次側上的一加法節點；一輸出節點，該輸出節點在該二次側上並耦接至一負載；一切換器，該切換器耦接至該一次繞組並經配置以控制流動通過該一次繞組的電流；以及一工作週期切換器，該工作週期切換器耦接至該輸入節點且具有一第二工作週期，該第二工作週期匹配該第一切換器的一第一工作週期，該方法包含以下步驟：決定在該輸入節點處的一電壓；決定該第一切換器的該第一工作週期；以及提供一第一回饋訊號至該加法節點以產生一誤差訊號，該誤差訊號用於設定該第一切換器的該第一工作週期，其中該第一回饋訊號係：(i)基於該輸入節點處的該電壓以及該第一切換器的該第一工作週期；且(ii)該輸出節點處的一電壓的一複製品。
  11. 如請求項10所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：藉由積分該誤差訊號來提供一控制訊號，其中該誤差訊號為一參考訊號與該回饋訊號之間的一差異； 比較步驟，比較該控制訊號與一斜波訊號，其中該斜波訊號係基於一時脈訊號與該輸入節點處的該電壓；以及基於該比較步驟而提供一重置訊號，其中該重置訊號係用於改變該第一切換器的一狀態。
  12. 如請求項11所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：控制該第一切換器以：在該時脈訊號的一第一邊緣上使該第一切換器位於一第一狀態中；以及在該重置訊號的一第一邊緣上使該第一切換器位於一第二狀態中。
  13. 如請求項11所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：從一帶隙參考接收該參考訊號。
  14. 如請求項10所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：提供一第二回饋控制迴路，該第二回饋控制迴路經配置以調節該輸出節點處的一振鈴效應，其中該第二回饋控制迴路係僅基於一或更多個一次側訊號值。
  15. 如請求項14所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：感測通過該變壓器的該一次繞組的一電流，該電流代表流動通過該負載的電流。
  16. 如請求項14所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：基於該輸入節點處的該電壓與一時脈訊號，來提供一斜波訊號；決定在一參考訊號以及該輸入節點處的該電壓與該第二工作週期的該乘積之間的一差異；以及基於對該差異的一積分來提供一控制訊號；比較步驟，比較該斜波訊號及一經放大感測電流的總和與該控制訊號，該經放大電流係透過該一次繞組來感測；以及基於該比較步驟來提供一重置訊號，其中該重置訊號係用於改變該第一切換器的一狀態。
  17. 如請求項16所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：基於該時脈訊號與該重置訊號，來控制該第一切換器的該第一工作週期。
  18. 一種切換調節器，該切換調節器具有一一次側與被直流隔離的一二次側，且該切換調節器經配置以提供一經調節電壓位準至一負載，該切換調節器包含：一變壓器，該變壓器具有一一次繞組與一二次繞組，該一次繞組位於該一次側上，該二次繞組位於該二次側上；一輸入節點，該輸入節點位於該一次側上；一輸出節點，該輸出節點位於該二次側上並耦接至該負載； 一第一切換器，該第一切換器位於該一次側上，且該第一切換器經配置以控制流動通過該一次繞組的電流；以及一感測電阻器，該感測電阻器在該一次側上且耦接至該一次繞組，且該感測電阻器經配置以感測通過該變壓器的該一次繞組的一電流；一工作週期切換器，該工作週期切換器耦接至該輸入節點且具有一第二工作週期，該第二工作週期匹配該第一切換器的一第一工作週期，一回饋控制迴路，該回饋控制迴路經配置以藉由調整該第一切換器的該第一工作週期來抑制該輸出節點處的一振鈴效應，其中該回饋控制迴路係僅回應於一次側訊號值。
  19. 如請求項18所述之切換調節器，其中：該等一次側訊號值包含由該感測電阻器感測的該電流，以及由該感測電阻器感測的該電流代表流動通過該負載的電流。
  20. 如請求項18所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含一積分器，該積分器經配置以：(i)接收在一參考訊號與該第一切換器的該第一工作週期乘上該輸入節點處的一電壓的一乘積之間的一差異；並(ii)基於對該差異的一積分，提供一控制訊號。
  21. 如請求項20所述之切換調節器，其中該參考訊號係由一帶隙參考提供，且該等一次側訊號值的該乘積包含該第一工作週期乘上該輸入節點處的該電壓。
  22. 如請求項19所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含：一斜波電路，該斜波電路經配置以基於該輸入節點處的該電壓與一時脈訊號提供一斜波訊號；一積分器，該積分器經配置以：(i)接收在一參考訊號與該第一切換器的一第一工作週期乘上該輸入節點處的該電壓的一乘積之間的一差異；並(ii)基於對該差異的一積分來提供一控制訊號；以及一比較器，該比較器經配置以：(i)比較該斜波訊號及一經放大電流的總和與該積分器的該控制訊號，該經放大電流係由該感測電阻器感測；以及(ii)基於該比較來提供一重置訊號。
  23. 如請求項22所述之切換調節器，該切換調節器進一步包含一閂鎖器電路，該閂鎖器電路具有耦接至該第一切換器的一控制輸入的一輸出，且該閂鎖器電路經配置以：接收該時脈訊號與該重置訊號以作為輸入；以及基於所接收到的該時脈訊號與該等重置訊號，來控制該 第一切換器的該第一工作週期。
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