CN102591400A - 低压差线性稳压器和提高ldo的电源抑制能力的方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了低压差线性稳压器和提高LDO的电源抑制能力的方法，其中，所述LDO包括：电源Vdd，P型功率管Mp，误差放大器Ae，和电源可控反馈网络；其中，电源可控反馈网络的控制端与电源Vdd连接，输出端与误差放大器Ae的同相输入端连接，电压可控反馈网络的输入端与功率管Mp的漏极连接作为LDO的输出端Vout；用于利用电源Vdd可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节电源可控反馈网络的反馈系数，使得经由电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。该技术方案采用新引入的电源纹波与未引入之前的电源纹波在输出端相抵消，提高PSR。

Description

低压差线性稳压器和提高LDO的电源抑制能力的方法

技术领域

本发明涉及电路领域，具体涉及低压差线性稳压器和提高LDO的电源抑制能力的方法。

背景技术

低压差线性稳压器(LDO，Low Dropout Voltage Linear Regulator)被广泛运用于无线设备中，用于为整个电路系统提供稳定、低噪的输出电压。LDO的电源抑制能力(PSR，Power Supply Rejection)用来衡量LDO对电源噪声的抑制能力。通常给LDO供电的直流/直流(DC/DC，Direct Current/DirectCurrent)转换器中带有大量的纹波，要求LDO能够整流这些电源纹波，输出纯净的电压给对电源噪声较敏感的电路。因此，设计具有高PSR的LDO是目前的发展方向。上述所说的PSR用纹波从输入端经过通路传输到输出端的传递函数表示。

如图1所示为现有技术中的LDO的一般电路图，LDO包括：功率管Mp，误差放大器Ae和反馈网络(包括Rf1，Rf2)，Vdd为LDO的电源输入端，Vout为LDO的输出端，LDO中还包括：负载电容CL，负载电阻RL，和负载电流源IL。基准电压Vref接到误差放大器Ae的反向端，当电路工作时，LDO的输出电压Vout等于基准电压Vref乘以(1+Rf1/Rf2)。图1中所示的①、②、③、④分别标示出了电源纹波从输入端传递到输出端的四条通路。通路①是LDO中纹波传递的主要通路，是由于功率管Mp有限的输出阻抗造成的电压波动，其传递函数为如下式1：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}{|}_1\frac{R_L}{(R_L+r_{\mathrm{ds},\mathrm{Mp}})\·A_e\·\mathrm{\β}\·g_{m,\mathrm{Mp}}\·r_{\mathrm{ds},\mathrm{Mp}}}$ 式1

其中，A_e为误差放大器的增益，β为电阻反馈网络的反馈系数(即β＝Rf2/(Rf1+Rf2))，g_m，Mp为功率管Mp的跨导，r_ds，Mp为功率管Mp的源漏极电阻，RL为负载。

通路②是电源的波动作用于功率管的源极，导致功率管输出电流的波动，并在输出负载上转换为电压，电流的波动受到LDO环路增益所抑制，其传递函数如下式2表示：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}{|}_2=\frac{1}{A_e\·\mathrm{\β}}$ 式2

通路③是由于误差放大器Ae有限的电源抑制比造成电源纹波进入该误差放大器Ae的输出端，并经功率管Mp放大后在输出端Vout呈现；通路③的传递函数如下式3表示：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}{|}_3=\frac{{\mathrm{PSR}}_{\mathrm{Ae}}}{A_e\·\mathrm{\β}}$ 式3

其中，PSR_Ae是误差放大器Ae的电源抑制系数。

通路④是由于产生基准电压Vref的基准电路有限的电源抑制比造成基准电压Vref上存在电源纹波并经过误差放大器Ae放大到输出端Vout，通路④的传递函数如下式4表示：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}{|}_4=\frac{{\mathrm{PSR}}_{\mathrm{BG}}}{\mathrm{\β}}$ 式4

其中，PSR_BG为基准电路的电源抑制系数。

图1所示的LDO系统的电源抑制能力为电源Vdd经过LDO到输出端Vout的传递系数是上述四个通路的传递函数之和，其值越小代表LDO对电源纹波的抑制能力越好。现有LDO中，设计误差放大器Ae的电源抑制系数PSR_Ae为1，因此，通路②和③的电源纹波可以相互抵消；通路④的电源纹波非常小可以忽略。因此，现有LDO中电源纹波主要是由通路①上产生的电源波动形成的，通路①的传递函数与误差放大器Ae的增益，功率管Mp的漏源极电阻，以及负载阻抗有关。

现有技术中为了减少通路①的传递函数，可以通过增加LDO中误差放大器Ae的增益来提高PSR，但是受亚微米工艺和版图面积限制，很难得到高的增益值，通常在60db左右；还采用多级运放级联来获得足够的增益，但是带来环路稳定性问题。

发明内容

本发明实施例提供低压差线性稳压器和提高LDO的电源抑制能力的方法，可以在不增加电路复杂性和版图面积的同时，提高LDO的电源抑制比。

本发明实施例提供了一种低压差线性稳压器LDO，包括：电源Vdd，P型功率管Mp和误差放大器Ae，其中，P型功率管Mp的漏极作为LDO的输入端与电源Vdd连接，功率管Mp的栅极与误差放大器Ae的输出端连接，误差放大器Ae的反向端加载基准电压Vref；还包括：

电源可控反馈网络，其控制端与电源Vdd连接，输出端与误差放大器Ae的同相输入端连接，电压可控反馈网络的输入端与功率管Mp的漏极连接作为LDO的输出端Vout；电源可控反馈网络用于获取取样电压；还用于利用电源可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节电源可控反馈网络的反馈系数，使得经由电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。

优选的，所述电源可控反馈网络具体包括：N型MOS管Mn，电阻Rf1和电阻Rf2，其中，N型MOS管Mn的漏极与电阻Rf1的一端连接，源极与误差放大器的同相端连接，栅极与电源Vdd连接；MOS管Mn的栅极为电源可控反馈网络的控制端；MOS管Mn的源极为电源可控反馈网络的输出端；电阻Rf1的不与N型MOS管Mn的漏极连接的一端为电源可控反馈网络的输入端；电阻Rf2一端与误差放大器的同相端连接，一端接地。

优选的，所述电源可控反馈网络具体包括：P型MOS管Mp1，电阻RA、RB、Rf1和Rf2；

其中，P型MOS管Mp1的漏极与电阻Rf2的一端连接，源极与误差放大器Ae的同相端连接，栅极与电阻RA的一端连接，栅极还与电阻RB的一端连接，MOS管Mp1的源极为电源可控反馈网络的输出端；

电阻RA的一端与P型MOS管Mp1的栅极连接，另一端与电源Vdd连接，电阻RA与电源Vdd连接的一端为电源可控反馈网络的控制端；电阻RB的一端与P型MOS管Mp1的栅极连接，另一端接地；电阻Rf1的一端与P型MOS管Mp1的源极连接，另一端为电源可控反馈网络的输入端；电阻Rf2的一端与P型MOS管Mp1的漏极连接，另一端接地。

本发明实施例还提供了一种提高LDO的电源抑制能力的方法，包括：利用电源可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节电源可控反馈网络的反馈系数，使得经由电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。

优选的，所述电源可控反馈网络中MOS管为N型MOS管，或者为P型MOS管。

本发明实施例中采用主动补偿的方式，实现了一种电源可控反馈网络，使得LDO中增加一条电源到输出的传递路径，增加的路径的传递函数与未增加之前的电源到输出的传递函数之间的幅度相同，相位相反，使得新引入的电源纹波与未引入之前的电源纹波在输出端相抵消，提高PSR。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中LDO的电路示意图；

图2是本发明实施例提供的一种LDO示意图；

图3是本发明实施例提供的另一种LDO示意图；

图4是本发明实施例提供的又一种LDO示意图。

具体实施方式

本发明实施例提供一种低压差线性稳压器，通过主动补偿的方式增加一条电源到输出的传递路径，增加的路径的传递函数(即图3中的通路⑤的传递函数)与未增加之前的电源到输出的传递函数(即图3中通路①的传递函数)之间的幅度相同，相位相反，使得新引入的电源纹波与未引入之前的电源纹波在输出端相抵消，提高PSR。以下分别进行详细说明。

如图2所示为本发明实施例提供的一种LDO示意图，该LDO包括：电源Vdd，P型功率管Mp，误差放大器Ae，电源可控反馈网络。其中：

P型功率管Mp，其漏极作为LDO的输入端与电源Vdd连接，功率管Mp的栅极与误差放大器Ae的输出端连接，用于根据误差放大器Ae输出的驱动电流的大小，控制该P型功率管Mp的源极到漏极的压降；

误差放大器Ae的反向端加载基准电压Vref，误差放大器Ae的同相端与电源可控反馈网络输出端连接，用于根据基准电压与取样电压的比较结果，控制误差放大器Ae输出的驱动电流的大小；

电源可控反馈网络的控制端与电源Vdd连接，电源可控反馈网络输出端与误差放大器Ae的同相输入端连接，电源可控反馈网络输入端与功率管Mp的漏极连接作为LDO的输出端Vout；用于获取取样电压；还用于利用电源可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节该电源可控反馈网络的反馈系数，从而使得经由该电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。

需要理解的是，这里所说的电源纹波抵消是指：经由该电源可控反馈网络到LDO输出端的电源纹波，与经过LDO中其它路径传递到LDO输出端的电源纹波的幅度相同，相位相反，从而使得各路电源纹波抵消。

其中，P型功率管Mp，误差放大器Ae，与现有LDO中的作用和连接关系相同，即加在同相端的取样电压与加在反相输入端的基准电压Vref相比较，两者的差值经误差放大器Ae放大后，控制功率管Mp的压降，从而稳定输出电压。当输出电压Vout降低时，基准电压与取样电压的差值增加，比较放大器输出的驱动电流增加，串联功率管Mp压降减小，从而使输出电压升高。相反，若输出电压Vout超过所需要的设定值，比较放大器输出的前驱动电流减小，从而使输出电压降低。更详细的说明可以参考现有LDO中的说明。

电源可控反馈网络具体可以是由MOS管来实现，该MOS管可以是P型MOS管，也可以是N型MOS管。本发明实施例中电源可控反馈网络中的MOS管工作在线性区域，使得MOS管相当于受电源电压控制的电阻，在电路设计中控制MOS管的尺寸从而可以调整反馈网络的反馈系数，使得从电源Vdd经过电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的传递函数可控，满足与LDO中其它纹波的函数相抵消的目的。

本发明实施例提供一种低压差线性稳压器，采用主动补偿的方式，实现了一种电源可控反馈网络，使得LDO中增加一条电源到输出的传递路径，增加的路径的传递函数与未增加之前的电源到输出的传递函数之间的幅度相同，相位相反，使得新引入的电源纹波与未引入之前的电源纹波在输出端相抵消，提高PSR。

下面结合优选实施例对本发明实施例提供的LDO做详细说明。

如图3所示为本发明实施例提供的一种LDO示意图，该LDO与图2所示的LDO相似，都包括：电源Vdd，P型功率管Mp，误差放大器Ae，和电源可控反馈网络。其中，电源可控反馈网络还包括：N型MOS管Mn，电阻Rf1和电阻Rf2。与LDO输出端连接的还包括负载网络，该负载网络可以包括：负载电容CL，负载电阻RL，和负载电流源IL。

需要理解的是，P型功率管Mp和误差放大器Ae的连接关系同图2，这里不重述。电源可控反馈网络中的反馈电阻Rf1上串联N型MOS管Mn，该MOS管Mn的漏极与电阻Rf1的一端连接，源极与误差放大器的同相端连接，栅极与电源连接；电阻Rf1的另一端为LDO的输出端；电阻Rf2一端与误差放大器Ae的同相端连接，一端接地。N型MOS管Mn工作在深度线性区，此时MOS管Mn相当于一个受电源电压控制的电阻。

如图3所示的LDO中产生电源纹波的通路除了与现有技术中相同的通路①、②、③、④，还引入了通路⑤。由于通路②和③的电源纹波相互抵消，通路④的电源纹波非常小可以忽略。因此，在图3所示的LDO电路，引起导致电源纹波的通道主要是通道①和通道⑤。

其中，通道①是由于功率管Mp有限的输出阻抗造成的电压波动。该纹波从输入端经通路①到输出端Vout的传递函数上述式1，即：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}{|}_1=\frac{R_L}{(R_L+r_{\mathrm{ds},\mathrm{Mp}})\·A_e\·\mathrm{\β}\·g_{m,\mathrm{Mp}}\·r_{\mathrm{ds},\mathrm{Mp}}}$

其中，A_e为误差放大器的增益，β为电阻反馈网络的反馈系数(即β＝Rf2/(Rf1+Rf2))，g_m，Mp为功率管Mp的跨导，r_ds，Mp为功率管Mp的源漏极电阻，RL为负载。需要理解的是，本发明实施例提供的LDO主要是对低频下抑制电源波动的方案。

因为，当负载是纯容性时，整个LDO的电源抑制能力最差，其值如式5所示：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}=\frac{1}{A_e\·\mathrm{\β}\·g_{m,\mathrm{Mp}}\·r_{\mathrm{ds},\mathrm{Mp}}}$ 式5

通道⑤上的N型MOS管Mn工作在深度线性区，此时MOS管Mn相当于一个受电源电压控制的电阻，该LDO的输出电压为式6所示：

$V_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{ref}}\·\frac{R_{f1}+R_{f2}+\frac{1}{K_{\mathrm{Mn}}(V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{th},\mathrm{Mn}}-V_{\mathrm{ref}})}}{R_{f2}}$ 式6

其中，K_Mn为MOS管Mn的跨导参数和宽长比的乘积(即K_Mn＝gn*W/L)，V_th，Mn为MOS管Mn的阈值电压。式6对电源电压求导可得式7如下：

$\frac{{\∂V}_{\mathrm{out}}}{{\∂V}_{\mathrm{dd}}}=-\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{f2}\·K_{\mathrm{Mn}}\·(V_{\mathrm{dd}}-V_{\mathrm{th},\mathrm{Mn}}-V_{\mathrm{ref}})}$ 式7

其中，上式7为负，因为当电源电压升高，MOS管Mn导通电阻减小，反馈系数增加，最后导致输出电压减小。

为了使得通路①和通路⑤上的电源纹波幅度相同，相位相反，使得两路通路上的电源纹波抵消，使得输出端不再有电源纹波，可以选取合适的K_Mn的值，使得式7与式5的绝对值相同。

本发明实施例提供的一种LDO，利用现有LDO中电阻反馈网络，增加了一条电源经电阻反馈网络到输出端的传递路径，该增加的路径的传递函数与未增加之前的电源到输出的传递函数之间的幅度相同，相位相反，即增加的路径中的电源纹波与未增加之前电源纹波在输出端相抵消。该增加的传递路径是利用现有的电阻反馈网络，在不增加电路复杂度的情况下，极大的提高了LDO系统的对电源纹波的抑制能力。

如图4所示为本发明实施例提供的另一种LDO示意图，图4和图3相似，但是，图4中所示的电源可控反馈网络与图3所示的电源可控反馈网络不同，即图4中新增加的通路⑤’与图2中通路⑤不同，该电源可控反馈网络包括：P型MOS管Mp1，电阻RA、RB、Rf1和Rf2；

其中，其中，P型MOS管Mp1的漏极与电阻Rf2的一端连接，源极与误差放大器Ae的同相端连接，栅极分别于电阻RA和电阻RB连接；

电阻RA的一端与P型MOS管Mp1的栅极连接，另一端与电源连接；电阻RB的一端与P型MOS管Mp1的栅极连接，另一端接地；电阻Rf1的一端与P型MOS管Mp1的源极连接，另一端为LDO的输出端；电阻Rf2的一端与P型MOS管Mp1的漏极连接，另一端接地。

图4所示的LDO电路的其他部分的连接关系与图3中对应部分对应相同，具体参考图3的说明，此处不重述。

图4中Mp1的W/L值使得Mp1工作在深度线性区，此时MOS管Mp1相当于一个受电源电压控制的电阻。则图4所示LDO中输出端Vout可以如式8所示：

$V_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{ref}}\·\frac{R_{f1}+R_{f2}+\frac{1}{K_{\mathrm{Mp}1}(V_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{th},\mathrm{Mp}1}-V_{\mathrm{dd}}\·{\mathrm{\β}}_1)}}{R_{f2}+\frac{1}{K_{\mathrm{Mp}1}(V_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{th},\mathrm{Mp}1}-V_{\mathrm{dd}}\·{\mathrm{\β}}_1)}}$ 式8

其中，K_Mp1为MOS管Mp1的夸导参数和宽长比的乘积(即K_Mp1＝g_m，Mp*(W/L))，β₁＝RB/(RA+RB)，V_th，Mp1为MOS管Mp1的阈值电压。

式8对电源电压求导可得式9如下：

$\frac{{\∂V}_{\mathrm{out}}}{{\∂V}_{\mathrm{dd}}}=-\frac{V_{\mathrm{ref}}\·R_{f1}\·{\mathrm{\β}}_1}{{R_{f2}}^2\·K_{\mathrm{Mp}1}\·{(V_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{th},\mathrm{Mp}1}-V_{\mathrm{dd}}\·{\mathrm{\β}}_1)}^2}$ 式9

为了使得图3中通路①和通路⑤’上的电源纹波幅度相同，相位相反，使得两路通路上的电源纹波抵消，使得输出端不再有电源纹波，可以选取合适的K_Mp1和β₁的值，使得式9与式5的绝对值相同。在实际设计中，设计人员还需要考虑加工工艺的偏差，最大限度的消除输出端输出的电源纹波。

本发明实施例还提供了一种提高LDO的电源抑制能力的方法，该方法包括：利用电源可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节电源可控反馈网络的反馈系数，使得经由电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。

上述电源可控反馈网络中MOS管为N型MOS管，或者为P型MOS管。

有关提高LDO的电源抑制能力的更多说明可以参考装置实施例中的说明。

本发明实施例提供的一种提高LDO的电源抑制能力的方法，采用主动补偿的方式，在现有的反馈网络上增加一条电源到输出的传递路径，增加的路径的传递函数与未增加之前的电源到输出的传递函数之间的幅度相同，相位相反，使得新引入的电源纹波与未引入之前的电源纹波在输出端相抵消，提高PSR。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)等。

以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体实施方式对本发明进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及设备；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (5)

1.一种低压差线性稳压器LDO，包括：电源Vdd，P型功率管Mp和误差放大器Ae，其中，P型功率管Mp的漏极作为LDO的输入端与电源Vdd连接，功率管Mp的栅极与误差放大器Ae的输出端连接，误差放大器Ae的反向端加载基准电压Vref；其特征在于，还包括：

电源可控反馈网络，其控制端与电源Vdd连接，输出端与误差放大器Ae的同相输入端连接，电压可控反馈网络的输入端与功率管Mp的漏极连接作为LDO的输出端Vout；电源可控反馈网络用于获取取样电压；还用于利用电源可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节电源可控反馈网络的反馈系数，使得经由电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。

2.根据权利要求1所示的LDO，其特征在于，所述电源可控反馈网络具体包括：N型MOS管Mn，电阻Rf1和电阻Rf2，其中，N型MOS管Mn的漏极与电阻Rf1的一端连接，源极与误差放大器的同相端连接，栅极与电源Vdd连接；MOS管Mn的栅极为电源可控反馈网络的控制端；MOS管Mn的源极为电源可控反馈网络的输出端；电阻Rf1的不与N型MOS管Mn的漏极连接的一端为电源可控反馈网络的输入端；电阻Rf2一端与误差放大器的同相端连接，一端接地。

3.根据权利要求1所示的LDO，其特征在于，所述电源可控反馈网络具体包括：P型MOS管Mp1，电阻RA、RB、Rf1和Rf2；

其中，P型MOS管Mp1的漏极与电阻Rf2的一端连接，源极与误差放大器Ae的同相端连接，栅极与电阻RA的一端连接，栅极还与电阻RB的一端连接，MOS管Mp1的源极为电源可控反馈网络的输出端；

电阻RA的一端与P型MOS管Mp1的栅极连接，另一端与电源Vdd连接，电阻RA与电源Vdd连接的一端为电源可控反馈网络的控制端；电阻RB的一端与P型MOS管Mp1的栅极连接，另一端接地；电阻Rf1的一端与P型MOS管Mp1的源极连接，另一端为电源可控反馈网络的输入端；电阻Rf2的一端与P型MOS管Mp1的漏极连接，另一端接地。

4.一种提高LDO的电源抑制能力的方法，其特征在于，包括：利用电源可控反馈网络中MOS管工作在线性区时的特性，调节电源可控反馈网络的反馈系数，使得经由电源可控反馈网络到LDO输出端Vout的电源纹波与该LDO中其它传输路径的电源纹波抵消。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述电源可控反馈网络中MOS管为N型MOS管，或者为P型MOS管。

Images