CN104092375A - 一种两级串联dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及集成电路设计领域，具体的说涉及一种由Buck和LDO构成的两级串联DC-DC变换器。本发明提出一种Buck输出电压可变的两级串联DC-DC变换器，Buck输出电压可以根据负载电流进行自适应调节，始终让LDO的调整管MP工作在饱和区和线性区边界，最大限制减小了LDO的损耗，整个变换器效率得以提高，尤其是轻载效率提升明显。本发明尤其适用于DC-DC变换器。

Description

一种两级串联DC-DC变换器
技术领域
本发明属于集成电路设计领域，具体的说涉及一种由Buck和LDO(低压差线性稳压器)构成的两级串联DC-DC变换器。
背景技术
在供电系统中，Buck和LDO通常用于负载端(POL)供电，负责将前端AC-DC输出电压或电池电压转换为负载需要的工作电压。为了兼顾效率和噪声，负载端供电一般采用Buck串联LDO的两级DC-DC变换器方案，先将输入电压降到一个中间电压，再用LDO将这个中间电压转化为负载所需要的工作电压。前级Buck具有很高的变换效率，后级LDO可以减小前级Buck的输出噪声为负载提供低噪声的电源。
传统的两级串联变换器如图1所示，Buck将输入电压VDD降压至VBuck，再由LDO将VBuck电压降至负载所需电压VOUT，LDO的输入输出电压之差为VDROP，VDROP的大小决定了LDO的损耗。为了提高效率，需尽量减小VDROP，但VDROP不能减得太小，否则将造成LDO调整率下降，输出电压VOUT将低于VREF。除此之外，为了提高LDO的PSR以减小LDO输出噪声，需要增大LDO调整管MP的漏源输出电阻，要求MP工作在饱和区，需要VDROP大于或等于MP过驱动电压。当负载电流较大时，MP的过驱动电压增大，VDROP需要相应增大。在图1所示的传统的方法中，Buck输出电压是固定值，按最恶劣条件设计，VDROP需要大于或等于负载电流最大时MP的过驱动电压。当负载较轻时，LDO的输入输出电压差并没有减小，仍然为最大负载电流下的较大VDROP，不利于减小LDO上的损耗，也不利于整个两级串联变换器效率的提高。
发明内容
本发明的目的，就是针对上述传统电路存在的问题，提出一种两级串联DC-DC变换器。
本发明的技术方案是，一种两级串联DC-DC变换器，该变换器由串联的BUCK电路和低压差线性稳压器构成；所述低压差线性稳压器由PMOS管MP、误差放大器、电阻R0、电容C0构成；其中，MP的源极接BUCK电路的输出端，其栅极接误差放大器的输出端，其漏极接误差放大器的同相输入端，其漏极还通过电容C0后接地；电容C0和电阻R0并联；误差放大器的反相输入端接基准电压Vref；其特征在于，还包括栅极电压控制电路；所述栅极电压控制电路的输入端接基准电压Vref，其输出端接BUCK电路控制器的正输入端；BUCK电路控制器的负输入端接MP的栅极；
所述栅极电压控制电路由运算放大器，NMOS管MN1、MN2、MN3，PMOS管MP1、MP2，电阻R1、R2和电流源构成；其中，MN1的漏极接电源，其栅极接运算放大器的输出端，其源极通过R1后接MN2的漏极；运算放大器的同相输入端接基准电压Vref，其反相输入端接MN1源极与R1的连接点；R1与MN2漏极的连接点为栅极电压控制电路的输出端；MN2的栅极接MN3的栅极，其源极接地；MN3的源极接地，其栅极与漏极互连，其漏极接MP1的漏极；MP1的源极通过R2接电源；MP2的源极接电源，其栅极接MP1源极与R2的连接点，其漏极通过电流源后接地；MP2漏极与电流源的连接点接MP1的栅极。
本发明总的技术方案，如图2所示，Buck变换器不再对输出电压VBuck进行直接反馈调节，而是通过控制LDO调整管MP的栅级电压VGATE间接调节VBuck。将VGATE电压反馈到Buck控制器的负输入端，控制电压VCTRL接Buck控制器正输入端。整个变换器控制环路的反馈机制如下：在一定的负载电流下，如果Buck变换器输出电压VBuck偏高，LDO调整管的栅极信号VGATE也会偏高并使得VGATE>VCTRL，Buck控制器会减小Buck占空比使VBuck减小，为了保持MP的栅源电压绝对值|VGSP|不变(维持负载电流)，VGATE会随之减小，当VGATE＝VCTRL时达到稳态。通过设置VCTRL电压可以控制稳态下MP的栅级电压VGATE，最终Buck的输出电压为VBuck＝VGATE+|VGSP|＝VCTRL+|VGSP|。
如图2所示，VCTRL通过栅级电压控制模块产生，栅级电压控制模块将LDO的基准电压VREF与LDO调整管MP的阈值电压的绝对值|VTHP|相减后作为控制电压VCTRL，即VCTRL＝VREF-|VTHP|，则VBuck＝VCTRL+|VGSP|＝VREF+(|VGSP|-|VTHP|)，LDO的输出电压为VREF，则LDO的输入输出电压差VDROP＝|VGSP|-|VTHP|，|VGSP|-|VTHP|为MP的过驱动电压，MP恰好工作在饱和区和线性区边界。
本发明的有益效果为，由于LDO调整管MP始终工作在临界饱和状态，LDO的环路增益不会明显下降，可以具有较高的调整率保证良好的输出电压精度，同时MP的漏源输出电阻不会因为进入线性区而明显减小，LDO的PSR可以设计得很高来有效滤除Buck噪声，另一方面，无论负载电流多大，调整管MP上的损耗都得到尽可能减小，在轻负载下，由于VDROP显著减小，LDO的效率得到显著提高，整个串联变换器的效率得以优化。
附图说明
图1为传统两级串联DC-DC变换器示意图；
图2为本发明两级串联DC-DC变换器示意图；
图3为本发明栅极电压控制模块原理图；
图4为本发明LDO输入输出电压差随负载电流变化示意图；
图5为本发明LDO调整管MP的转移特性曲线。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述
本发明提出一种Buck输出电压可变的两级串联DC-DC变换器，Buck输出电压可以根据负载电流进行自适应调节，始终让LDO的调整管MP工作在饱和区和线性区边界，最大限制减小了LDO的损耗，整个变换器效率得以提高，尤其是轻载效率提升明显
本发明两级串联DC-DC变换器如图2所示，整体包含Buck、LDO和栅极电压控制模块三个部分，其中Buck和LDO与图1所示传统结构中的Buck和LDO相同，包括控制器、开关电路和反馈环路；栅极电压控制模块用于产生VCTRL电压，VCTRL决定了LDO调整管MP的栅极电压VGATE。根据图2所示，栅极电压控制模块的输入接基准电压VREF，其输出VCTRL接Buck控制器的正输入端(“+”端)，Buck控制器的负输入端(“-”端)接LDO调整管的栅极VGATE。Buck输出电压VBuck接LDO调整管MP的源极。MP的漏极接整个变换器的输出VOUT，输出电容CO和负载电阻RO接VOUT和地VSS之间。VOUT被反馈到误差放大器EA的正输入端，EA的负输入端接基准电压VREF，EA的输出接MP的栅极。
本发明中栅极电压控制模块设计如图3所示，为了获取LDO调整管MP的阈值电压|VTHP|，将MP中的一个单元复制出来作为MP2(MP由N个MP2并联而成)，MP2的阈值电压与MP相同。R1与R2是阻值都为R的两个电阻，U1为理想运放。根据图3，U1的正输入端接基准电压VREF，U1负输入端接MN1的源极VX，U1的输出接MN1的栅极，MN1的漏极接电源VDD。电阻R1正端接MN1管的源极VX，负端接栅极电压控制模块的输出VCTRL。MN2管的栅极接MN3管栅极和漏极，MN2管的漏极接VCTRL，MN2和MN3管的源极接地VSS。MP1的漏极接MN3管的漏极和栅极，MP1的源极接MP2的栅极VZ，MP1的栅极接MP2的漏极VY，MP2的源极接电源VDD。电阻R2接在MP1的源极与VDD之间。电流源IVTH接在MP2的漏极VY与VSS之间。
根据图3所示，栅极电压控制模块中存在两个负反馈环路，第一个负反馈环路由理想运放U1、MN1管和MN1的源极负载(R1和MN2)构成，第二个负反馈环路由电流源IVTHP、MP2管、MP1管和电阻R2构成，其中R1、R2的电阻值相等：R1＝R2＝R。对于第一个负反馈环路，理想运放U1控制MN1的电流对MN1管的源极电压VX进行调节，使得VX＝VREF。对于第二个负反馈环路，电流源IVTHP从MP2管漏极VY拉取电流，为了使MP2的电流与IVTHP相匹配，用MP1管和R2对MP2的栅级电压VZ进行调节，当MP2不足以提供电流源IVTHP的电流时，VY电压被拉低，MP1管电流增大，VZ电压减小并使得MP2管电流增大，最终MP2的电流与IVTHP匹配。通过调节电流IVTHP可以调节VZ，设置合适的IVTHP使MP2管工作在线性区与饱和区边界，VZ＝VDD-|VTHP|，则R2上的压降为|VTHP|，流过R2的电流I2＝|VTHP|/R。由MN2和MN3构成的电流镜将I2电流按1:1镜像为电流I1，I1电流流过R1并产生|VTHP|的压降，最终栅极控制电压VCTRL＝VX-|VTHP|＝VREF-|VTHP|。
本发明通过设置VCTRL＝VREF-|VTHP|将Buck输出电压控制为VREF+(|VGSP|-|VTHP|)，当负载电流变化时，Buck输出电压自适应调整，使LDO输入输入电压差VDROP始终保持为|VGSP|-|VTHP|，当负载电流减小时，VDROP减小，LDO损耗减小，当负载电流小于最大负载电流时，采用本发明的结构可以实现比传统结构更高的效率。图4具体说明了本发明LDO输入输出电压差随负载电流的变化，其中图4给出了VBuck随负载电流ILOAD的变化情况，可以看到，当负载电流ILOAD从I减小到I/4时，VBuck降低，LDO的输入输出电压差VDROP从VDROP1减小到VDROP2。图5给出LDO调整管MP的转移特性曲线，由于MP工作在临界饱和状态，根据平方律公式，MP的电流ID∝(|VGSP|-|VTHP|)2＝VDROP 2，可以得到VDROP2＝VDROP1/2。通过自适应减小VBuck，LDO调整管MP上的损耗相比传统结构减小了50％。当负载电流变化范围增大时，本发明结构相对传统结构的效率提升效果将更加明显。

Claims (1)

1.一种两级串联DC-DC变换器，该变换器由串联的BUCK电路和低压差线性稳压器构成；所述低压差线性稳压器由PMOS管MP、误差放大器、电阻R0、电容C0构成；其中，MP的源极接BUCK电路的输出端，其栅极接误差放大器的输出端，其漏极接误差放大器的同相输入端，其漏极还通过电容C0后接地；电容C0和电阻R0并联；误差放大器的反相输入端接基准电压Vref；其特征在于，还包括栅极电压控制电路；所述栅极电压控制电路的输入端接基准电压Vref，其输出端接BUCK电路的正输入端；BUCK电路的负输入端接MP的栅极；
所述栅极电压控制电路由运算放大器，NMOS管MN1、MN2、MN3，PMOS管MP1、MP2，电阻R1、R2和电流源构成；其中，MN1的漏极接电源，其栅极接运算放大器的输出端，其源极通过R1后接MN2的漏极；运算放大器的同相输入端接基准电压Vref，其反相输入端接MN1源极与R1的连接点；R1与MN2漏极的连接点为栅极电压控制电路的输出端；MN2的栅极接MN3的栅极，其源极接地；MN3的源极接地，其栅极与漏极互连，其漏极接MP1的漏极；MP1的源极通过R2接电源；MP2的源极接电源，其栅极接MP1源极与R2的连接点，其漏极通过电流源后接地；MP2漏极与电流源的连接点接MP1的栅极；MP2的参数与MP的参数相匹配。
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