CN103809638B - 一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，包括：带隙基准电压源、前置电压调整器、低通滤波器、提供工作电源的低压差线性稳压器、输出级低压差线性稳压器；带隙电压源为前置电压调整器和提供工作电源的低压差线性稳压器提供基准电压；提供工作电源的低压差线性稳压器的输出电压作为前置电压调整器和输出级低电压线性稳压器的工作电压；带隙电压源产生的基准电压依次经过前置电压调整器和低通滤波器以后为输出级低电压线性稳压器提供基准电压；输出级低电压线性稳压器包括并联的至少两个相同的第二级低压差线性稳压器；每个第二级低压差线性稳压器的输出相互独立。本低压差线性稳压器具有低噪声的性能，并且可以多路独立输出。
Description
技术领域
本发明涉及电源管理设备技术领域，特别涉及一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器。
背景技术
低压差线性稳压器(LDO，Low-dropoutRegulator)是一个很重要的电源管理模块，其广泛应用于手持设备和便携式电子产品中。由于LDO具有良好的输出电压纹波，较好的电源抑制比（PSRR，PowerSupplyRejectionRation），以及较低噪声的性能特点，因此射频（RF）电路普遍采用LDO来供电。随着RF电路系统的越来越复杂，集成度越来越高，如低噪声放大器（LNA），混频器，高频锁相环（PLL），电感电容压控振荡器（LCVCO）都需要具有高PSRR低噪声的LDO来供电，而且在实际应用中，为了保证RF模块的性能指标，往往要把几个重要的RF子模块的供电电源各自分开供给，做到电源隔离，防止之间的相互干扰，这就在一个RF电路系统里，需要多个通道的LDO。
下面介绍现有技术中的一种LDO实现方式，参见图1，该图为现有技术中的一种经典LDO实现方式的电路图。
首先说明LDO的工作原理：
该电路由串联功率管Mp（图中为MOS管，也可以为晶体管）、反馈电阻R1和R2、误差放大器AMP组成。
反馈电压（R2上的电压）加在误差放大器AMP的同相输入端，与加在反相输入端的基准电压VREF相比较，两者的差值经误差放大器AMP放大后，控制串联功率管Mp的压降，从而稳定输出电压。当输出电压VOUT降低时，基准电压VREF与反馈电压VFB的差值增加，误差放大器AMP输出的驱动电流增加，串联功率管Mp压降减小，从而使输出电压VOUT升高。相反，若输出电压VOUT超过所需要的设定值，误差放大器AMP输出的前驱动电流减小，从而使输出电压VOUT降低。供电过程中，输出电压VOUT校正连续进行。
RF电路对LDO低噪声的要求，主要是关注10～100kHz频率范围的总噪声干扰。下面将会具体分析LDO各个子模块电路对噪声的干扰。
图1所示电路中主要有三个噪声源，分别为：第一、为误差放大器AMP提供参考电压的带隙电压源带来的噪声；第二、输出级反馈电阻R1和R2带来的噪声；第三、误差放大器AMP引起的噪声。
其中带隙基准电压源带来的噪声占了大部分，其次是反馈电阻的噪声，误差放大器的噪声占的比例会比较少。因此，考虑噪声源主要是考虑前面两种。
PSRR是反映输出和输入频率相同的条件下，LDO输出对输入纹波抑制能力的交流参数。如图1所示的典型LDO结构在PSRR性能方面，对于应用在RF电路中，还是不能完全满足要求。特别是在高频的时候，PSRR会比较差。所造成的原因有几点：功率管Mp有限的跨导；有限的误差放大器增益和有限的环路增益；有限的环路带宽。
针对以上这些原因，目前提高PSRR的常用方案有几种：如在LDO输出增加一个简单的RC滤波，或者采用共源共栅功率管，以增加跨导。但是这些办法都会在传输大电流的通路中增加电阻，从而增加功耗。
综上所述，图1所示的典型的LDO电路结构，并不能提供很高的PSRR，以及很低的噪声性能。虽然可以通过改进一些局部电路的结构来改善一些，但同时会带来一些额外的问题，而且很难同时满足高PSRR和低噪声的性能。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，能够满足高PSRR和低噪声的性能。
本发明提供一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，包括：带隙基准电压源、前置电压调整器、低通滤波器、提供工作电源的低压差线性稳压器、输出级低压差线性稳压器；
所述带隙电压源为所述前置电压调整器和提供工作电源的低压差线性稳压器提供基准电压；
所述提供工作电源的低压差线性稳压器的输出电压作为所述前置电压调整器和输出级低电压线性稳压器的工作电压；
所述带隙电压源产生的基准电压依次经过所述前置电压调整器和低通滤波器以后为所述输出级低电压线性稳压器提供基准电压；
所述输出级低电压线性稳压器包括并联的至少两个相同的第二级低压差线性稳压器；
每个所述第二级低压差线性稳压器的输出相互独立。
优选地，所述提供工作电源的低压差线性稳压器包括：
第一误差放大器、第一电阻、第二电阻和第一PMOS管；
所述第一误差放大器的反相输入端连接所述带隙电压源；
所述第一误差放大器的输出端连接所述第一PMOS管的栅极，所述第一PMOS管的源极连接外部电源；所述第一PMOS管的漏极依次通过串联的第一电阻和第二电阻接地；所述第一误差放大器的同相输入端通过第二电阻接地；
所述第一PMOS管的漏极作为该提供工作电源的低压差线性稳压器的输出端，为所述输出级低压差线性稳压器提供工作电源。
优选地，所述前置电压调整器包括：第四误差放大器，第三电阻和第四电阻；
所述第四误差放大器的同相输入端连接所述带隙电压源，所述第四误差放大器的输出端通过依次串联的第三电阻和第四电阻接地，所述第四误差放大器的反相输入端通过所述第四电阻接地；
所述第四误差放大器的输出端连接所述低通滤波器的输入端。
优选地，所述低通滤波器包括滤波电阻和滤波电容；
所述滤波电阻的一端连接所述第四误差放大器的输出端，所述滤波电阻的另一端通过所述滤波电容接地，同时滤波电阻连接滤波电容的一端作为低通滤波器的输出端。
优选地，所述第二级低压差线性稳压器包括：
第二误差放大器、第二PMOS管、第一NMOS管和第二NMOS管；
所述第二误差放大器的反相输入端连接所述低通滤波器的输出端；
所述第二误差放大器的输出端连接所述第二PMOS管的栅极，第二PMOS管的源极连接所述提供工作电源的低压差线性稳压器的输出端；所述第二PMOS管的漏极连接所述第二NMOS管的漏极，第二NMOS管的源极接地；
所述第一NMOS管的漏极和栅极连接偏置电流源，所述第二NMOS管的栅极连接第一NMOS管的栅极；所述第一NMOS管的源极接地；
所述第二PMOS管的漏极作为第二级低压差线性稳压器的输出端。
优选地，所述滤波电阻为1MΩ~10MΩ；所述滤波电容为1uf～10uf。
优选地，所述滤波电阻与所述前置电压调整器集成在一起。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明实施例提供的具有高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，对于带隙电压源带来的噪声，通过前置电压调整器进行电压调整，以满足输出电压的要求。再对前置电压调整器的输出电压由低通滤波器进行滤波处理，这样消除了前置电压调整器中反馈电阻带来的噪声。因此，本实施例提供的低压差线性稳压器具有低噪声的性能。对于高电源抑制比，本发明采用两级LDO的来提高PSRR，这样将在很宽的频率范围内极大的提高PSRR性能。这个两级LDO得以实现是因为一般情况下输入电压VIN是锂电池或3.3V电压，而给RF电路如LNA，LCVCO或PLL供电则需要1.8V或者1.2V，这样就给两级LDO的应用留下足够的电压幅度空间。所述提供工作电源的低压差线性稳压器的输出电压作为所述前置电压调整器和输出级低电压线性稳压器的工作电压；输出级低电压线性稳压器中的每个第二级低压差线性稳压器的输出电压作为独立通道给RF模块电路分别供电，既可达到高PSRR，又相互不干扰。
附图说明
图1是现有技术中的一种经典LDO实现方式的电路图；
图2是本发明提供的一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器示意图；
图3是本发明提供的一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器电路图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图2，该图为本发明提供的具有高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器示意图。
本实施例提供的高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，包括：带隙基准电压源100、前置电压调整器200、低通滤波器300、提供工作电源的低压差线性稳压器400、输出级低压差线性稳压器500；
所述带隙电压源100为所述前置电压调整器200和提供工作电源的低压差线性稳压器400提供基准电压；
所述提供工作电源的低压差线性稳压器400的输出电压作为所述前置电压调整器200和输出级低电压线性稳压器500的工作电压；
所述带隙电压源100产生的基准电压依次经过所述前置电压调整器200和低通滤波器300以后为所述输出级低电压线性稳压器500提供基准电压；
所述输出级低电压线性稳压器500包括并联的至少两个相同的第二级低压差线性稳压器；
需要说明的是，第二级低压差线性稳压器可以根据需要设置两个或两个以上，每个第二级低压差线性稳压器的结构完全相同。
每个所述第二级低压差线性稳压器的输出相互独立。
本发明实施例提供的具有高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，对于带隙电压源100带来的噪声，通过前置电压调整器200进行电压调整，以满足输出电压的要求。再对前置电压调整器200的输出电压由低通滤波器进行滤波处理，这样消除了前置电压调整器中反馈电阻带来的噪声。因此，本实施例提供的低压差线性稳压器具有低噪声的性能。对于高电源抑制比，本发明采用两级LDO的来提高PSRR，这样将在很宽的频率范围内极大的提高PSRR性能。这个两级LDO得以实现是因为一般情况下输入电压VIN是锂电池或3.3V电压，而给RF电路如LNA，LCVCO或PLL供电则需要1.8V或者1.2V，这样就给两级LDO的应用留下足够的电压幅度空间。所述提供工作电源的低压差线性稳压器400的输出电压作为所述前置电压调整器200和输出级低电压线性稳压器500的工作电压；输出级低电压线性稳压器500中的每个第二级低压差线性稳压器的输出电压作为独立通道给RF模块电路分别供电，既可达到高PSRR，又相互不干扰。
下面结合附图详细介绍本发明提供的低压差稳压器的一种具体电路实现方式。
参见图3，该图为本发明提供的一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器电路图。
所述提供工作电源的低压差线性稳压器400包括：
第一误差放大器AMP1、第一电阻R1、第二电阻R2和第一PMOS管Mp1；
所述第一误差放大器AMP1的反相输入端连接所述带隙电压源100；
所述第一误差放大器AMP1的输出端连接所述第一PMOS管Mp1的栅极，所述第一PMOS管Mp1的源极连接外部电源Vin；所述第一PMOS管Mp1的漏极依次通过串联的第一电阻R1和第二电阻R2接地；所述第一误差放大器AMP1的同相输入端通过第二电阻R2接地；
所述第一PMOS管AMP1的漏极作为该提供工作电源的低压差线性稳压器400的输出端，为所述输出级低压差线性稳压器500提供工作电源。
所述前置电压调整器200包括：第四误差放大器AMP4，第三电阻R3和第四电阻R4；
所述第四误差放大器AMP4的同相输入端连接所述带隙电压源100，所述第四误差放大器AMP4的输出端通过依次串联的第三电阻R3和第四电阻R4接地，所述第四误差放大器AMP4的反相输入端通过所述第四电阻R4接地；
所述第四误差放大器AMP4的输出端连接所述低通滤波器300的输入端。
所述低通滤波器300包括滤波电阻Rf和滤波电容Cf；
所述滤波电阻Rf的一端连接所述第四误差放大器AMP4的输出端，所述滤波电阻Rf的另一端通过所述滤波电容Cf接地，同时滤波电阻Rf连接滤波电容Cf的一端作为低通滤波器300的输出端。
所述第二级低压差线性稳压器500包括：
第二误差放大器AMP2、第二PMOS管Mp2、第一NMOS管Mn1和第二NMOS管Mn2；
所述第二误差放大器AMP2的反相输入端连接所述低通滤波器300的输出端；
所述第二误差放大器AMP2的输出端连接所述第二PMOS管Mp2的栅极，第二PMOS管Mp2的源极连接所述提供工作电源的低压差线性稳压器400的输出端；所述第二PMOS管Mp2的漏极连接所述第二NMOS管Mn2的漏极，第二NMOS管Mn2的源极接地；
所述第一NMOS管Mn1的漏极和栅极连接偏置电流源IB1，所述第二NMOS管Mn2的栅极连接第一NMOS管Mn1的栅极；所述第一NMOS管Mn1的源极接地；
所述第二PMOS管Mn2的漏极作为第二级低压差线性稳压器500的输出端。
为了在频率范围10～100kHz内，将带隙电压源100产生的噪声降到最低。所以需要设置Rf和Cf的值比较大，优选地，所述滤波电阻Rf为1MΩ~10MΩ。
基于对芯片面积和片外成本的综合考虑，所述滤波电阻Rf与所述前置电压调整器200集成在一起。即Rf集成到芯片内，Rf的这个数量级可以集成到芯片内。
Cf放在芯片外，为了达到较高的滤波效果，所述滤波电容Cf为1uf～10uf。
本实施例对于反馈电阻（第三电阻R3和第四电阻R4）带来的噪声进行处理。具体实现是：由于反馈电阻（R3和R4）是用于设定LDO输出电压值，本发明将这两个设定输出电压值的反馈电阻（R3和R4）置于低通滤波器300之前，与AMP4一起组成前置电压调整器（pre-regulator)200，R3和R4在此处进行LDO输出电压值设定，效果是一样的。这样，由R3和R4带来的噪声可以由低通滤波器300一起滤掉。
而且由于每个第二级低压差线性稳压器500是并联于低通滤波器300的输出端的，因此不同的第二级低压差线性稳压器500可以共用这个经过前置电压调整器200和低通滤波器300后的参考电压，节省了芯片成本。
另外，每个第二级低压差线性稳压器500通过接成缓冲器的形式来实现。具体为：由AMP2和Mp2及Mn2组成缓冲器。本发明中由缓冲器来实现电压的反馈，避免了用反馈电阻来进行电压反馈带来的噪声。这样便可以很好的降低噪声，同时又能很好地保证每个第二级低压差线性稳压器500的负载调整特性和线性调整率等性能指标。
需要说明的是，图3仅以两个第二级低压差线性稳压器500为例进行说明，可以理解的是，可以根据实际需要设置第二级低压差线性稳压器500的个数，不局限于两个。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。
Claims (5)
1.一种高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，其特征在于，包括：带隙基准电压源、前置电压调整器、低通滤波器、提供工作电源的低压差线性稳压器、输出级低压差线性稳压器；
所述带隙基准电压源为所述前置电压调整器和提供工作电源的低压差线性稳压器提供基准电压；
所述提供工作电源的低压差线性稳压器的输出电压作为所述前置电压调整器和输出级低压差线性稳压器的工作电压；
所述带隙基准电压源产生的基准电压依次经过所述前置电压调整器和低通滤波器以后为所述输出级低压差线性稳压器提供基准电压；
所述输出级低压差线性稳压器包括并联的至少两个相同的第二级低压差线性稳压器；
每个所述第二级低压差线性稳压器的输出相互独立；所述提供工作电源的低压差线性稳压器包括：
第一误差放大器、第一电阻、第二电阻和第一PMOS管；
所述第一误差放大器的反相输入端连接所述带隙基准电压源；
所述第一误差放大器的输出端连接所述第一PMOS管的栅极，所述第一PMOS管的源极连接外部电源；所述第一PMOS管的漏极依次通过串联的第一电阻和第二电阻接地；所述第一误差放大器的同相输入端通过第二电阻接地；
所述第一PMOS管的漏极作为该提供工作电源的低压差线性稳压器的输出端，为所述输出级低压差线性稳压器提供工作电源；
所述第二级低压差线性稳压器包括：
第二误差放大器、第二PMOS管、第一NMOS管和第二NMOS管；
所述第二误差放大器的反相输入端连接所述低通滤波器的输出端；
所述第二误差放大器的输出端连接所述第二PMOS管的栅极，第二PMOS管的源极连接所述提供工作电源的低压差线性稳压器的输出端；所述第二PMOS管的漏极连接所述第二NMOS管的漏极，第二NMOS管的源极接地；
所述第一NMOS管的漏极和栅极连接偏置电流源，所述第二NMOS管的栅极连接第一NMOS管的栅极；所述第一NMOS管的源极接地；
所述第二PMOS管的漏极作为第二级低压差线性稳压器的输出端。
2.根据权利要求1所述的高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，其特征在于，所述前置电压调整器包括：第四误差放大器，第三电阻和第四电阻；
所述第四误差放大器的同相输入端连接所述带隙基准电压源，所述第四误差放大器的输出端通过依次串联的第三电阻和第四电阻接地，所述第四误差放大器的反相输入端通过所述第四电阻接地；
所述第四误差放大器的输出端连接所述低通滤波器的输入端。
3.根据权利要求2所述的高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，其特征在于，所述低通滤波器包括滤波电阻和滤波电容；
所述滤波电阻的一端连接所述第四误差放大器的输出端，所述滤波电阻的另一端通过所述滤波电容接地，同时滤波电阻连接滤波电容的一端作为低通滤波器的输出端。
4.根据权利要求3所述的高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，其特征在于，所述滤波电阻为1MΩ～10MΩ；所述滤波电容为1uf～10uf。
5.根据权利要求4所述的高电源抑制比和低噪声的低压差线性稳压器，其特征在于，所述滤波电阻与所述前置电压调整器集成在一起。
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