CN103729003B - 无片外电容的低压差线性稳压源 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无片外电容的低压差线性稳压源。该低压差线性稳压源至少包括：误差放大器；连接所述误差放大器的功率管输出支路；用于基于所述功率管输出支路输出电压的变化来调节所述误差放大器的驱动能力的高通滤波网络；用于基于所述功率管输出支路输出电压中的纹波，来与所述功率管输出支路包含的功率管的栅电容连接成第一充放电通路的第一充放电电路；用于基于所述功率管输出支路输出电压的瞬态跳变，来与所述功率管输出支路包含的功率管的栅电容连接成第二充放电通路的第二充放电电路；连接所述功率管输出支路的缓冲器。本发明不但解决了全负载范围内的稳定性问题，而且在大负载电流跳变的情况下，能够实现较低的纹波电压和较快的恢复能力。

Description

无片外电容的低压差线性稳压源

技术领域

本发明涉及线性稳压源领域，特别是涉及一种无片外电容的低压差线性稳压源。

背景技术

传统的线性稳压器，如78xx系列的芯片都要求输入电压要比输出电压高出2v～3V以上，否则就不能正常工作。但是在一些情况下，这样的条件显然是太苛刻了，如5v转3.3v，输入与输出的压差只有1.7v，显然是不满足条件的。针对这种情况，就出现了了低压差线性稳压器(lowdropoutregulator，LDO)。

LDO作为一种线性稳压器，因具有成本低、噪音低，静态电流小等优点而应用广泛。由于P沟道MOSFET是电压驱动，不需要电流；而且，由于MOSFET的导通电阻很小，其电压降非常低，大致等于输出电流与导通电阻的乘积；因此，现有低压差线性稳压器的调整管大多采用P沟道MOSFET。尽管如此，为了稳定输出电压，通常在低压差线性稳压器外部需要连接稳压电容。

例如，如图1所示，其为现有低压差线性稳压器电路图。该低压差线性稳压器包括误差放大器、MOSFET管MPW1、电阻Rf11、Rf21等，此外，在该低压差线性稳压器所在芯片的外部还连接有μF级的大外挂稳压电容Cout和寄生的等效串联电阻Rest，其作用主要有：(1)当大负载电流发生快速跳变的时候，大外挂电容会响应这种跳变需求，为负载充放电。(2)大外挂电容和等效串联电阻的串联可以引入自然的左半平面零点来抵消环路的次极点，因而改善了系统空载下的稳定性。但是大外挂电容的引入无疑大大增加了PCB板的面积，而且对系统芯片的集成也提出了更高的要求。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种无片外电容的低压差线性稳压源。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种无片外电容的低压差线性稳压源，其至少包括：

误差放大器；

连接所述误差放大器的功率管输出支路；

高通滤波网络，用于基于所述功率管输出支路输出电压的变化来调节所述误差放大器的驱动能力；

第一充放电电路，用于基于所述功率管输出支路输出电压中的纹波，来与所述功率管输出支路包含的功率管的栅电容连接成第一充放电通路；

第二充放电电路，用于基于所述功率管输出支路输出电压的瞬态跳变，来与所述功率管输出支路包含的功率管的栅电容连接成第二充放电通路；以及

连接所述功率管输出支路的缓冲器。

优选地，：所述误差放大器包括带有AB类输出级的放大器；更为优选地，所述误差放大器包括OTA。

优选地，所述第一充放电电路包括由电容、电阻及跨阻放大器构成的伪微分器；更为优选地，所述电容包括用于分裂主次极点的密勒倍增电容。

优选地，所述第二充放电电路包括两条共模反馈环路；更为优选地，每一共模反馈环路包括跨阻放大器。

优选地，所述高通滤波网络包括：电容、电阻及场效应管构成的参考电流电路。

如上所述，本发明的无片外电容的低压差线性稳压源，具有以下有益效果：无需外挂稳压电容就能输出纹波小的稳定电压，尤其在大负载电流跳变的情况下，能够实现较低的纹波电压和较快的恢复能力。

附图说明

图1显示为现有技术中的低压差线性稳压器的电路图。

图2显示为本发明的无片外电容的低压差线性稳压源示意图。

图3显示为本发明的无片外电容的低压差线性稳压源的高通滤波网络电路图。

图4显示为本发明的无片外电容的低压差线性稳压源稳态时的电路图。

图5显示为本发明的无片外电容的低压差线性稳压源的第二充放电电路的电路图。

图6显示为图4所示的电路的小信号模型示意图。

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效。

请参阅图2至图6。须知，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。

如图所示，本发明提供一种无片外电容的低压差线性稳压源。该低压差线性稳压源包括误差放大器、功率管输出支路、高通滤波网络、第一充放电电路、第二充放电电路、及缓冲器。

所述误差放大器用于驱动功率管输出支路包含的大功率管MPW，其可由带隙基准电路提供一个高电源抑制比，低温漂的参考源电压Vref。

优选地，所述误差放大器采用带有AB类输出级的放大器。例如，如图3所示。

所述功率管输出支路包括大功率管MPW、电阻Rf1、Rf2，通过调节电阻Rf1,Rf2的比值，可得到所需的供电电压值。

所述高通滤波网络基于所述功率管输出支路输出电压的变化来调节所述误差放大器的驱动能力。

具体地，所述高通滤波网络检测输出端的高频信号变化，高频的交流电压信号又转换为高频的交流电流信号，最后经过电流镜镜像后可有效的提高误差放大器输出级的驱动能力。

例如，如图3所示，所述高通滤波网络包括电容Cf，电阻Rf、场效应管Mn1，该些元件的连接关系以及与功率管MPW、误差放大器的连接关系如图所示，在此不再详述。

其中，电容Cf，电阻Rf和场效应管Mn1组成的网络传递函数可表示为：

$H\left(s\right)=\frac{V_{hp}\left(s\right)}{V_{out}\left(s\right)}=\frac{s(R_f+\frac{1}{{\mathrm{gm}}_{,Mn1}})C_f}{s(R_f+\frac{1}{{\mathrm{gm}}_{,Mn1}})C_f+1}---\left(1\right)$

从公式(1)可以看出，在频率处，输出端的高频信号开始传递到节点Vhp处。可以做一种极限假设，在无限高频位置处，输出电压Vout变化ΔV，经过高通滤波网络后，Vhp节点电压也变化ΔV，从场效应管Mp1到场效应管Mn2的电流变化为gm_,Mn2ΔV,a点的电压变化为功率管MPW栅电容C_GS上增加的充电电流为：

${\mathrm{\ΔI}}_{C_{GS}}=\frac{{\mathrm{gm}}_{,Mn2}\mathrm{\Δ}V}{{\mathrm{gm}}_{,Mp1}}({\mathrm{gm}}_{,Mp2}+{\mathrm{gm}}_{,Mn4})---\left(2\right)$

从公式(2)中可以得到，高通滤波网络可以很可观的提高误差放大器的AB类输出级的对功率管MPW栅电容C_GS的充放电能力。

所述第一充放电电路输出电压Vout中的纹波，来与功率管MPW的栅电容连接成第一充放电通路，以便稳定输出电压Vout。

例如，如图4所示，所述第一充放电电路包括由场效应管Mp4、Mn7-Mn10、电容Cf1-Cf2和电阻Rf3组成的伪微分器。

所述第二充放电电路基于输出电压Vout的瞬态跳变，来与所述功率管MPW的栅电容连接成第二充放电通路。

例如，如图5所示，其为第二充放电电路的一种优选电路图。该第二充放电电路主要包括：两个采样电容CF1、CF2和两个跨阻放大器CMFB所对应的两条共模反馈环路。

当输出端大负载电流发生上跳时，输出电压Vout会急剧的大幅度下跳，输出端的这种变化信号通过耦合电容CF1，转化为变化的电流信号后被MN5放大，A点电位呈现一个下跳的趋势，MN2的漏端电压上跳，MN1的栅端电压上跳，最终形成一条为功率管栅电容放电的通路。

当输出端大负载电流下跳时，输出电压Vout会急剧的大幅度上跳，这种输出电压的变化信号通过第二个耦合电容CF2，转化为变化的电流信号后被MP8放大，B点电位呈现一个上跳的趋势，MP5的漏端电压下跳，MP1的栅端电压下跳，最终形成一条为功率管栅电容充电的通路。

如果MP3和MN3，MP6和MN8分别采用两对电流镜来竞争A、B点的电位，由于电流镜之间存在的固有的失配和不确定性导致A、B两点的鲁棒性较差，当工艺，温度，电源电压变化时，MP2和MN7的非正常导通可能会干扰LDO系统环路的正常工作。鉴于这个原因，本发明采用两条共模反馈环路来改善A、B两点的鲁棒性，通过精确的控制A、B两点的电压值使得MP2和MN7进入亚阈导通状态(稳态情况下)，当负载发生变化时可以获得较为理想的快速响应效果。该电路对低压差线性稳压源的频域分析没任何影响，跨阻放大器的输出级稳态条件下断开。

所述缓冲器能在系统空载时将输出端的次极点被推向更高频位置处。

例如，如图5所示，Mp5-Mp7和Mn11-Mn12组成了缓冲器。

以下将对图5所示的电路做进一步说明，按照0.5V压差要求，功率管MPW的尺寸设计为70000um/0.65um，电源线负载电容Cpar为100pF；参考源电压Vref是由高电源抑制比，低温漂的参考源提供(Vref的值通常为1.2V左右)，通过调节电阻Rf1和Rf2的比值来得到所需的供电电压值。图6是图5的小信号模型图，参照该模型图，可以得到公式：

$A_{dc}={\mathrm{Ngm}}_{,Mp8,9}{R}_{out,EA}{\mathrm{gm}}_{,MPW}\[(R_{f1}+R_{f2})//\frac{1}{{\mathrm{gm}}_{,Mp7}}\]---\left(3\right)$

$P_{dom}=\frac{1}{2{\mathrm{\πR}}_{out,EA}{C}_{f1}\[{\mathrm{gm}}_{,Mn10}(R_{f3}//\frac{1}{{\mathrm{gm}}_{,Mn8}})\]{\mathrm{gm}}_{,Mn9}}---\left(4\right)$

$P_{non-dom}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\[(R_{f1}+R_{f2})//\frac{1}{{\mathrm{gm}}_{,Mp7}}//\frac{1}{{\mathrm{gm}}_{,MPW}}\]C_{par}}---\left(5\right)$

从公式(3)中可以得到，低压差线性稳压源的闭环增益主要由误差放大器提供；Mn9-Mn10可以放大反馈补偿电容Cf1的效果，形成密勒倍增模式，与此同时，伪微分器切断了从误差放大器输出端前馈到电容Cf1的通路，因而避免了单位增益带宽内右半平面零点的存在。电容Cf1、Cf2和场效应管Mn7构成了一条低阻抗通路，当电源电压快速跳变时，输出电压穿过这条低阻抗通路激励功率管MPW的栅电压快速跟随电源电压的跳变。

综上所述，本发明的无片外电容的低压差线性稳压源采用伪微分器来减小输出电压的纹波，采用第充放电通道来快速响应输出电压的瞬态突变，由此不但解决了全负载范围内的稳定性问题，而且在大负载电流跳变的情况下，能够实现较低的纹波电压和较快的恢复能力，更为重要的是，可以省却外接稳压电容。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (4)

1.一种无片外电容的低压差线性稳压源，其特征在于，所述无片外电容的低压差线性稳压源至少包括：

误差放大器；

连接所述误差放大器的功率管输出支路；

高通滤波网络，用于基于所述功率管输出支路输出电压的变化来调节所述误差放大器的驱动能力；

第一充放电电路，用于基于所述功率管输出支路输出电压中的纹波，来与所述功率管输出支路包含的功率管的栅电容连接成第一充放电通路；

第二充放电电路，用于基于所述功率管输出支路输出电压的瞬态跳变，来与所述功率管输出支路包含的功率管的栅电容连接成第二充放电通路；

连接所述功率管输出支路的缓冲器，所述第二充放电电路包括两条共模反馈环路。

2.根据权利要求1所述的无片外电容的低压差线性稳压源，其特征在于：所述误差放大器包括带有AB类输出级的放大器。

3.根据权利要求1或2所述的无片外电容的低压差线性稳压源，其特征在于：所述误差放大器包括OTA。

4.根据权利要求1所述的无片外电容的低压差线性稳压源，其特征在于：每一共模反馈环路包括跨阻放大器。