CN101464699A - 具有高电源抑制比的低压差线性稳压器 - Google Patents

Abstract

一种具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，其特征在于，在电源Vdd与误差放大器的输出端(N1)之间连接有可减小N1节点等效输出电容的传输函数为Z_pc的补偿网络(201)。实施本发明提供的具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，能够有效推开了PSRR曲线的近零点，在提高LDO在高频处的PSRR特性的同时，保持LDO的稳定，从根本上解决了由于米勒效应带来的PSRR主零点的过小的问题。

Description

具有高电源抑制比的低压差线性稳压器

技术领域

本发明涉及低压差线性稳压器(Low DropOut Voltage Linear Regulator，缩写为LDO)技术，具体涉及一种具有高电源抑制比(High PSRR)的低压差线性稳压器(LDO)。

背景技术

LDO被广泛运用于无线设备中，用于为整个系统提供一个稳定、低噪的输出电压。LDO的电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，缩写为＂PSRR＂)用来衡量LDO对电源噪声的抑制能力。米勒补偿(millercompensation)是一种典型的频率补偿技术，主要是通过分开主次极点，使得单位增益带宽内只包含主极点，以获得较高的相位裕度。如图1所示的米勒补偿(miller compensation)被广泛运用于LDO的频率补偿，其基本原理是：通过米勒效应，使得前一级放大器看到的等效输出电容增大到A₂C_M，由于负反馈，降低了第二级的输出电阻，从而使得主次极点更加分开，使环路更稳定，利用米勒效应进行补偿前后的环路增益曲线如图2(a)所示。为了增强米勒效应在LDO中的频率补偿效果，人们一方面增大米勒补偿电容C_M的大小，从几个pF到上百pF的米勒电容已经被集成在芯片上；另一方面，在允许环路增益较高的应用场合，人们设计出嵌套式米勒补偿(NMC)、多通道嵌套式米勒补偿(MNMC)等多种形式的米勒补偿方法，以减小米勒补偿电容C_M的大小。由于LDO的输出负载可能在相当大的范围内变化，同时利用增大米勒电容和使用嵌套式米勒补偿的方法，已经被用于保证LDO在任意负载条件下都能有稳定的输出。

然而，增大米勒补偿电容把环路主极点推向原点的同时，也把PSRR曲线的零点推向原点，使得在高频处的PSRR性能已受到了极大的恶化。图2(b)为采用了米勒效应进行补偿的前后的PSRR曲线的变化。可以看到，米勒补偿虽然是稳定了LDO的输出，却使其PSRR在高频处的性能变差了。

发明内容

本发明针对现有技术的上述问题，提出一种具有高电源抑制比(PSRR)的低压差线性稳压器(LDO)，可以在提高PSRR高频处的性能的同时，保持LDO的稳定，从根本上解决了由于米勒效应带来的PSRR主零点的过小的问题。

本发明上述技术问题这样解决，构造一种具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，其特征在于，在电源Vdd与误差放大器的输出端(N1)之间连接有可减小N1节点等效输出电容的传输函数为Z_pc的补偿网络(201)。

其中，选择补偿网络(201)使得主零点 ${\mathrm{Zero}}_{\mathrm{pc}}=\frac{1}{R_1(C_M-C_{\mathrm{pc}}{A}_2)}$

接近无穷大，其中，R₁为误差放大器的输出电阻，C_M为米勒电容，C_PC为补偿网络(201)的电容，A₂为放大器增益。

其中，补偿网络(201)是一个容性阻抗网络。

实施本发明提供的具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，能够有效推开了PSRR曲线的近零点，在提高LDO在高频处的PSRR特性的同时，保持LDO的稳定，从根本上解决了由于米勒效应带来的PSRR主零点的过小的问题。

附图说明

图1为米勒补偿的示意图。

图2(a)为采用了米勒效应进行补偿前后的环路增益曲线。

图2(b)为采用了米勒效应进行补偿前后的PSRR曲线。

图3为按照本发明增加PSRR补偿网络的LDO的一个实施例的电路示意图。

图4为按照本发明增加PSRR补偿网络前后的米勒补偿LDO的PSRR曲线。

具体实施方式

LDO在没有使用米勒电容时，LDO的PSRR曲线的零点由(1)式给出。

${\mathrm{Zero}}_1=\frac{1}{R_1{C}_1}---\left(1\right)$

采用了米勒补偿后，LDO的PSRR曲线的零点由(2)试给出。

${\mathrm{Zero}}_M=\frac{1}{R_1{C}_M}---\left(2\right)$

其中，R₁，C₁和C_M分别为第一级放大器即误差放大器的输出电阻，第一级放大器的等效输出电容和补偿所用的米勒电容。Zero_M和Zero₁将决定LDO的PSRR曲线从哪一个频率点开始向上以20dB/decade的斜率开始变差。可以看到，由于C_M一般比寄生电容C₁大得多，因此Zero_M比Zero₁小得多。为了使得运放的PSRR曲线的零点不受米勒电容C_M的影响，以改善运放的PSRR性能。针对上述问题，本发明提出的改进如图3所示，在传统米勒补偿电路的基础上增加PSRR补偿网络201，它能在保持米勒效应在稳定环路的同时，有效的解决由于米勒效应带来的PSRR主零点的过小的问题。

PSRR补偿网络201的输入端连接Vdd，输出端连接误差放大器的输出端N1；该PSRR补偿网络的主要作用在于计算PSRR时，减小从N1节点看到的等效输出电容。

在按照本发明的LDO中，在Vdd和N1节点之间引入了PSRR补偿网络201，为了计算方便，这里用Z_pc表示补偿网络201的传输函数。如图3所示，加入补偿网络Z_pc后，忽略寄生电容C₁，从电源Vdd到LDO输出端的传输函数可表示为：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{dd}}}=\frac{g_{\mathrm{mp}}+{\mathrm{sg}}_{\mathrm{mp}}{R}_1(C_M-\frac{A_2}{{\mathrm{sZ}}_{\mathrm{pc}}})+s^2{R}_1\frac{1}{{\mathrm{sZ}}_{\mathrm{pc}}}{C}_M}{s(C_M+C_o)(1+{\mathrm{sR}}_1{C}_M)-{\mathrm{sR}}_1{C}_M(1-g_{m1})+({\mathrm{sC}}_M-g_{m1})R_1{A}_2{g}_{\mathrm{mp}}}---\left(3\right)$

令(3)式得分子为零，得

$g_{\mathrm{mp}}+{\mathrm{sg}}_{\mathrm{mp}}{R}_1(C_M-\frac{A_2}{{\mathrm{sZ}}_{\mathrm{pc}}})+s^2{R}_1\frac{1}{{\mathrm{sZ}}_{\mathrm{pc}}}{C}_M=0---\left(4\right)$

观察(4)式可知，如果Z_pc为容性阻抗，如：用C_pc来实现Z_pc，则(4)式变为

g_mp+sg_mpR₁(C_M-C_pcA₂)+s²R₁C_pcC_M＝0           (5)

从(5)式，我们得出较小的一个根为

${\mathrm{Zero}}_{\mathrm{pc}}=\frac{1}{R_1(C_M-C_{\mathrm{pc}}{A}_2)}---\left(6\right)$

式(6)就是加入了补偿网络C_pc后，LDO系统中较小的一个零点。加入Z_pc后，我们在Zero_pc表达式的分母中引入了C_pcA₂项。它使得在计算LDO的PSRR时，从第一级放大器的输出端N1看到的等效输出电容被减小为(C_M-C_pcA₂)，有效的从N1节点看到的等效输出电容。同时通过适当的设计C_pcA₂，可以使得Zero_pc接近无限大，使得设计者在计算LDO的PSRR时不需要考虑N1节点的影响。

由于C_pc约为C_M的1/A₂，所以在计算环路的稳定性时，C_pc远不能影响到主要由C_M来决定的N1节点的等效输出电容，所以它对环路的稳定性没有任何影响。

从上面的分析可知，本发明中的PSRR补偿网络，在保持LDO环路稳定性的同时，有效推开了PSRR曲线的近零点，从而大大的改善了LDO在高频处的PSRR特性。需要指出的是：

1、本发明虽然是针对米勒补偿的LDO提出的，但是补偿网络201同样适用于非米勒补偿的LDO的PSRR性能的提高。

2、本发明中的PSRR补偿网络201，不仅指补偿电容C_pc，它代表了所有在此完成检测Vdd变化功能的所有容性阻抗网络结构。

3、本发明的PSRR补偿技术同样适用于改善带有负反馈的运算放大器的PSRR性能。

Claims (3)

1、一种具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，其特征在于，在电源Vdd与误差放大器的输出端(N1)之间连接有可减小N1节点等效输出电容的传输函数为Z_pc的补偿网络(201)。

2、根据权利要求1所述具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，其特征在于，选择补偿网络(201)使得主零点 ${\mathrm{Zero}}_{\mathrm{pc}}=\frac{1}{R_1(C_M-C_{\mathrm{pc}}{A}_2)}$ 接近无穷大，其中，R₁为误差放大器的输出电阻，C_M为米勒电容，C_PC为补偿网络(201)的电容，A₂为放大器增益。

3、根据权利要求2所述具有高电源抑制比的低压差线性稳压器，其特征在于，补偿网络(201)是一个容性阻抗网络。

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