CN104142700B - 补偿模块及电压调节器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种补偿模块，用于一电压调节器中，该电压调节器包括一增益级、一输出级以及一米勒补偿模块，该补偿模块包括一低输出阻抗非反相增益单元，耦接于该增益级的一放大输出端与该输出级的一输出级输入端之间。

Description

补偿模块及电压调节器

技术领域

本发明涉及一种补偿模块及其电压调节器，尤其涉及一种能够提升稳定性及抗噪声能力的补偿模块及电压调节器。

背景技术

在集成电路中，电压调节器（Voltage Regulator）是常用在产生准确且稳定电压的负反馈电路。电压调节器所输出的电压通常会作为集成电路中其它电路的参考电压或是电源。因此，在电压调节器的设计中，往往需要利用频率补偿提升电压调节器的稳定性，并通过电压调节器本身的负反馈特性降低系统电源的电源噪声干扰以及提升电压调节器的电源抑制比（Power Supply Rejection Ratio，PSRR）。

请参考图1，图1为用于现有电压调节器的一传统米勒补偿架构10的示意图。如图1所示，米勒补偿架构10包括N型晶体管MN1～MN3、P型晶体管MP1、MP2、电流源IB以及米勒电容C_M1。N型晶体管MN2、MN3、P型晶体管MP1、MP2的组合为前级电路的输出级。米勒电容C_M1跨接在节点MN1_G与输出端OUT之间（即N型晶体管MN1的栅极与漏极之间），也通过N型晶体管MN1的增益GainMN1，米勒电容C_M1将可等效于一挂载在节点MN1_G的放大电容。此放大电容的电容值为米勒电容C_M1的电容值与增益GainMN1的乘积。借此，电压调节器的主极点将往低频率移动，从而提升电压调节器的稳定性。然而，米勒补偿架构10中的电源噪声将会经由P型晶体管MP1、MP2与米勒电容C_M1的路径传递至输出端OUT，进而大幅降低电压调节器在高频的电源抑制比。

请参考图2，图2为用于现有电压调节器的一传统共源共栅式米勒补偿 （CascodeMiller Compensation）架构20的示意图。类似于米勒补偿架构10，共源共栅式米勒补偿架构20包括N型晶体管MN1～MN3、P型晶体管MP1、MP2、电流源IB以及米勒电容C_M2。N型晶体管MN2、MN3、P型晶体管MP1、MP2的组合为前级电路的输出级。与米勒补偿架构10不同的是，共源共栅式米勒补偿架构20的米勒电容C_M2耦接于节点X与输出端OUT之间。通过节点MN1_G至节点X间的高阻抗，电源噪声将无法由米勒电容C_M2传递至输出端OUT，从而提高电压调节器的电源抑制比。然而，将米勒电容C_M2耦接于节点X时，寄生零点Z1、Z2会随之产生。寄生零点Z1、Z2可分别表示为：

$Z1\≅-\frac{{\mathrm{gm}}_{\mathrm{MN}2}}{C_X},$ $Z2\≅\frac{{\mathrm{gm}}_{\mathrm{MN}1}{C}_x}{C_{\mathrm{OTA}}{C}_{M2}+C_{\mathrm{GD}}{C}_X+C_{M2}{C}_{\mathrm{GD}}}$

其中，CX为节点X的寄生电容值，为节点X的等效阻抗，gm_MN1为N型晶体管MN1的转导（Trans-conductance），CGD为N型晶体管MN1栅极至漏极的寄生电容，COTA为前级电路的输出电容。在高频率范围时，寄生零点Z1、Z2会抬升电压调节器的增益，进而延长电压调节器的开回路步阶响应的稳定时间且影响电压调节器的稳定性。

此外，现有技术也提供一种利用电流镜来提升电压调节器的电源抑制比的方法，请参考图3，图3为一传统电压调节器30的示意图。如图3所示，电压调节器30在增益级OTA与P型晶体管MP1之间加入电流镜（current mirror），以使电流噪声可通过电流镜中的P型晶体管MP2传递至节点MP1_G。如此一来，节点MP1_G将与电源VDD同步，从而抑制电源VDD传递至输出端OUT的电源噪声。然而，由于电压调节器30的增益级OTA的输出与P型晶体管MP1的输出为同相，因此电压调节器30无法使用米勒补偿。在此状况下，电压调节器30只能采用主极点补偿（dominant-pole compensation）方法来提升稳定性。换言之，电压调节器30通过挂载一具有大电容值的电容C_L在输出端OUT来提升电压调节器30的稳定性。然而，采用主极点补偿方法将会大幅增加电压调节器30的布局面积，进而提高制造成本。此外，在电压调节器30中高频率的电源噪声依然会通过P型晶体管MP1 的寄生电容C_SD直接传递至输出端OUT，造成电压调节器30的电源抑制比下降。由上述可知，现有技术实有改进的必要。

发明内容

因此，本发明提出一种具有低输出阻抗及非反相增益的补偿模块及其电压调节器，以提高电压调节器的稳定性及电源抑制比。

本发明公开一种补偿模块，用于一电压调节器中，该电压调节器包括一增益级、一输出级以及一米勒补偿模块，该补偿模块包括一低输出阻抗非反相增益单元，耦接于该增益级的一放大输出端与该输出级的一输出级输入端之间。

本发明还公开一种电压调节器，包括一增益级；一输出级；一米勒补偿模块，耦接于该输出级的一输出级输出端与该增益级之间；以及一补偿模块，包括一低输出阻抗非反相增益单元，耦接于该增益级的一增益级输出端与该输出级的一输出级输入端之间。

附图说明

图1为传统米勒补偿架构的示意图。

图2为传统共源共栅式米勒补偿架构的示意图。

图3为一传统电压调节器的示意图。

图4为本发明实施例一电压调节器的示意图。

图5为本发明实施例另一电压调节器的示意图。

图6为图5所示的电压调节器中高频增益单元的增益-频率特征曲线图。

图7为图5所示的电压调节器一实现方式的示意图。

其中，附图标记说明如下：

10 米勒补偿架构

20 共源共栅式米勒补偿架构

30 电压调节器

40、50 电压调节器

400 增益级

402 补偿模块

404 输出级

406 米勒补偿模块

408 低输出阻抗非反相增益单元

500 高频增益单元

AMP1～AMP4 放大器

A、B、C、D、E 噪声

CL 电容

C_M1、C_M2、C_M3 米勒电容

C_O1 电容

C_OTA 输出电容

C_GD、C_SD、C_X 寄生电容

GainDC 基频增益

G、X、MP1_G、MN1_G 节点

GND 地端

IB 电流源

IN 输入端

MN1～MN4、MNO1～MNO8 N型晶体管

MP1～MP7、MPO1～MPO8 P型晶体管

OTA 增益级

OUT、OUTOTA 输出端

V1、V2、Vb 偏压

VSG 电压

VDD 电源

R1 电阻

RFB1、RFB2 反馈电阻

Z1、Z2 寄生零点

具体实施方式

请参考图4，图4为本发明实施例一电压调节器40的示意图。电压调节器40用来根据输入端IN输入电压VIN，在输出端OUT产生稳定的输出电压VOUT。如图4所示，电压调节器40包括一增益级400、一补偿模块402、一输出级404以及一米勒补偿模块406。增益级400用来根据一输入端IN的输入电压VIN，在一输出端OUTOTA输出电压VOTA。补偿模块402耦接于增益级400，包括一低输出阻抗非反相增益单元408。补偿模块402用来根据电压VOTA，在一节点G输出电压VG。输出级404耦接于增益级400及补偿模块402，用来根据电压VG在输出端OUT产生输出电压VOUT，并根据输出电压VOUT产生反馈电压VFB至增益级400。米勒补偿模块406耦接于增益级400与输出级404之间，用来补偿电压调节器40的单位增益频宽（unitgain bandwidth）。需注意的是，补偿模块402具有低输出阻抗的特性，补偿模块402与输出级404的寄生电容的组合产生的寄生零点将会往高频移动而可忽略不计，从而降低此寄生零点对电压调节器40整体效能的影响。此外，补偿模块402的增益为非反向增益，电压调节器40中输出端OUTOTA与输出端OUT之间将保持反向关系。在此状况下，电压调节器40可使用米勒补偿模块406达成米勒补偿，进而在不大幅增加芯片面积的前提下有效调整电压调节器40的频宽以达成系统稳定。

详细来说，在此实施例中，增益级400是以P型晶体管MPO1～MPO8、 N型晶体管MNO1～MNO8及电容C_O1所组成的放大器电路，输出级404包括一P型晶体管MPOS形成的共源极（common source）放大器以及反馈电阻RFB1、RFB2组成的分压电路，而米勒补偿模块406则包括一米勒电容C_M3。增益级400、输出级404及米勒补偿模块406的运作原理应为本领域技术人员所熟知，为求简洁，在此不赘述。根据不同应用，增益级400、输出级404及米勒补偿模块406可据以修改，而不限于此实施例所示的电路架构。

补偿模块402中低输出阻抗非反相增益单元408包括放大器AMP1～AMP4。其中，放大器AMP1～AMP4的增益分别为gm1～gm4。放大器AMP1的正输入端耦接于电源VDD，负输入端耦接于增益级400的输出端OTAOUT。放大器AMP2的正输入端耦接于地端，负输入端耦接于放大器AMP1的输出端，以及输出端耦接于放大器AMP1的输出端。放大器AMP3的正输入端耦接于地端，负输入端耦接于放大器AMP1的输出端，以及输出端耦接于节点G。放大器AMP4的正输入端耦接于电源VDD，负输入端耦接于节点G，以及输出端也耦接于节点G。简言之，放大器AMP1、AMP3采用开回路设计，以避免电压调节器40中出现双回路而使设计复杂化。放大器AMP2、AMP4为闭回路设计，分别作为放大器AMP1、AMP3的阻抗，从而达成低输出阻抗非反相增益单元408的低输出阻抗特性。在此状况下，输出端OUTOTA至节点G的增益可表示为：

$\mathrm{gm}1\×\frac{1}{\mathrm{gm}2}\×\mathrm{gm}3\×\frac{1}{\mathrm{gm}4}$

由于放大器AMP1、AMP3都为反向开回路设计，因此输出端OUTOTA至节点G保持非反向特性（即输出端OUTOTA与输出端OUT间保持反向关系），电压调节器40可以使用米勒补偿模块406（米勒补偿方法）来调整频宽以达成系统稳定。

通过在增益级400与输出级404之间新增低输出阻抗非反相增益单元408作为缓冲，增益级400的输出端OUTOTA的高输出阻抗可避免直接耦接于输出级404中P型晶体管MPOS的寄生电容C_GD。并且，由于寄生电容C_GD改为耦接于低输出阻抗非反相增益单元408，寄生电容C_GD对于输出端OUT的 影响可被降低。上述优点也可由寄生零点Z1、Z2的改变观察得知。加入低输出阻抗非反相增益单元408后，寄生零点Z1、Z2可表示为：

$Z1\≅-\frac{{\mathrm{gm}}_{\mathrm{MNO}6}}{C_X},$ $Z2\≅\frac{{\mathrm{gm}}_{\mathrm{MPOS}}{C}_X}{C_{\mathrm{OTA}}{C}_M+C_{\mathrm{GD}}{C}_X}$

其中，C_X为节点X的寄生电容值，为节点X的等效阻抗，gm_MPOS为P型晶体管MPOS的转导，CGD为P型晶体管MPOS栅极至漏极的寄生电容值，COTA为增益级400的输出电容值。由寄生零点Z2的公式可得知，在加入低输出阻抗非反相增益单元408后，寄生零点Z2被提升至更高频率的范围。因此，电压调节器40的增益可避免在高频率范围抬升，从而降低电压调节器40的设计难度并提高电压调节器40的稳定性。

另一方面，低输出阻抗非反相增益单元408也可减轻电源VDD中噪声的影响。请继续参考图4，当电源VDD产生噪声A时，噪声A会经过放大器AMP4传递同向的噪声B至节点G。噪声B可部分抵消噪声A对于P型晶体管MPOS中电压VSG的影响，进而提高电压调节器40的电源抑制比。然而，噪声A也会经过放大器AMP1、AMP3，传递噪声C至节点G。由于噪声B与噪声C互为反向信号，噪声C与噪声B会相互抵消，进而降低抑制噪声A的效果。除此之外，噪声A中高频部份也会通过P型晶体管MPOS源极与漏极间的寄生电容C_SD传递噪声D至输出端OUT。电压调节器40电源抑制比的频宽将会受限于噪声D而无法提升。因此，本发明另通过在补偿模块402内新增一高频增益单元，消除电压调节器40中噪声C、D所造成的影响。

请参考图5，图5为本发明实施例另一电压调节器50的示意图。电压调节器50相似于图4所示的电压调节器40，因此功能相同的电路以相同的名称表示。与电压调节器40不同的是，电压调节器50在补偿模块402中新增高频增益单元500，以提升电压调节器50的电源抑制比的频宽。高频增益单元500包括一放大器502、一补偿电容504以及一补偿电阻506。放大器502的增益为gm5，且其正输入端耦接于地端GND，负输入端耦接于电源VDD，以及输出端耦接于补偿电容504。补偿电容504耦接于放大器AMP4的负输 入端。补偿电阻506则耦接于放大器AMP3的输出端与放大器AMP4的负输入端之间。经由高频增益单元500，电源VDD中的噪声A将会在节点G产生与噪声B同相的噪声E。噪声A经由高频增益单元500产生噪声E的传导公式可推导为：

$\frac{V_G}{\mathrm{VDD}}\left(s\right)={\mathrm{Gain}}_{\mathrm{DC}}\×\frac{(1-\frac{s}{Z_{\mathrm{hf}1}})}{(1-\frac{s}{1-P_{\mathrm{hf}1}})(1-\frac{s}{1-P_{\mathrm{hf}2}})}$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Gain}}_{\mathrm{DC}}=\frac{\mathrm{gm}4\×r_{o,G}}{1+\mathrm{gm}4\×r_{o,G}}\\ Z_{\mathrm{hf}1}\≅-\frac{1}{\mathrm{RZ}\×[\mathrm{CZ}\×(\mathrm{gm}5\×r_{o,502})]}\\ P_{\mathrm{hf}1}=-\frac{1}{r_{o,502}\×[C_{502}+\mathrm{CZ}]}\\ P_{\mathrm{hf}2}\≅-\frac{1}{\mathrm{RZ}\×C_G}\end{array}\right.$

其中，r_O,G为节点G的等效电阻，r_O,502为放大器502输出端的输出电阻，RZ为补偿电阻506的电阻值，CZ为补偿电容504的电容值，C502为挂载在放大器502输出端的等效电容，CG为挂载在节点G的等效电容。根据上述公式可得知噪声A经由高频增益单元500产生噪声E的传导公式的增益-频率特征曲线图，如图6所示。由图6可得知，噪声A经由高频增益单元500产生噪声E的基频增益GainDC接近于1。随着频率达到零点Zhf1时，高频增益单元500的增益开始上升并在OUT端产生与噪声C、D反向作用的信号，从而消除噪声C、D带来的负面影响。换言之，通过适当设计零点Zhf1、极点Phf1、Phf2（例如调整电阻值RZ与电容值CZ），电压调节器50可通过高频增益单元500，消除噪声C、D的影响，从而大幅扩大电压调节器50电源抑制比的频宽。值得注意的是，由于零点Zhf1的公式中电容值CZ被放大gm5×r_o,502倍，因此电压调节器50可通过调整gm5×r_o,502的倍数将零点Zhf1移动至低频范围，而不需选择放大电容值CZ而增加电压调节器50布局面积。

请参考图7，图7为图5所示的电压调节器50一实现方式的示意图。如图7所示，低输出阻抗非反相增益单元408包括P型晶体管MP2、MP3、N型晶体管MN1、MN2。放大器502是由P型晶体管MP4～MP7、N型晶体管MN3及电阻R1所实现。P型晶体管MP2～MP7、N型晶体管MN1～MN3及电阻R1间的运作原理应为本领域技术人员所熟知。简单来说，低输出阻抗非反相增益单元408中的放大器AMP1～AMP4分别由P型晶体管MP2、N型晶体管MN1、N型晶体管MN2以及P型晶体管MP3所实现。放大器502的增益gm5则是由P型晶体管MP4所实现。在此实施例中，为求简化设计，放大器AMP1的增益gm1设计为等于放大器AMP4的增益gm4，而放大器AMP2的增益gm2设计为等于放大器AMP3的增益gm3。如此一来，P型晶体管MP2、MP3、N型晶体管MN1、MN2即形成1:1的电流镜架构。图7所示的电压调节器50是以最精简的组件数目来实现低输出阻抗非反相增益单元408及放大器502。借此，电压调节器50的布局面积可被最小化，也可避免多余电路造成新的噪声来源。图7所示的电压调节器50消除寄生零点所造成的影响及增加电源抑制比频宽的运作原理可参考前述，为求简洁，在此不赘述。

需注意的是，上述实施例的精神在于通过新增具有低输出阻抗特性的放大器在电压调节器的增益级与输出级之间作为缓冲，以避免寄生零点造成电压调节器的增益在高频的抬升，从而简化电压调节器的设计并增加电压调节器的稳定性。此外，由于耦接于电压调节器的增益级与输出级间的放大器也具有非反向增益的特性，电压调节器仍可使用米勒补偿方法进行频率补偿，从而在不需大幅增加芯片面积的前提下有效调整电压调节器的频宽以达成系统的稳定。另一方面，本发明通过高频增益单元来抑制电源中高频噪声的影响，进而扩大电压调节器电源抑制比的频宽。根据不同应用，本领域熟知技艺者应可据以实施适当的更动及修改。举例来说，电压调节器40、50中增益级400、放大级404、米勒补偿模块406的组成及其相互之间的耦接关系可以其它方式实现，而不限于图4、图5所示的电路架构。

综上所述，上述实施例中的电压调节器利用低输出阻抗非反向增益单元 降低寄生零点对于电压调节器的稳定性的影响。进一步地，上述实施例中的电压调节器另通过高频增益单元来消除耦合至电压调节器输出端的高频噪声。借此，本发明所公开的电压调节器的稳定性及电源抑制比可获得大幅度的提升。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种补偿模块，用于一电压调节器中，该电压调节器包括一增益级、一输出级以及一米勒补偿模块，该补偿模块包括：

一低输出阻抗非反相增益单元，耦接于该增益级的一放大输出端与该输出级的一输出级输入端之间，该低输出阻抗非反相增益单元包括：

一第一放大器，包括一第一正输入端耦接于该电压调节器的一电源端，一第一负输入端耦接于该增益级的一增益级输出端，以及一第一输出端；

一第二放大器，包括一第二正输入端耦接于该电压调节器的一地

端，一第二负输入端耦接于该第一输出端，以及一第二输出端耦接于该第一输出端；

一第三放大器，包括一第三正输入端耦接于该地端，一第三负输入端耦接于该第一输出端，以及一第三输出端；以及

一第四放大器，包括一第四正输入端耦接于该电源端，一第四负输入端耦接于该第三输出端，以及一第四输出端耦接于该第三输出端与该输出级。

2.如权利要求1所述的补偿模块，其特征在于该增益级、该输出级及该米勒补偿模块间的补偿方式为共源共栅米勒补偿。

3.如权利要求1所述的补偿模块，另包括：

一高频增益单元，耦接于该电源端以及该低输出阻抗非反相增益单元之间，用来根据该电源端一高频噪声，输出一高频噪声抑制信号至该低输出阻抗非反相增益单元；其中该低输出阻抗非反相增益单元根据该高频噪声抑制信号，降低该输出级中的高频噪声。

4.如权利要求1所述的补偿模块，其特征在于该第一放大器、该第二放大器、该第三放大器及该第四放大器分别由一第一P型晶体管、一第一N型晶体管、一第二N型晶体管及一第二P型晶体管实现；该第一P型晶体管包括一源极作为该第一正输入端，一栅极作为该第一负输入端，以及一漏极作为该第一输出端；该第一N型晶体管包括一源极作为该第二正输入端，一栅极作为该第二负输入端，以及一漏极作为该第二输出端；

该第二N型晶体管包括一源极作为该第三正输入端，一栅极作为该第三负输入端，以及一漏极作为该第三输出端；该第二P型晶体管包括一源极作为该第四正输入端，一栅极作为该第四负输入端，以及一漏极作为该第四输出端。

5.如权利要求3所述的补偿模块，其特征在于该高频增益单元包括：

一放大器，包括一正输入端耦接于该地端，一负输入端耦接于该电源端，以及一输出端；

一补偿电容，包括一第一端耦接于该放大器的该输出端，以及一第二端耦接于该第四负输入端；以及

一补偿电阻，包括一第一端耦接于该补偿电容的该第二端，以及一第二端耦接于该输出级输入端。

6.一种电压调节器，包括：

一增益级；

一输出级，耦接于该增益级；

一米勒补偿模块，耦接于该输出级的一输出级输出端与该增益级之间；

以及

一补偿模块，包括：

一低输出阻抗非反相增益单元，耦接于该增益级的一增益级输出端与该输出级的一输出级输入端之间，该低输出阻抗非反相增益单元包括：

一第一放大器，包括一第一正输入端耦接于该电压调节器的一电源端，一第一负输入端耦接于该增益级的一增益级输出端，以及一第一输出端；

一第二放大器，包括一第二正输入端耦接于该电压调节器的一地端，一第二负输入端耦接于该第一输出端，以及一第二输出端耦接于该第一输出端；

一第三放大器，包括一第三正输入端耦接于该地端，一第三负输入端耦接于该第一输出端，以及一第三输出端；以及

一第四放大器，包括一第四正输入端耦接于该电源端，一第四负输入端耦接于该第三输出端，以及一第四输出端耦接于该第三输出端与该输出级。

7.如权利要求6所述的电压调节器，其特征在于该增益级、该输出级及该米勒补偿模块间的补偿方式为共源共栅米勒补偿。

8.如权利要求6所述的电压调节器，另包括：

一高频增益单元，耦接于该电源端以及该低输出阻抗非反相增益单元之间，用来根据该电源端一高频噪声，输出一高频噪声抑制信号至该低输出阻抗非反相增益单元；

其中该低输出阻抗非反相增益单元根据该高频噪声抑制信号，降低该输出级中的高频噪声。

9.如权利要求6所述的电压调节器，其特征在于该第一放大器、该第二放大器、该第三放大器及该第四放大器分别由一第一P型晶体管、一第一N型晶体管、一第二N型晶体管及一第二P型晶体管实现；该第一P型晶体管包括一源极作为该第一正输入端，一栅极作为该第一负输入端，

以及一漏极作为该第一输出端；该第一N型晶体管包括一源极作为该第二正输入端，一栅极作为该第二负输入端，以及一漏极作为该第二输出端；该第二N型晶体管包括一源极作为该第三正输入端，一栅极作为该第三负输入端，以及一漏极作为该第三输出端；该第二P型晶体管包括一源极作为该第四正输入端，一栅极作为该第四负输入端，以及一漏极作为该第四输出端。

10.如权利要求8所述的电压调节器，其特征在于该高频增益单元包括：

一放大器，包括一正输入端耦接于该地端，一负输入端耦接于该电源端，以及一输出端；

一补偿电容，包括一第一端耦接于该放大器的该输出端，以及一第二端耦接于该第四负输入端；以及

一补偿电阻，包括一第一端耦接于该补偿电容的该第二端，以及一第二端耦接于该输出级输入端。