CN103401431B - 一种高稳定性反激式dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高稳定性反激式DC-DC变换器，该变换器在反激式拓扑中采用了电压和电流两个反馈环路，使得变换器装置的瞬态响应加快。并采用了新型的频率补偿电路。其中频率补偿电路主要包括误差放大器、密勒电容控制单元和动态零点控制单元。通过米勒电容控制单元，可以使用较小的补偿电容代替传统主极点补偿中的大补偿电容，这样既节省了面积又提高系统瞬态响应。通过动态零点控制单元，可以使引入的零点在输出有波动的情况下很好的抵消系统的第一非主极点，保证系统的稳定性。本发明能够使补偿电阻和电容均集成于芯片之上，实现内部补偿，节省了芯片的面积；同时电路结构简单，可靠性好，并且相位裕度能达到90°，系统的稳定性很好。

Description

一种高稳定性反激式DC-DC变换器

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，特别涉及一种高稳定性反激式DC-DC变换器。

背景技术

在便携式电子产品中，系统的各个部分对于工作电源的要求不尽相同，而且各个部分的供电电源一般都是单独供应的，这样能最大可能的保持各个部分的独立。反激式（Fly-back）开关电源结构在便携式电子产品中应用很广泛，主要是因为反激式开关电源的结构简单，所用器件少能大量节约成本，同时更重要的是，反激式开关电源很容易实现多输出，这样通过一个反激式的开关电源控制电路就能实现多种不同电源的输出，这样也能降低电路的复杂度，减小电源的空间，提高便携式电子产品的集成度，进一步减少成本。

传统的反激式变换器的反馈环路采用电压控制环，此种反馈环路的优点是电路结构简单且易于设计，但其缺点也很明显，即动态响应速度慢，不能满足高速应用要求。为了提高系统的动态响应速度，需要在原有的电压反馈环基础上加入电流反馈环路。在电流反馈环路中，采样到的反馈信号无需通过瞬态效应较慢的误差放大器，直接加到PWM比较器一端，实现对输出信号的控制。因此，加入电流反馈环路后能较大的提高系统的瞬态响应速度。

然而，在额外加入电流控制环路后，变换器的稳定性会存在较大的问题。在电流控制模式中，控制环路由电压控制环和电流控制环组成，当系统的占空比大于50%时，电流控制环就会不稳定。

为了分析加入电流控制环路后反激式变换器的系统稳定性，应从其闭环传输函数进行分析。为了简化分析，把反馈网络和频率补偿电路去掉，则其剩下部分的传输函数为：

$T{\left(s\right)}_p=\frac{1}{1+s\frac{L}{D^{\′\′2}R}+s^2\frac{\mathrm{LC}}{D^{\′\′2}}}\[V_g\left(s\right)\frac{D}{D^{\′\′}}+\frac{V_g\left(s\right)+V^{\′}}{D^{\′\′}}(1-\frac{{\mathrm{LI}}^{\′}s}{D^{\′\′}(V_g\left(s\right)+V^{\′\′})})\]H\left(s\right)$

其中 $D^{\′\′}=\frac{D^{\′}}{n},$ $V^{\′}=\frac{V}{n},$ $I^{\′}=\frac{I}{n},$ $G_{g0}=\frac{D}{D^{\′\′}},$ $G_{d0}=\frac{V_g+V^{\′}}{D^{\′\′}},$ $H\left(s\right)=\frac{R_{f2}}{R_{f1}+R_{f2}}$

由以上的分析可知，在不考虑频率补偿电路和反馈网络的零极点的情况下，系统存在一个二阶极点此二阶极点在单位增益内会引起一个大的相移，因此系统不稳定，容易产生振动。：

为了解决二阶极点所带来的不稳定性，一般常用的方法是采用主极点补偿法，。这种方法是在误差放大器的输出端接一个大的电容C_c，从而在系统的传输函数中引入一个低频主极点p₁，并使单位增益带宽内只有此主极点，保证其在单位增益带宽处的相位裕度为90°。

然而传统的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应。因为当输出电压因输入电压或者负载电流突变而变化时，则必须快速改变误差放大器的输出电压V_a，使PWM调制器给出调整后的占空比D使输出电压快速稳定。而V_a的变化是经过误差放大器对输出端的大补偿电容C_c的充放电来实现的，显然大的补偿电容C_c直接降低了V_a的变化，故系统的动态响应速度很慢。除此之外，大的补偿电容不能集成，增大了整个电路的面积。

发明内容

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，包括变压器T、功率开关管Sn、LC滤波网络、电阻反馈网络、电流检测单元、误差放大器及其频率补偿电路、PWM调制器控制与驱动电路；其中功率开关管Sn连接到输入电源端和逻辑控制与驱动电路；变压器T的输出接到LC滤波网络，输入接到电源输入端；LC滤波网络的输出端分别接有电阻反馈网络和电流检测单元；误差放大器相应的频率补偿电路接在误差放大器的输出端；误差放大器负向输入端接有电阻采样网络的输出，正向输入端接基准电压Vref，其输出端接到PWM调制器的输入端；PWM调制器的输入端分别接有误差放大器的输出和电流检测单元的输出，输出端接的是逻辑控制与驱动电路；振荡器OSC分别给PWM调制器和逻辑控制与驱动电路提供时钟。

在电压反馈环路中，输出电压经过电阻采样网络的采样得到采样电压信号bVo，采样电压信号经误差放大器和频率补偿网络后输入到PWM调制器中。在电流反馈环路中，通过电流采样网络采样LC滤波网络中的电感电流，采样到的电流信号直接输入到PWM比较器中，这样就避免了通过瞬态响应较慢的误差放大器。当输出有变化时，通过采样输出电感的电流，可以直接将变化反应到PWM调制器中，然后通过PWM调制和逻辑控制得到开关信号，从而调整开关管的通断来调节输出电压。这样系统的瞬态响应得到了很大的提高。通过采用电压和电流两个反馈环，既提高了系统的瞬态响应又保证了输出电压的精度。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，LC滤波器网络包括滤波电感L、滤波电容Co，电阻R_esr为滤波电容Co的等效电阻，与滤波电容相串联；所述滤波电容Co和等效电阻R_esr串联后跨接在滤波电感L和地之间；所述滤波电感L一端连接前级变压器网络T的输出，另一端和滤波电容Co及其等效串联电阻R_esr相连并作为LC滤波器网络的输出。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，电流检测网络包括采样电阻R_sense，第一分压电阻组R_S1、R_S2，第二分压电阻组R_S3、R_S4，反馈电阻R_f和误差放大器EA；电阻R_sense两端分别接有分压电阻R_S1和分压电阻R_S3；分压电阻R_S2和分压电阻R_S1相串联，另一端接地；分压电阻R_S4和分压电阻R_S3相串联，另一端接地；误差放大器的正输入端接在分压电阻R_S2和分压电阻R_S1之间，负输入端接在分压电阻R_S3和分压电阻R_S4之间，输出即为采样电压V_sense；反馈电阻R_f跨接在误差放大器负输入端和输出之间。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，PWM调制器电路连接方式如下：电流源I_b的正极连接到电源电压，负极连接到NMOS管M₀的漏端；NMOS管M₀的栅端与其漏端相连，并与NMOS管M₅的栅端相连，M₀源端接地；NMOS管M₅漏端与NMOS管M₁源端相连，M₅源端接地；NMOS管M₆漏端与NMOS管M₇漏端相连，M₆源端接地；NMOS管M₁和NMOS管M₂栅端分别是PWM调制器的两个输入端，漏端分别接PMOS管M₃和PMOS管M₄的漏端，PMOS管M₃漏端与栅端短接，源端接正电源；PMOS管M₄栅端接PMOS管M₃栅端，源端接正电源；PMOS管M₇栅端接PMOS管M₄漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M6的漏端；PMOS管M₈栅端接PMOS管M₇漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M₉漏端；NMOS管M₉栅端接PMOS管M₇漏端，源端接地，漏端接PMOS管M8漏端；PMOS管M₁₀栅端接PMOS管M₈漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M₁₁漏端；NMOS管M₁₁栅端接PMOS管M₈漏端，源端接地，漏端接PMOS管M10的漏端。

针对传统主极点补偿方法带来的需要很大补偿电容C_c的问题，本发明采用了新型的频率补偿电路。其基本原理如下：新型频率补偿电路主要包括密勒电容控制单元和动态零点控制单元两个部分。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，频率补偿电路包括密勒电容控制单元和动态零点控制单元；密勒电容控制单元包括电容C_m和电流放大器；电流放大器包括NMOS管M_C1-M_CN，NMOS管M_C1-M_CN栅端连接在一起，它们有相同的偏置电压V_b；NMOS管M_C1-M_CN漏端连接在一起，最后连到误差放大器输出端V_c；NMOS管M_C1-M_CN源端连接在一起，与电容C_m相连；其中N值可根据所需要补偿电容C_m的大小选取合适值，这里取值为10，补偿电容为lnf。

根据密勒效应可知，当补偿电容跨接于第一级输出端和第二级输出端时，在第一级输出端所看到的等效电容等于补偿电容乘以第二级的放大倍数。上述所说的是电压模式的密勒效应，同理对于电流模式的也一样。如图6所示，设流过电容法C的电容为Ic，而另一条与电容C并联的支路电流为K_xI_C，则从节点A往下看，所看到的等效电流和电容为：

I_eq=k_xI_C+I_C

C_eq=(1+k_x)C

同理，对本发明提出的动态Miller乘法电容也一样。如图5所示，设N1节点处的电压V_N1，流过第一个频率补偿管Mc1的电流为I₁。若无后面的Mc2-McN频率补偿管，则从N1节点往地看到的补偿电容C′_eq＝C_C，这与传统的频率补偿电路一样。但是当把Mc2-McN频率补偿管加上去之后，则此时从节点N1处所看到的等效电容为：

$C_{\mathrm{eq}}=\frac{I_{\mathrm{ceq}}}{s{V}_{n1}}=\frac{I_{c1}+(N-1){\mathrm{kI}}_{c1}}{s{V}_{n1}}=\[1+(N-1)k\]C_C$

在电流模式反激式变换器中，若按照传统的频率补偿，在误差放大器的输出端加1μF的补偿电容以获得一个低频主极点，很显然这么大的电容是不能集成到PWM控制器里的，而且很占整个电路板的面积。然而，若采用本发明提出的电流乘法电路，当Mc2-McN与Mc1的宽长比k取1000，后面的频率补偿管数目N取100时，用10p的补偿电容就可以达到和传统的频率补偿一样的补偿效果。很显然采用新型的频率补偿电路节省了很大的芯片面积，同时因为新型频率补偿电路的补偿电容很小，其充放电时间很短暂，即系统的瞬态响应速度很快。

动态零点控制单元连接方式如下：运放A₁的两输入端分别接在电容C_m和电阻R₁，输出端接在NMOS管M₁₂的栅端；NMOS管M_m漏端接电容C_m，栅端接电阻R₂，源端接地；电阻R₁一端接地，一端接运放A₁输入；NMOS管M₁₂漏端接运放A₃的输入端，源端接电阻R₁的一端；运放A₃两输入端分别接M₁₂漏端和NMOS管M₁₃漏端，输出端分别接PMOS管M₁₄和PMOS管M₁₅的栅端；NMOS管M₁₃栅端接NMOS管M₁₂栅端，源端接电阻R₂一端；PMOS管M₁₄的栅端和PMOS管M₁₅的栅端相连后接运放A₃的输出，漏端分别接运放A₃的两个输入端，PMOS管M₁₄和PMOS管M₁₅源端都与正电源相连；电阻R₂一端与NMOS管M₁₃和NMOS管M₁₆源端相连，另一端接地；NMOS管M₁₆源端与NMOS管M₁₃源端相连，栅端与NMOS管M₁₇栅端相连，漏端接到运放A₄的一个输入端；运放A₄的两个输入端分别接到NMOS管M₁₆和NMOS管M₁₇的漏端，输出接到PMOS管M₁₈和PMOS管M₁₉的栅端；NMOS管M₁₇的源端接电阻R₃的一端，栅端接到运放A₂的输出端，漏端接到运放A₄的输入端；电阻R₃的一端接M₁₇的源端，另一端接地；PMOS管M₁₈和PMOS管M₁₉的栅端相连，漏端分别接到运放A₄的输入端，源端都接到正电源；运放A₂的两输入端分别接NMOS管M₁₇的源端和NMOS管M₂₀的栅端，输出端接到NMOS管M₁₇的栅端；NMOS管M₂₀的源端接到电阻R_s的一端，栅端接运放A₂的输入端，漏端接到电阻R₄的一端；电阻R₄的一端接正电源，另一端接NMOS管M₂₀的漏端；电阻R_s的一端接NMOS管M₂₀的源端，另一端接地；电流源I_s的一端接正电源，另一端接NMOS管M₂₀的源端；运放A₁、A₂、A₃、A₄均采用误差放大器。

其中运放A1、电阻R1和M1构成第一个电压-电流转换器，运放A2、电阻R3和M5构成第二个电压-电流转换器，其转换后的电流大小为：

I₁=V_Ds/R₁,I₂=V_C/R₃

M2和M3、M6和M7构成电流镜，为了保证电流I1和I2的准确镜像，在电流镜中加入了两个运放，其中A3的两个输入分别接在M2和M3的漏极，输出端接在它们的栅极，A4的接法类似。这样M2和M3、M6和M7的漏栅源极电压都相等，电流就能够准确的镜像。经过两路电流镜像后，流过电阻R2的电流为：

I_sum=I₁+I₂=V_DS/R₁+V_C/R₃

在本发明设计的动态零点控制单元电路中，M2和M3、M6和M7的宽长比都是相同的，且电阻R1、R2和R3的阻值分别为2R、R和R。则有：

V_GS=I_sumR₂=R₂(V_DS/R₁+V_C/R₃)=V_DS/2+V_C

电阻RS、R4和MOS管M9以及电感电流的检测值IS构成控制电压产生电路，图中RS和IS用来检测电感电流的大小，其具体的实现将在4.5小节中介绍。由图可知，此时控制电压为：

V_C=V_THN+I_SR_S

这样，最后的动态零点的表达式为：

$z_{0\mathrm{dyn}}=\frac{1}{C_{\mathrm{eq}}{R}_V}=\frac{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{I}_S{R}_S}{\[1+(N-1)k\]C_m}$

采用新型补偿电路后，系统主极点ω₀处在低频位置；同时ω₁、ω₂和Z₁都处在高频处，都是在单位增益带宽之外，且零点可以抵消非主极点对相位的影响。故系统在单位增益带宽之内只有一个主极点ω₀，位于频率补偿电路的输出端，由电流乘法电路引入。这样，在理想情况下，系统的相位裕度能达到90°。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，误差放大器电路包括偏置电路、差分输入对电路和负载级放大电路；

所述偏置电路包括其正极连接到电源电压的电流源I_bias，电流源I_bias负极连接到NMOS晶体管Mb1的漏极；晶体管Mb1的漏极连接到电流源上，栅极连接到NMOS晶体管Mb4的栅极上，源极连接到NMOS晶体管Mb2的漏极；晶体管Mb2的漏极连接到晶体管Mb1的源级，栅极连接到晶体管Mb1的漏极上，源极连接到地；NMOS晶体管Mb3的漏极连接到晶体管Mb4的源极，栅极连接到晶体管Mb2的栅极，源极连接到地；NMOS晶体管Mb4的漏极连接到PMOS晶体管Mb5的漏极，栅极连接到NMOS晶体管Mb1的栅极，源极连接到NMOS晶体管Mb3的漏极；PMOS晶体管Mb5的漏极连接到NMOS晶体管Mb4的漏极，栅极连接到PMOS晶体管M27的栅极，源极连接到电源电压；NMOS晶体管Mb6的漏极连接到NMOS晶体管Mb7的源级，栅极连接到NMOS晶体管Mb2的栅极，源极连接到地；NMOS晶体管Mb7的漏极连接到PMOS晶体管Mb8的漏极，栅极连接到NMOS晶体管Mb4的栅极，源极连接到NMOS晶体管Mb6的漏极；PMOS晶体管Mb8的漏极连接到NMOS晶体管Mb7的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；PMOS晶体管Mb9的漏极连接到PMOS晶体管M21的源级，栅极连接PMOS晶体管Mb8的栅极，源极连接到电源电压。

偏置电路中，Mb1和Mb7的宽长比为1:1，Mb8和Mb9的宽长比为1:2，Mb1的漏极接入偏置电流Ibias，通过电流镜像后流过Mb9的电流为2Ibias，这样可以给每个差分支路提供Ibias的电流。差分输入对电路中，M1和M2构成差分对，分别输入反馈电压和基准电压；负载级放大电路中，M3、M4与Mb1的宽长比为10:1，M5、M6与Mb2的宽长比为10:1，M7、M8与Mb5的宽长比为10:1。因为流过Mb1、Mb2和Mb3的电流均为Ibias，故流过M4、M6、M8和M10的电流增加至10Ibias，这样增加了频率补偿电路的电流驱动能力，提高了系统的动态响应速度。除此之外，M7-M10构成共源共栅电流镜，增加了频率补偿电路的输出电阻，提高了系统的增益。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，所述电阻反馈网络包括两个串联的反馈电阻Rf1和反馈电阻Rf2。电阻Rf1一端接LC滤波网络101的输出，另一端接电阻Rf2；电阻Rf2一段接电阻Rf1，另一端接地。差分对输入电路包括第一输入PMOS管M21、第二输入PMOS管M22；第一输入PMOS管M21的漏极连接到M25的漏极，栅极连接电阻反馈网络中反馈电阻Rf1和反馈电阻Rf2之间，源极连接晶体管Mb9的漏极；第二输入PMOS管M22的漏极连接到晶体管M26的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到晶体管Mb9的漏极。

在上述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，负载级放大电路的连接方式是，NMOS晶体管M25的漏极连接到PMOS晶体管M27的漏极，栅极连接NMOS晶体管Mb1的栅极，源极连接到NMOS晶体管M23的漏极；NMOS晶体管M26的漏极连接到PMOS晶体管M28的漏极，栅极连接到NMOS晶体管M25的栅极，源极连接到NMOS晶体管M24的漏极；NMOS晶体管M23的漏极连接到NMOS晶体管M25的源极，栅极连接到晶体管Mb2的栅极，源极连接到地；NMOS晶体管M24的漏极连接到NMOS晶体管M26的源极，栅极连接到NMOS晶体管M23的栅极，源极连接到地；PMOS晶体管M27的漏极连接到NMOS晶体管M25的漏极，栅极连接到PMOS晶体管Mb5的栅极，源极连接到PMOS晶体管M29的漏极；PMOS晶体管M28的漏极连接到NMOS晶体管M26的漏极，栅极连接到PMOS晶体管M27的栅极，源极连接到PMOS晶体管M30的漏极；PMOS晶体管M29的漏极连接到PMOS晶体管M27的源极，栅极连接到PMOS晶体管M27的漏极，源极连接到电源电压；PMOS晶体管M30的漏极连接到PMOS晶体管M28的源极，栅极连接到PMOS晶体管M29的栅极，源极连接到电源电压。

因此，本发明具有如下优点：1.本发明设计的高稳定反激式DC-DC变换器采用了电压反馈环路和电流反馈环路两个环路，既提高了系统的瞬态响应又保证了输出电压的精度;2.本发明相对于传统频率补偿而言，在误差放大器的输出端，以一个小的补偿电容取代了大的补偿电容，实现了系统的频率补偿，同时该频率补偿电路面积小，可以集成到芯片里面，节省了芯片面积;3.本发明中的误差放大器采用折叠式共源共栅运算放大器的结构，且共源共栅电流镜的宽长比为10:1，即误差放大器的输出电流为10I_bias，这样加快了对补偿电容C_C的充放电速度，提高了系统的动态响应速度。

附图说明

图1是本发明的硬件连接的示意图。

图2是LC滤波网络电路图。

图3是电流检测网络电路图。

图4是PWM调制器电路。

图5是新型频率补偿电路。

图6是误差放大器电路。

图7是控制逻辑和驱动电路。

图8a是系统未补偿时的开环频率响应曲线。

图8b是系统未补偿时的开环相位响应曲线

图9a是系统采用本发明提出的补偿电路后的开环频率响应曲线。

图9b是系统采用本发明提出的补偿电路后的开环相位响应曲线。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

下面将结合附图，对本发明做进一步详细的说明。

图1本发明的硬件连接的示意图，该变换器包括变压器T、功率开关管Sn、LC滤波网络101、电阻反馈网络102、电流检测单元103、误差放大器和频率补偿电路104、PWM调制器105控制与驱动电路106。其中功率开关管Sn连接到输入电源端和逻辑控制与驱动电路106，变压器T的输出接到LC滤波网络101，输入接到输入电源端。LC滤波网络101有输出端分别接有电阻反馈网络102和电流检测单元103。误差放大器（EA）和频率补偿模块输入端分别接有电阻采样网络102的输出和基准电压Vref，其输出端接到PWM调制器的输入端。PWM调制器的输入端分别接有误差放大器的输出和电流检测单元103的输出，输出端接的是逻辑控制与驱动电路106。振荡器OSC分别给PWM调制器105和逻辑控制与驱动电路106提供时钟。

图2是LC滤波网络电路图，包括滤波电感L、滤波电容Co及其等效串联电阻R_ESR。

图3是电流检测网络电路图，包括采样电阻R_sense，分压电阻R_S1、R_S2，反馈电阻R_f和误差放大器。R_sense两端分别接有分压电阻R_S1，分压电阻R_S1和R_S2相串联。误差放大器的两输入端分别接有两个电阻分压网络的输出，输出即为采样电压V_sense。反馈电阻R_f跨接在误差放大器两端。

图4是PWM调制器电路，其连接方式如下：电流源I_b的正极连接到电源电压，负极连接到NMOS管M₀的漏端；M₀的栅端与其漏端相连，并与NMOS管M₅和M₆的栅端相连，M₀源端接地。NMOS管M₅漏端与NMOS管M₁和M₂源端相连，M₅源端接地。NMOS管M₆漏端与NMOS管M₇漏端相连，M₆源端接地。NMOS管M₁和M₂栅端分别是PWM调制器的两个输入端，漏端分别接PMOS管M₃和M₄的漏端。PMOS管M₃漏端与栅端短接，源端接正电源。PMOS管M₄栅端接M₃栅端，源端接正电源。PMOS管M₇栅端接M₄漏端，源端接正电源。PMOS管M₈栅端接M₇漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M₉漏端。NMOS管M₉栅端接M₇漏端，源端接地。PMOS管M₁₀栅端接M₈和M₉漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M₁₁漏端。NMOS管M₁₁栅端接M₈和M₉漏端，源端接地。

图5是新型频率补偿电路，主要包括密勒电容控制单元501和动态零点控制单元502两个部分。密勒电容控制单元501主要由电容C_m和电流放大器组成。电流放大器由NMOS管M_C1-M_CN组成，M_C1-M_CN栅端连接在一起，最后连到偏置电压V_b；M_C1-M_CN漏端连接在一起，最后连到误差放大器输出V_a；M_C1-M_CN源端连接在一起，最后连到电容C_m。动态零点控制单元502连接方式如下：运放A₁的两输入端分别接在电容C_m和电阻R₁，输出端接在NMOS管M₁₂的栅端；NMOS管M_m漏端接电容C_m，栅端接电阻R₂，源端接地；电阻R₁一端接地，一端接运放A₁输入；NMOS管M₁₂漏端接运放A₃的输入端，源端接电阻R₁的一端。运放A₃两输入端分别接M₁₂漏端和NMOS管M₁₃漏端，输出端PMOS管M₁₄和M₁₅的栅端；NMOS管M₁₃栅端接M₁₂栅端，源端接电阻R₂一端。PMOS管M₁₄和M₁₅的栅端相连，漏端分别接运放A₃的两个输入端，源端都与正电源相连；电阻R₂一端与M₁₃和M₁₆源端相连，另一端接地；NMOS管M₁₆源端与M₁₃源端相连，栅端与M₁₇栅端相连，漏端接到运放A₄的一个输入端。运放A₄的两个输入端分别接到M₁₆和M₁₇的漏端，输出接到M₁₈和M₁₉的栅端；NMOS管M₁₇的源端接电阻R₃的一端，栅端接到运放A₂的输出端，漏端接到运放A₄的输入端。电阻R₃的一端接M₁₇的源端，另一端接地。PMOS管M₁₈和M₁₉的栅端相连，漏端分别接到运放A₄的输入端，源端都接到正电源；运放A₂的两输入端分别接M₁₇的源端和M₂₀的栅端，输出端接到M₁₇的栅端；NMOS管M₂₀的源端接到电阻R_s的一端，栅端接运放A₂的输入端，漏端接到电阻R₄的一端；电阻R₄的一端接正电源，另一端接M₂₀的漏端；电阻R_s的一端接M₂₀的源端，另一端接地；电流源I_s的一端接正电源，另一端接M₂₀的源端。运放A₁、A₂、A₃、A₄均采用图6所示的误差放大器电路。

图6是误差放大器电路，主要偏置电路、差分输入电路和负载级放大电路组成。在偏置电路中，电流源I_bias的正极连接到电源电压，负极连接到Mb1管的漏极；晶体管Mb1的漏极连接到电流源上，栅极连接到Mb4的栅极上，源极连接到Mb2的漏极；晶体管Mb2的漏极连接到Mb1的源级，栅极连接到Mb1的漏上，源极连接到地；晶体管Mb3的漏极连接到Mb4的源极，栅极连接到Mb2的栅极，源极连接到地；晶体管Mb4的漏极连接到Mb5的漏极，栅极连接到Mb1的栅极，源极连接到Mb3的漏极；晶体管Mb5的漏极连接到Mb4的漏极，栅极连接到M7的栅极，源极连接到电源电压；晶体管Mb6的漏极连接到Mb7的源级，栅极连接到Mb2的栅极，源极连接到地；晶体管Mb7的漏极连接到Mb8的漏极，栅极连接到Mb4的栅极，源极连接到Mb6的漏极；晶体管Mb8的漏极连接到Mb7的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；晶体管Mb9的漏极连接到M1的源级，栅极连接大类Mb8的栅极，源极连接到电源电压。差分输入电路包括第一输入PMOS管M1、第二输入PMOS管M2。第一输入PMOS管M1的漏极连接到M5的漏极，栅极连接电阻R1，源极连接Mb9的漏极；第二输入PMOS管M2的漏极连接到M6的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到Mb9的漏极。在负载级放大电路中，晶体管M3的漏极连接到M7的漏极，栅极连接其Mb1的栅极，源极连接到M5的漏极；晶体管M4的漏极连接到M8的漏极，栅极连接到M3的栅极，源极连接到M6的漏极；晶体管M5的漏极连接到M3的源极，栅极连接到Mb2的栅极，源极连接到地；晶体管M6的漏极连接到M4的源极，栅极连接到M5的栅极，源极连接到地；晶体管M7的漏极连接到M3的漏极，栅极连接到Mb5的栅极，源极连接到M9的漏极；晶体管M8的漏极连接到M4的漏极，栅极连接到M3的栅极，源极连接到M10的漏极；晶体管M9的漏极连接到M7的源极，栅极连接到M7的漏极，源极连接到电源电压；晶体管M10的漏极连接到M8的源极，栅极连接到M9的栅极，源极连接到电源电压。

图7为系统未补偿时的开环频率响应曲线，其中上面的图是其幅度频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是幅度，单位是分贝；下面的图是其相位频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是相位，单位是度。从系统的开环频率响应曲线可知：1)、未补偿时单位增益内只有两个双极点，该极点由滤波电路单元引入；2)、在0dB之前时，系统的相位偏移已经达到了180°，即系统的相位裕度是0°，远低于系统稳定时45°的相位裕度要求。很显然，采用未采用频率补偿电路时，系统不能够稳定的工作。

图8为系统采用本发明提出的补偿网络后的开环频率响应曲线，其中上面的图是其幅度频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是幅度，单位是分贝；下面的图是其相位频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是相位，单位是度。从系统的开环频率响应曲线可知：1)、单位增益内只有一个主极点，该极点由频率补偿电路引入；2)、在0dB时，系统的相位偏移为90°，即系统的相位裕度是90°，远大于系统稳定时45°的相位裕度要求。很显然，采用本发明提出的频率补偿电路，系统能够很稳定的工作。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (6)

1.一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，包括变压器T、功率开关管Sn、LC滤波网络、电阻反馈网络、电流检测单元、误差放大器及其频率补偿电路、PWM调制器控制与驱动电路；其中功率开关管Sn连接到输入电源端和逻辑控制与驱动电路；变压器T的输出接到LC滤波网络，输入接到电源输入端；LC滤波网络的输出端分别接有电阻反馈网络和电流检测单元；误差放大器相应的频率补偿电路接在误差放大器的输出端；误差放大器负向输入端接有电阻采样网络的输出，正向输入端接基准电压Vref，其输出端接到PWM调制器的输入端；PWM调制器的输入端分别接有误差放大器的输出和电流检测单元的输出，输出端接的是逻辑控制与驱动电路；振荡器OSC分别给PWM调制器和逻辑控制与驱动电路提供时钟；

LC滤波器网络包括滤波电感L、滤波电容Co，电阻R_esr为滤波电容Co的等效电阻，与滤波电容相串联；所述滤波电容Co和等效电阻R_esr串联后跨接在滤波电感L和地之间；所述滤波电感L一端连接前级变压器网络T的输出，另一端和滤波电容Co及其等效串联电阻R_esr相连并作为LC滤波器网络的输出；

电流检测网络包括采样电阻R_sense，第一分压电阻组R_S1、R_S2，第二分压电阻组R_S3、R_S4，反馈电阻R_f和误差放大器EA；电阻R_sense两端分别接有分压电阻R_S1和分压电阻R_S3；分压电阻R_S2和分压电阻R_S1相串联，另一端接地；分压电阻R_S4和分压电阻R_S3相串联，另一端接地；误差放大器的正输入端接在分压电阻R_S2和分压电阻R_S1之间，负输入端接在分压电阻R_S3和分压电阻R_S4之间，输出即为采样电压V_sense；反馈电阻R_f跨接在误差放大器负输入端和输出之间；

PWM调制器电路连接方式如下：电流源I_b的正极连接到电源电压，负极连接到NMOS管M₀的漏端；NMOS管M₀的栅端与其漏端相连，并与NMOS管M₅的栅端相连，M₀源端接地；NMOS管M₅漏端与NMOS管M₁源端相连，M₅源端接地；NMOS管M₆漏端与NMOS管M₇漏端相连，M₆源端接地；NMOS管M₁和NMOS管M₂栅端分别是PWM调制器的两个输入端，漏端分别接PMOS管M₃和PMOS管M₄的漏端，PMOS管M₃漏端与栅端短接，源端接正电源；PMOS管M₄栅端接PMOS管M₃栅端，源端接正电源；PMOS管M₇栅端接PMOS管M₄漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M6的漏端；PMOS管M₈栅端接PMOS管M₇漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M₉漏端；NMOS管M₉栅端接PMOS管M₇漏端，源端接地，漏端接PMOS管M8漏端；PMOS管M₁₀栅端接PMOS管M₈漏端，源端接正电源，漏端接NMOS管M₁₁漏端；NMOS管M₁₁栅端接PMOS管M₈漏端，源端接地，漏端接PMOS管M10的漏端。

2.根据权利要求1所述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，频率补偿电路包括密勒电容控制单元和动态零点控制单元；所述密勒电容控制单元包括电容C_m和电流放大器；电流放大器包括NMOS管M_C1-M_CN，NMOS管M_C1-M_CN栅端连接在一起，它们有相同的偏置电压V_b；NMOS管M_C1-M_CN漏端连接在一起，最后连到误差放大器输出端V_c；NMOS管M_C1-M_CN源端连接在一起，与电容C_m相连。

3.根据权利要求2所述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，动态零点控制单元连接方式如下：运放A₁的两输入端分别接在电容C_m和电阻R₁，输出端接在NMOS管M₁₂的栅端；NMOS管M_m漏端接电容C_m，栅端接电阻R₂，源端接地；电阻R₁一端接地，一端接运放A₁输入；NMOS管M₁₂漏端接运放A₃的输入端，源端接电阻R₁的一端；运放A₃两输入端分别接M₁₂漏端和NMOS管M₁₃漏端，输出端分别接PMOS管M₁₄和PMOS管M₁₅的栅端；NMOS管M₁₃栅端接NMOS管M₁₂栅端，源端接电阻R₂一端；PMOS管M₁₄的栅端和PMOS管M₁₅的栅端相连后接运放A₃的输出，漏端分别接运放A₃的两个输入端，PMOS管M₁₄和PMOS管M₁₅源端都与正电源相连；电阻R₂一端与NMOS管M₁₃和NMOS管M₁₆源端相连，另一端接地；NMOS管M₁₆源端与NMOS管M₁₃源端相连，栅端与NMOS管M₁₇栅端相连，漏端接到运放A₄的一个输入端；运放A₄的两个输入端分别接到NMOS管M₁₆和NMOS管M₁₇的漏端，输出接到PMOS管M₁₈和PMOS管M₁₉的栅端；NMOS管M₁₇的源端接电阻R₃的一端，栅端接到运放A₂的输出端，漏端接到运放A₄的输入端；电阻R₃的一端接M₁₇的源端，另一端接地；PMOS管M₁₈和PMOS管M₁₉的栅端相连，漏端分别接到运放A₄的输入端，源端都接到正电源；运放A₂的两输入端分别接NMOS管M₁₇的源端和NMOS管M₂₀的栅端，输出端接到NMOS管M₁₇的栅端；NMOS管M₂₀的源端接到电阻R_s的一端，栅端接运放A₂的输入端，漏端接到电阻R₄的一端；电阻R₄的一端接正电源，另一端接NMOS管M₂₀的漏端；电阻R_s的一端接NMOS管M₂₀的源端，另一端接地；电流源I_s的一端接正电源，另一端接NMOS管M₂₀的源端；运放A₁、A₂、A₃、A₄均采用误差放大器。

4.根据权利要求3所述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，误差放大器电路包括偏置电路、差分输入对电路和负载级放大电路；

所述偏置电路包括其正极连接到电源电压的电流源I_bias，电流源I_bias负极连接到NMOS晶体管Mb1的漏极；晶体管Mb1的漏极连接到电流源上，栅极连接到NMOS晶体管Mb4的栅极上，源极连接到NMOS晶体管Mb2的漏极；晶体管Mb2的漏极连接到晶体管Mb1的源级，栅极连接到晶体管Mb1的漏极上，源极连接到地；NMOS晶体管Mb3的漏极连接到晶体管Mb4的源极，栅极连接到晶体管Mb2的栅极，源极连接到地；NMOS晶体管Mb4的漏极连接到PMOS晶体管Mb5的漏极，栅极连接到NMOS晶体管Mb1的栅极，源极连接到NMOS晶体管Mb3的漏极；PMOS晶体管Mb5的漏极连接到NMOS晶体管Mb4的漏极，栅极连接到PMOS晶体管M27的栅极，源极连接到电源电压；NMOS晶体管Mb6的漏极连接到NMOS晶体管Mb7的源级，栅极连接到NMOS晶体管Mb2的栅极，源极连接到地；NMOS晶体管Mb7的漏极连接到PMOS晶体管Mb8的漏极，栅极连接到NMOS晶体管Mb4的栅极，源极连接到NMOS晶体管Mb6的漏极；PMOS晶体管Mb8的漏极连接到NMOS晶体管Mb7的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；PMOS晶体管Mb9的漏极连接到PMOS晶体管M21的源级，栅极连接PMOS晶体管Mb8的栅极，源极连接到电源电压。

5.根据权利要求4所述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，所述电阻反馈网络包括两个串联的反馈电阻Rf1和反馈电阻Rf2，电阻Rf1一端接LC滤波网络101的输出，另一端接电阻Rf2；电阻Rf2一段接电阻Rf1，另一端接地；差分对输入电路包括第一输入PMOS管M21、第二输入PMOS管M22；第一输入PMOS管M21的漏极连接到M25的漏极，栅极连接电阻反馈网络中反馈电阻Rf1和反馈电阻Rf2之间，源极连接晶体管Mb9的漏极；第二输入PMOS管M22的漏极连接到晶体管M26的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到晶体管Mb9的漏极。

6.根据权利要求5所述的一种高稳定性反激式DC-DC变换器，其特征在于，负载级放大电路的连接方式是，NMOS晶体管M25的漏极连接到PMOS晶体管M27的漏极，栅极连接NMOS晶体管Mb1的栅极，源极连接到NMOS晶体管M23的漏极；NMOS晶体管M26的漏极连接到PMOS晶体管M28的漏极，栅极连接到NMOS晶体管M25的栅极，源极连接到NMOS晶体管M24的漏极；NMOS晶体管M23的漏极连接到NMOS晶体管M25的源极，栅极连接到晶体管Mb2的栅极，源极连接到地；NMOS晶体管M24的漏极连接到NMOS晶体管M26的源极，栅极连接到NMOS晶体管M23的栅极，源极连接到地；PMOS晶体管M27的漏极连接到NMOS晶体管M25的漏极，栅极连接到PMOS晶体管Mb5的栅极，源极连接到PMOS晶体管M29的漏极；PMOS晶体管M28的漏极连接到NMOS晶体管M26的漏极，栅极连接到PMOS晶体管M27的栅极，源极连接到PMOS晶体管M30的漏极；PMOS晶体管M29的漏极连接到PMOS晶体管M27的源极，栅极连接到PMOS晶体管M27的漏极，源极连接到电源电压；PMOS晶体管M30的漏极连接到PMOS晶体管M28的源极，栅极连接到PMOS晶体管M29的栅极，源极连接到电源电压。