CN104935151A - 交换式电源转换器内建补偿电路系统 - Google Patents

Abstract

本发明主要涉及电源管理，更确切地说，是设计一种带有高精度运算放大器的用于电源管理的交换式电源转换器内建补偿电路系统。包括一个运算放大器，该运算放大器包括：一个差分输入级，用于比较两个输入电压信号INN、INP；一个缓冲器，将差分输入级的两个输出信号以源极跟随的方式转换输出；一个中间级差分模块，用于接收缓冲器输出的两个源极跟随信号之后产生。

Description

交换式电源转换器内建补偿电路系统

技术领域

本发明主要涉及电源管理，更确切地说，是设计一种带有高精度运算放大器的用于电源管理的交换式电源转换器内建补偿电路系统。

背景技术

在常规的电源管理系统中，交换式电源转换器通常是一个闭回路系统，一般结构至少包含一个电感L及输出电容C，这种LC回路中必定会产生双重极点（Pole），若没有把频率补偿好，则系统会不穏定，大部份的频率补偿都由运算放大器（OPA）来实现。如图1A所示为一个直流-直流降压转换器系统，通常的频率补偿方法有Type I、Type II与Type III型，关于DC-DC这三种类型的补偿网络，可以参见申请号为201310208472.1的中国专利申请。无论是使用那一种方式做频率补偿都需要大电容值才能使系统具有较佳的穏定状态，但是试图在硅衬底的集成电路（IC）内做一取值较大的大电容器是很难的，会占用大量的有效面积，此外，还有些专利或其他文献是在线路上做一些技巧使得电容器的电容值放大以达到频率补偿。

图1A是现有技术的一个简略的降压转换器系统，该系统中大体上包括主开关转换器和接在主开关转换器输出端的负载R，在控制器和主开关转换器之间耦合有一个控制器，控制主开关转换器的开关晶体管Q，开关晶体管Q的输入端接输入电压Vg（t），开关晶体管Q的输出端接电感，电感的另一端输出期望的输出电压，在电感的输出端还耦合有一个滤波电容C，有时候也选择在电感的输入端耦合一个二极管，起到续流的作用。开关晶体管Q的栅极受到控制器的输出开关信号的控制，选择开关状态，而控制器则根据由负载部分的反馈信号来判断输出开关信号的电位。具体而言，反馈电压V和预定的参考电压Vref进行对比，比较结果传送给补偿器，在补偿器的输出端产生补偿电压信号Vc（t），Vc（t）与时间的函数关系，在图1C中有所展示。控制器的脉冲宽度调制器接收Vc（t）信号并依据它而发送脉冲信号δ（t）给晶体管门极驱动器，晶体管门极驱动器输出的高低电平控制晶体管Q是否关断输入电压Vg（t）输出到开关转换器，脉冲信号δ（t）与时间的函数关系在图1B中有所展示。籍此来实现控制负载R两端的电压V（t）的取值。

图1D大体上示意出了电源转换器的传递函数关系，详细而言，系统在传递函数的关系中包含了以下函数关系式：

$T\left(s\right)=G_c\left(s\right)\left(\frac{1}{V_m}\right)G_{\mathrm{vd}}\left(s\right)H\left(s\right);$

$T\left(s\right)=\frac{G_c\left(s\right)H\left(s\right)}{V_M}\frac{V}{D}\frac{1}{1+\frac{s}{Q_0{\mathrm{\ω}}_0}+\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)\·\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}.$

另外，图1E还展示了双极点-双零点Type III型的频率补偿方法，参考电压Vref和反馈电压分别输入至比较器的正、负输入端，在比较器的负输入端和输出端之间连接有串接的电容C1、电阻R2，以及连接有一个电容C2，在反馈网络ZFB中，电容C1、电阻R2先串联后再作为一个整体与电容C2并联。在反馈网络ZIN中，在比较器的负输入端和输出端Vout之间连接有串接的电容C3、电阻R3，和连接有一个电阻R1，电容C3、电阻R3先串联后再作为一个整体与电阻R1并联。这种补偿网络中有以下函数关系，其中的零点极点结果尤其值得我们予以关注：

$A_{\mathrm{ea}}\left(s\right)=-\left[\frac{1}{{\mathrm{SR}}_1(C_2+C_1)}\right]\·\left[\frac{[S(R_1+R_3)C_3+1]({\mathrm{SR}}_2{C}_1+1)}{({\mathrm{SR}}_3{C}_3+1)[{\mathrm{SR}}_2\left(C_1\right|\left|C_2\right)+1]}\right];$

$F_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\πx}{R}_{2}x{C}_1};F_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\πx}(R_1+R_3)x{C}_3};$

$F_{p1}=\frac{1}{2\mathrm{\πx}{R}_{2}x\left(\frac{C_{1}x{C}_2}{C_1+C_2}\right)};F_{p2}=\frac{1}{2\mathrm{\πx}{R}_{3}x{C}_3}.$

一般在降压转换器（Buck Converter）中，开环回路频率响应会在产生两个极点（Pole），和在输出电容C及它的等效串联电阻ESR产生一个零点（Zero）。一般电解电容会在所产生零点会在所产生两个极点之后，一般的运算放大器会在低频时就产生一个极点，若此运算放大器若没在之前产生一个零点，则频率响应会有三个极点相邻，则系统会进入不穏定状态。

发明内容

在本发明的一种交换式电源转换器的内建补偿电路系统中，包括一个运算放大器，该运算放大器包括：一个差分输入级，用于比较两个输入电压信号INN、INP；一个缓冲器，将差分输入级的两个输出信号以源极跟随的方式转换输出；一个中间级差分模块，用于接收缓冲器输出的两个源极跟随信号之后产生单边差动输出信号；一个输出级，放大所述差动输出信号并在输出级输出端产生输出电压。

上述内建补偿电路系统，差分输入级包括P型差分晶体管对M11、M12，晶体管对M11、M12各自的栅极分别接收一对输入电压信号INN、INP。

上述内建补偿电路系统，缓冲器包括接收差分输入级的两个输出信号的N型晶体管M7、M10，完成差分输入级的两个输出信号的电平下降转移。

上述内建补偿电路系统，中间级差分模块包括P型晶体管对M8、M9，它们各自的栅极分别对应接收缓冲器输出的一组源极跟随信号。

上述内建补偿电路系统，包括一个连接在输出级输入端和输出端之间的RC网络，RC网络中一个电阻R2和一个电容C1串联。

上述内建补偿电路系统，包括一个反馈电阻R1，连接在中间级差分模块的差分晶体管对中一个晶体管的栅极和输出级的输出端之间。

上述内建补偿电路系统，中间级差分模块的差分晶体管对中栅极未连接电阻R1的一个晶体管上的输出信号耦合到输出级的一个放大晶体管的输入端上。

上述内建补偿电路系统，差分晶体管对M11、M12各自的漏极连接接地端，晶体管M11、M12各自的源极和电源电压之间对应分别连接有P型晶体管M3、M4，晶体管M3、M4均形成一个电流源IB的镜像电流，分别为晶体管M11、M12提供静态电流。

上述内建补偿电路系统，晶体管M7、M10各自的漏极连接电源电压，晶体管M7、M10各自的源极和接地端之间对应分别连接有N型晶体管M14、M15，晶体管M14、M15均形成一个电流源IB的镜像电流，分别为晶体管M7、M10提供静态电流。

上述内建补偿电路系统，中间级差分模块还包括一个P型的尾电流源晶体管M5，晶体管M5的源极连接到电源电压且漏极连接到晶体管M8、M9的源极，N型负载晶体管M16、M17分别对应连接在晶体管M8、M9和接地端之间。

一个实施例中，运算放大器的增益设定为40DB。一个实施例中，运算放大器的极点频率是振荡频率Fosc的1/5至1/2。

上述内建补偿电路系统，所述运算放大器产生的一个极点在一LC电路的输出电容C和该电容C的一个等效串联电阻ESR所产生的零点之后，并在交换式电源转换器的振荡频率Fosc之前；其中，LC电路的输出负载电压Vload或者输出负载电压Vload的一个分压作为输入电压信号INN反馈耦合到运算放大器的反向输入端。

上述内建补偿电路系统，其特征在于，所述输出电容C产生高频零点时，以负载电压Vload的一个分压作为输入电压信号INN反馈耦合到运算放大器的反向输入端，并在分压器的用于采样分压的一个分压电阻上并联一个电容，籍此增加一个零点来稳定交换式电源转换器。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1A～1D是常规电源转换器的结构及传递函数关系；

图1E是双极点-双零点Type III型的频率补偿方法；

图2A是本发明放大器的电路图；

图2B是转换器开环回路的频率响应示意图；

图2C是运算放大器的频率响应示意图；

图2D是降压型转换器闭环回路的频率响应示意图。

图3是采用分压作为反馈电压时在分压电阻上并联一个电阻。

具体实施方式

在图2A所示的运算放大器的实施例中，在一个电流源模块100中，包括提供的理想偏置电流源IB，流经电流源模块100的一个P-型晶体管M1，晶体管M1的漏极接到栅极，体现出MOS二极管结构，电流源模块100中还包括串联连接在一起的一个P-型晶体管M2和一个N-型晶体管M13，晶体管M1、M2的源极都连接到电源电压，但MOS二极管结构的晶体管M13的源极连接到接地端GND。晶体管M2的漏极连接到晶体管M13的漏极，流过晶体管M2、M13的电流完全相同，而晶体管M2的栅极连接到晶体管M1构成电流镜结构，将偏置电流IB镜像到晶体管M1。电流源模块100为其他模块或单元提供镜像电流的模式在后续内容将会详细介绍。

在差分输入级101中，包括作为输入对管的P型差分晶体管对M11、M12，它们的漏极都接地，还包括了提供偏置电流的P型晶体管M3、M4，它们的源极都接到电源电压，晶体管M11、M12各自的源极分别对应连接在晶体管M3、M4各自的漏极上。晶体管M3的栅极连接到晶体管M1的栅极，产生电流源IB的镜像电流，为晶体管M11提供静态电流，因为流经晶体管M11和晶体管M3的电流相等。类似的，晶体管M4的栅极也连接到晶体管M1的栅极，产生电流源IB的镜像电流，为晶体管M12提供静态电流，流经晶体管M4和晶体管M12的电流相等。在差分信号中，一个输入电压信号INN传输给晶体管M11的栅极，晶体管M11的栅极可以作为放大器反向输入端，一个输入电压信号INP传输给晶体管M12的栅极，晶体管M12的栅极可以作为放大器正向输入端。因此，针对后续降压转换器的LC滤波电路输出在负载上的负载电压Vload，反馈给放大器的反馈电压可以直接是LC电路输出的负载电压Vload，或是由分压器产生Vload的一个分压，反馈电压和提供的一个预定的参考电压Vref，分别被输入给晶体管M11的栅极和晶体管M12的栅极，后续内容会进一步解释。

差分输入级101比较两个输入电压信号INN、INP，并在晶体管M11的源极节点产生一个差分输入级101的输出信号，和在晶体管M12的源极节点产生一个差分输入级101的另一个输出信号，实现双边输出。

如图2A，在缓冲器102中，晶体管M7、M10可以称之为源极跟随器，将差分输入级101的两个输出信号以源极跟随的方式转换输出，主要是起到将晶体管M11、M12各自的源极输出信号进行电平移位的作用，缓冲器102的增益一般是小于或等于1。缓冲器102中还包括N型晶体管M14、M15。具体而言，N-型晶体管M7的栅极连接到晶体管M11的源极节点，N-型晶体管M10的栅极连接到晶体管M12的源极节点，晶体管M7、M10各自的漏极接到电源电压，晶体管M7的源极连接晶体管M14的漏极，晶体管M10的源极连接晶体管M15的漏极，晶体管M14、M15的源极都接到接地端。晶体管M14、M15的栅极都连接到晶体管M13的栅极，将偏置电流IB镜像到晶体管M14，从而晶体管M14为晶体管M7提供电流，和将偏置电流IB镜像到晶体管M15，从而晶体管M15为晶体管M10提供电流。

在缓冲器102中，晶体管M7将晶体管M11的源极节点产生的差分输入级101的一个输出信号的电压值略微降低一些，实现电平移位，在晶体管M7的源极端产生一个源极跟随信号。类似的，晶体管M10将晶体管M12的源极节点产生的差分输入级101的另一个输出信号的电压值也略微降低一些，在晶体管M10的源极端产生一个源极跟随信号。该等源极跟随信号进一步为中间级差分模块103提供差分信号。

如图2A所示，中间级差分模块103包括P型晶体管对M8、M9，它们作为信号输入对管，还包括一个P型的尾电流源晶体管M5，其中流过晶体管M8的电流加上流过晶体管M9的电流就等于晶体管M5的总电流。晶体管M5的源极连接到电源电压，其漏极同时连接到晶体管M8、M9的源极。N型负载晶体管M16连接在晶体管M8的漏极和接地端之间，晶体管M16为MOS二极管结构，其源极接地，而漏极接晶体管M8的漏极。N型负载晶体管M17连接在晶体管M9的漏极和接地端之间，其源极接地，而漏极接晶体管M9的漏极。晶体管M5的总电流也取决于晶体管M1的电流，因为晶体管M5的栅极也耦合到晶体管M1的栅极，这样便可产生晶体管M1的镜像电流，为晶体管对M8、M9提供偏置电流。

中间级差分模块103的输入对管接收缓冲器102输出的两个源极跟随信号之后产生单边差动输出信号。详细而言，晶体管M8的栅极连接到晶体管M7的源极，接收晶体管M7的源极产生的源极跟随信号，而晶体管M9的栅极连接到晶体管M10的源极，接收晶体管M10的源极产生的源极跟随信号，晶体管对M8、M9的一组输入信号作为中间级差分模块103的差动输入信号。在晶体管M9的漏极节点，也是晶体管M9和晶体管M17之间的连接节点处产生中间级差分模块103的单边差动输出信号。

如图2A所示，运算放大器还包括一个输出级104，包括一个N型的放大晶体管M18和一个连接在电源电压和晶体管M18之间的P型负载晶体管M6。晶体管M6的栅极连接到晶体管M1的栅极，产生镜像电流，为晶体管M18提供电流。晶体管M6的源极接到电源电压而漏极接到晶体管M18的漏极，晶体管M18的源极则接连接到接地端GND，在晶体管M18的漏极端也就是输出级104的输出端，即晶体管M18和晶体管M6之间的连接节点处，产生放大器输出电压Vout，这也是整个运算放大器的输出。

值得注意的是，一个额外的反馈电阻R1连接在晶体管M8的栅极端和输出级104的输出端之间，有时候也认为反馈电阻R1产生了电流负反馈的反馈效应。此外，在放大晶体管M18的栅极和漏极端之间，连接了一个RC网络，串联在一起的电阻R2和电容C1连接在晶体管M18的栅极和漏极端之间，RC网络在输出级104的输入端和输出端之间，既有前馈又有反馈。图2的运算放大器补偿电路，引入输出负载电压Vload或其分压至运算放大器的反向输入端，参考电压Vref连接放大器正向输入端，作为负反馈，在闭环回路中，为LC电路的双极点提供补偿，其较佳的频率响应，可以为LC电路提供有效的极点抵消和零点补偿。以本发明的方式，运算放大器产生的极点，被设置在LC电路中电容C及电容C的等效串联电阻ESR产生的零点之后。

如图1A所示的交换式电源转换器，包含了LC滤波电路，电源转换器产生的用于负载的电压Vload输出在电感L和输出电容C间的转换器输出节点处。交换式电源转换器通常有很多技术是公知常识，本发明并未一一列举，但具体而言，各种已知技术的直流/直流降压转换器都适用于本发明的降压型转换器（Buck Converter）系统和提供的放大器，例如大体上也包括有一个控制器，例如图3（仅仅作为示范，不构成限制），来控制开关晶体管Q，开关晶体管Q的输入端接输入电压，开关晶体管Q的输出端耦合到电感L的输入端，电感另一端的输出节点输出期望的负载电压Vload，在电感输出节点和接地端GND之间连接有输出电容C。开关晶体管Q的栅极受到门极驱动器的输出开关信号的控制，来选择开关状态，脉冲宽度调制器输出的脉冲信号则输出给驱动器并控制驱动器的输出电平的高低级别。反馈电压Vf和预定的参考电压Vref分别输入给运算放大器反向、正向输入端进行对比，比较结果即误差输出信号传送给脉冲宽度调制器，与提供给输入给脉冲宽度调制器的斜坡信号RAMP进行比较产生脉冲输出。电感L输入端和接地端间的二极管起续流作用，阳极接地阴极耦合到电感。

通常，输出负载电压Vload的LC电路如果未经补偿，容易导致-180°相移且导致环路不稳定，引发负载电压Vload振荡，一般认为LC电路具有两个与其相关联的极点，每一个极点与元件相关联，本发明的提出，正是基于有必要在反馈回路中提供频率补偿，以补偿LC电路中引入的两个极点效应。

降压转换器（Buck converter）之开回路频率响应会在产生两个极点及在输出电容C及它的ESR产生一个零点，一般电解电容所产生零点会在所产生两个极点之后，一般的运算放大器会在低频时就产生一极点，若此操纵放大器若没在之前产生一零点，则频率响应会有三个极点相邻，则系统会不穏定。在图2A的电路中，也被应用在包含了LC滤波电路的电源转换器之中，运算放大器产生的一个极点也就是-3DB设置在例如图1A的输出电容C及它的等效串联电阻ESR产生的零点之后，并且在电源转换器整个系统振荡频率（Fosc）之前，运算放大器的增益（Av）大致为40DB左右。一般而言，增益越小越系统越是稳定，但是输出的电压（Vout）越不精准而且线性调节（Lineregulation）性能也越差。依本发明的一个实施例中，假设反馈电压（Vfb）为1V，振荡频率的峰对峰值（Vpp）为1V，Vpp/Av=10m，此时（10m/Vfb）×100%=1%，很明显输出电压及线性调节都可以得到1%以下的误差。图2B显示了系统开环状态下的频率相应，展示了频率（HZ）和增益（DB），及与相位（°）的关系，图中GAIN和PHASE的曲线大体描述了这一关系。图2C是运算放大器的频率响应示意图，而图2D是降压型转换器闭环回路的频率相应示意图。

本发明是利用LC电路中输出电容C与它的ESR所产生的零点（Zero）抵销由LC电路所产生之双重极点（Pole）达到在增益为0DB时，其斜率约为-20DB/10倍，其向量裕度（Phase Margin）大于0°，使得电源转换器系统穏定。若使用多层陶瓷电容器（MLCC）作为输出电容C，因MLCC的等效串联电阻ESR的值通常是电解电容的1/100以下，由此MLCC所产生之零点（Zero）将在高频并且远大于LC电路所产生之双重极点，故需如图3所示采用分压器来产生一个输出负载电压Vload的分压，图3的LC电路中，电感L的输入端接收输入电压，输出电容C连接在电感L的输出端和接地端GND之间，分压器的分压电阻Rd1、Rd1串联在电感L的输出端（即产生负载电压Vload的节点）和接地端GND之间，输出的负载电压Vload为负载如Rload提供稳定电压。在分压电阻Rd1和分压电阻Rd1中间的耦合节点采样分压，采样值等于分压电阻Rd1上的分压值，这个分压输入给运算放大器的反向输入端，可以利用一个电容Czero并联在分压电阻Rd2两端，以增加一零点以达成电源转换器的系统穏定，尤其是输出电容C的等效串联电阻ESR比较小的情况下。

在本发明的电源转换器的电路中，用以可控制输出电力至一负载，该电路的运算放大器反馈补偿至少包含：运算放大器所产生之极点也就是-3DB设计在由输出电容C及它的ESR所产生的零点之后及在系统振荡频率（Fosc）之前。在一个实施例中，运算放大器的增益设计（Av）在40DB左右。在一个实施例中，直流/直流电源转换器电路的运算放大器的极点位置最好的位置是在1/5～1/2倍的振荡频率（Fosc）。在一个实施例中，直流/直流电源转换器电路的运算放大器增益（Av）越小越穏定，但输出的电压（Vout）越不精准及线调节（Line Regulation）也越差，故可对此运算放大器的参考电压（ReferenceVoltage）作一些补偿。在一些实施例中，直流/直流电源转换器电路运算放大器之增益可以是电导放大器，其Av=Gm x Ro。在一些实施例中，直流/直流电源转换器电路，其中输出电容C可使用多层陶瓷电容器（MLCC），其ESR之值通常很小，譬如小于或等于10uF/5mΩ，由此产生的零点（Zero）会在高频，而且距离由1/（2πLC）产生两个极点己超过100倍，故需在反馈分压电阻Rd2并联一个电容Czero，以增加一个零点以达成电源转换器的系统穏定。在一个实施例中，直流/直流电源转换器的放大器电路，可以适用降压转换器（Buck），升压转换器（Boost），反向放大器电路（Inverting），升降压转换器（Buck-Boost），斩波电路（Cuk），单端初级电感变换器Sepic（Single-EndedPrimary Inductance Converter）电路，瑞泰（Zeta）变换电路，驰返式电路（Flyback）或顺向式转换器电路（forward）等。

以上，通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (14)

1.一种交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，包括一个运算放大器，该运算放大器包括：

一差分输入级，用于比较两个输入电压信号INN、INP；

一缓冲器，将差分输入级的两个输出信号以源极跟随的方式转换输出；

一中间级差分模块，用于接收缓冲器输出的两个源极跟随信号之后产生单边差动输出信号；

一输出级，放大所述差动输出信号并在输出级输出端产生输出电压。

2.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，差分输入级包括P型差分晶体管对M11、M12，晶体管对M11、M12各自的栅极分别接收一对输入电压信号INN、INP。

3.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，缓冲器包括接收差分输入级的两个输出信号的N型晶体管M7、M10，完成差分输入级的两个输出信号的电平下降转移。

4.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，中间级差分模块包括P型晶体管对M8、M9，它们各自的栅极分别对应接收缓冲器输出的一组源极跟随信号。

5.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，包括一个连接在输出级输入端和输出端之间的RC网络，RC网络中一个电阻R2和一个电容C1串联。

6.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，包括一个反馈电阻R1，连接在中间级差分模块的差分晶体管对中一个晶体管的栅极和输出级的输出端之间。

7.如权利要求6所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，中间级差分模块的差分晶体管对中栅极未连接电阻R1的一个晶体管上的输出信号耦合到输出级的一个放大晶体管的输入端上。

8.如权利要求2所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，差分晶体管对M11、M12各自的漏极连接接地端，晶体管M11、M12各自的源极和电源电压之间对应分别连接有P型晶体管M3、M4，晶体管M3、M4均形成一个电流源IB的镜像电流，分别为晶体管M11、M12提供静态电流。

9.如权利要求3所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，晶体管M7、M10各自的漏极连接电源电压，晶体管M7、M10各自的源极和接地端之间对应分别连接有N型晶体管M14、M15，晶体管M14、M15均形成一个电流源IB的镜像电流，分别为晶体管M7、M10提供静态电流。

10.如权利要求4所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，中间级差分模块还包括一个P型的尾电流源晶体管M5，晶体管M5的源极连接到电源电压且漏极连接到晶体管M8、M9的源极，N型负载晶体管M16、M17分别对应连接在晶体管M8、M9和接地端之间。

11.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，所述运算放大器的增益设定为40DB。

12.如权利要求1所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，所述运算放大器产生的一个极点在一LC电路的输出电容C和该电容C的一个等效串联电阻ESR所产生的零点之后，并在交换式电源转换器的振荡频率Fosc之前；

其中，LC电路的输出负载电压Vload或者输出负载电压Vload的一个分压作为输入电压信号INN反馈耦合到运算放大器的反向输入端。

13.如权利要求12所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，所述运算放大器的极点频率是振荡频率Fosc的1/5至1/2。

14.如权利要求12所述的交换式电源转换器的内建补偿电路系统，其特征在于，所述输出电容C产生高频零点时，以负载电压Vload的一个分压作为输入电压信号INN反馈耦合到运算放大器的反向输入端，并在分压器的用于采样分压的一个分压电阻上并联一个电容，籍此增加一个零点来稳定交换式电源转换器。