JP5746560B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
交流(以下「AC」という。)電源1には、入力部2が接続されている。入力部2は、AC電源1から入力されたAC電圧及びAC電流を全波整流した電圧Vi及び電流Iiを、スイッチング電源装置3へ出力する回路である。スイッチング電源装置3は、PFC3aとLLC3bとを備え、電圧Vi及び電流Iiを入力し、負荷4に直流(以下「DC」という。)電圧Vo及びDC電流Ioを出力するものである。
(a) LLCの負荷が軽負荷状態でないときには、第1のDC電圧を所定値に保つようにしたので、負荷が動的に変化した場合にも、安定なDC電力を負荷に供給できる。
図1は、本発明の実施例1におけるスイッチング電源装置の概略の構成を示すブロック図である。
PFC30において、AC電力を入力する一方の入力端子30aは、インダクタ32を介して整流用ダイオード33のアノードに接続されている。インダクタ32と整流用ダイオード33のアノードとの接続点と、他方の入力端子30bとの間には、パワーMOSトランジスタ34のドレイン・ソースが接続されている。整流用ダイオード33のカソード側には、コンデンサ(例えば、電解コンデンサ)35の正極側が接続されている。電解コンデンサ35の負極側は、負荷状態検出用の抵抗51を介して、他方の入力端子側30bに接続されている。NMOS型のパワーMOSトランジスタ34のゲートには、PFC制御回路31の出力信号が入力されている。コンデンサ35の正極側からDC電圧Vpfc及びDC電流Ipfcを出力し、LLC40の2つの入力端子40a,40bへ与える。
図1において、AC電源10から入力されたAC電力は、入力部11内の図示しないダイオードブリッジにより全波整流され、電圧Vi及び電流Iiをスイッチング電源装置20内のPFC30へ出力する。PFC30は、指令信号に基づき、電圧Viと電流Iiの位相が一致するようにスイッチング制御して力率を改善し、所定の第1の直流電圧Vpfc、及び第1の直流電流Ipfcを、LLC40へ出力する。LLC40は、出力側に負荷21が接続され、この負荷21が軽くなるとスイッチング周波数fswを高くするスイッチング信号により、DC電圧Vpfc及びDC電流Ipfcをスイッチングし、スイッチングされたDC電圧Vpfc及びDC電流Ipfcを直列共振により昇圧させた後、整流して第2のDC電圧Vo及び第2のDC電流Ioを負荷21へ出力する。
所定の波高値に調整された鋸歯状の波形の電圧及び電流は、整流用ダイオード33と電解コンデンサ35により平滑化され、図4−3に示すようなDC電流Ipfc及びDC電圧Vpfcが出力される。
図5は、図3のLLC40の負荷状態とスイッチング周波数fswの関係を示す特性図である。
fswmax=1/2π√(Lr・Cr)
fswmin=1/2π√[(Lr+Ls)・Cr]
となる。
通常動作範囲は、図5の(a)の範囲であり、スイッチング周波数fswが、fswmin〜fswmaxの範囲である。この範囲では、スイッチング周波数fswを高すると、LLC40の入出力の変換ゲインGain(Vo/Vpfc)の値が連続的に減少する。そのため、スイッチング周波数を高くすることで、DC電圧Voを下げる制御ができる。スイッチング周波数が、fsw=fswmaxのとき、変換ゲインGain=1となる。fswmaxがスイッチング周波数の上限値となる。
重負荷動作範囲は、図5の(b)の範囲であり、スイッチング周波数fswが、0〜fswminの範囲である。この範囲では、パワーMOSトランジスタ42,43から見た負荷21が誘導性負荷とならないため、電圧共振ではなくて電流共振となる。スイッチング周波数fswが低い周波数の場合は、パワーMOSトランジスタ42に電流が流れているとき、パワーMOSトランジスタ43がオンしてしまうため、パワーMOSトランジスタ42のリカバリ(逆回復)時間の間、短絡電流が流れる。パワーMOSトランジスタ42のリカバリ時間はかなり遅いため、雑音と損失が発生する。逆に、パワーMOSトランジスタ43に電流が流れているとき、パワーMOSトランジスタ42がオンしてしまうため、パワーMOSトランジスタ43のリカバリ(逆回復)時間の間、短絡電流が流れ、雑音と損失が発生する。LLC40のスイッチング周波数がこの範囲に入ってしまうと、急激に温度が上昇して破損等につながる。LLC制御回路41は、この範囲に入らないように、スイッチング周波数fswを制御する。
軽負荷動作範囲は、図5の(c)の範囲であり、スイッチング周波数fswが、fswmax以上の範囲である。この範囲では、LLC40の入出力の変換ゲインGainが1以下となる。スイッチング周波数fswをこの範囲で更に上昇させても、DC電圧Voをほとんど下げることができず、スイッチング周波数fswによるDC電圧Voの制御が不能となる。
図6(a),(b)は、スイッチング電源装置20,3における軽負荷時の制御の内容を説明するための特性図であり、同図(a)は実施例1における負荷状態に対するDC電圧Vpfcとスイッチング周波数fswの関係を示す特性図、及び同図(b)は従来例における負荷状態に対するDC電圧Vpfcとスイッチング周波数fswの関係を示す特性図である。
S50=Ipfc・R51
となる。軽負荷判定部60を構成する比較器61は、基準電圧Vaと負荷状態検出値S50とを比較し、負荷状態検出値S50が基準電圧Va以下のとき、軽負荷であると判定し、軽負荷判定信号S60を、分圧回路71内のMOSトランジスタ71dのゲートへ出力する。MOSトランジスタ71dは、ゲートに軽負荷判定信号S60が入力されると、オフ状態となる。分圧回路71は、軽負荷判定信号S60が入力されると、MOSトランジスタ71dがオフ状態となるため、抵抗71cが切り離される。この時、DC電圧Vpfcを抵抗71aと抵抗71bとで分圧した分圧電圧を、抵抗71aと抵抗71bとの接続点から誤差増幅器72の一方の入力端子へ出力する。誤差増幅器72は、この分圧電圧と他方の入力端子に入力される基準電圧Vdとの差が零になるような指令信号S70を、PFC30内のPFC制御回路31へ出力する。
軽負荷でないときの分圧電圧={(R2//R3)/[R1+(R2//R3)]}・Vpfc
軽負荷時の分圧電圧=[R2/(R1+R2)]・Vpfc
となる。誤差増幅器72は、この分圧電圧と基準電圧Vdとの差が零になるよう制御されるので、軽負荷でないときは、
Vd={(R2//R3)/[R1+(R2//R3)]}・Vpfc
となるように、DC電圧Vpfcが制御され、結果として、DC電圧Vpfcは、
Vpfc={[R1+(R2//R3)]/(R2//R3)}・Vd
となる。一方、軽負荷時には、
Vd=[R2/(R1+R2)]・Vpfc
となるように、DC電圧Vpfcが制御され、結果として、DC電圧Vpfcは、
Vpfc=[(R1+R2)/R2]・Vd
となる。[(R1+R2)/R2]・Vdの値は、
{[R1+(R2//R3)]/(R2//R3)}・Vd
の値より所定値低い値であるので、軽負荷時には、軽負荷でないときに較べDC電圧Vpfcの電圧を所定値低下させることになる。軽負荷時に、DC電圧Vpfcの電圧を所定値低下させることにより、スイッチング周波数の上昇が抑制され、図6(a)に示すように、スイッチング周波数fswが上限周波数fswmaxを超えない。
この図7では、軽負荷状態検出値S50と基準電圧Vaの関係、軽負荷以外と軽負荷時における軽負荷判定信号S60の有無、MOSトランジスタ71dの導通状態、及びDC電圧Vpfcの関係を示している。
Va<S50
であり、軽負荷判定信号S60は出力されず、MOSトランジスタ71dはオン状態である。そのため、DC電圧Vpfcの値は、
Vpfc={[R1+(R2//R3)]/(R2//R3)}・Vd
となる。
S50≦Va
であり、軽負荷判定信号S60が出力され、MOSトランジスタ71dはオフ状態である。従って、DC電圧Vpfcの値は、
Vpfc=[(R1+R2)/R2]・Vd
となる。
本実施例1によれば、基準電圧Vaと検出した負荷状態検出値S50とを比較し、負荷状態検出値S50が基準電圧Va以下であるとき、軽負荷であると判定し、DC電圧Vpfcを所定値低下させている。そのため、トランス46を大きくすることなく、軽負荷軽負荷時のスイッチング周波数fswの上昇を抑えることができ、軽負荷時の電気的特性を保証できるスイッチング電源装置を小型・軽量で実現することができる。
図8は、本発明の実施例2におけるスイッチング電源装置の構成例を示す回路図であり、実施例1を示す図3中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
比較器61は、基準電圧Vbと負荷状態検出値S50Aを比較し、負荷状態検出値S50Aが基準電圧Vbより大きいときは論理レベルLの信号を出力し、負荷状態検出値S50Aが基準電圧Vb以下のとき論理レベルHの信号を出力する。
本実施例2によれば、実施例1の効果と同様に、トランス46を大きくすることなく、軽負荷時のスイッチング周波数fswの上昇を抑えることができる。そのため、トランス46を大きくする必要がなく、軽負荷時の電気的特性を保証できるスイッチング電源装置を小型・軽量で実現することができる。
図9は、本発明の実施例3におけるスイッチング電源装置の構成例を示す回路図であり、実施例1を示す図3中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
比較器61は、基準電圧Vbと負荷状態検出値S50Aを比較し、負荷状態検出値S50Bが基準電圧Vcより大きいときは論理レベルLの信号を出力し、負荷状態検出値S50Bが基準電圧Vc以下のとき論理レベルHの信号を出力する。
本実施例3によれば、実施例1の効果と同様に、トランス46を大きくすることなく軽負荷時のスイッチング周波数fswの上昇を抑えることができるので、トランス46を大きくする必要がない。これにより、軽負荷時の電気的特性を保証できるスイッチング電源装置を小型・軽量で実現することができる。
本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次の(1)〜(4)のようなものがある。
2,11 入力部
3,20,20A,20B スイッチング電源装置
4,21 負荷
3a,30 PFC
31 PFC制御回路
32,45 インダクタ
33,47,48 整流用ダイオード
3b,40 LLC
41 LLC制御回路
34,42,43 NMOS型のパワーMOSトランジスタ
35 コンデンサ(例えば、電解コンデンサ)
44,47a,48a コンデンサ
50,50A,50B 負荷状態検出部
51〜54,62,71a〜71c 抵抗
60,60A,60B 軽負荷判定部
63 発光ダイオード
70 軽負荷制御部
71d MOSトランジスタ
72 誤差増幅器
73 フォトトランジスタ
Claims (5)
- 交流電力を入力し、指令信号に基づき、前記交流電力における電流と電圧の位相が一致するようにスイッチング制御して力率を改善し、所定の第1の直流電圧、及び第1の直流電流を出力する力率改善回路と、
出力側に負荷が接続された直列共振コンバータであって、前記負荷が軽くなるとスイッチング周波数が高くなるスイッチング信号により、前記第1の直流電圧及び前記第1の直流電流をスイッチングし、スイッチングされた前記第1の直流電圧及び前記第1の直流電流を直列共振により昇圧させた後、整流して第2の直流電圧及び第2の直流電流を出力する前記直列共振コンバータと、
前記負荷の状態を示す負荷状態検出値を出力する負荷状態検出部と、
前記負荷状態検出値が閾値以下となり、前記スイッチング周波数が上限値に近づいたときに軽負荷であると判定する軽負荷判定部と、
前記軽負荷判定部の判定結果が軽負荷のときには、前記第1の直流電圧を所定値低下させる制御を行う軽負荷制御部と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記負荷状態検出部は、前記第1の直流電流に基づいて前記負荷状態検出値を出力し、
前記軽負荷判定部は、前記負荷状態検出値が、前記閾値としての第1の閾値電圧以下になったときに前記軽負荷であると判定することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷状態検出部は、前記第2の直流電流に基づいて前記負荷状態検出値を出力し、
前記軽負荷判定部は、前記負荷状態検出値が、前記閾値としての第2の閾値電圧以下になったときに前記軽負荷であると判定することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 前記負荷状態検出部は、前記第2の直流電圧に基づいて前記負荷状態検出値を出力し、
前記軽負荷判定部は、前記負荷状態検出値が、前記閾値としての第3の閾値電圧以下になったときに前記軽負荷であると判定することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 前記軽負荷制御部は、
前記第1の直流電圧を所定の分圧比で分圧し、前記判定結果が前記軽負荷のときには、前記分圧比を変化させた分圧電圧を出力する分圧回路と、
基準電圧と前記分圧電圧とを入力し、前記基準電圧と前記分圧電圧との差が零になるような前記指令信号を前記力率改善回路へ出力する誤差増幅器と、
を有することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
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