CN102916593B - 功率转换器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及功率转换器电路。一种功率转换器包括带有输入端子和输出端子的DC/AC转换器。一种DC/DC转换器包括用于接收DC输入电压的输入端子和用于提供DC输出电压的输出端子。输出端子被耦合到DC/AC转换器的输入端子。DC/DC转换器还包括被配置为控制依赖于基准信号的DC/DC转换器的输出电流的控制电路。基准信号具有依赖于AC输出电压的频率的频率。

Description

功率转换器电路
技术领域
本发明涉及一种功率转换器电路，特别地涉及一种带有AC/DC转换器和DC/DC转换器或者带有DC/DC转换器和DC/AC转换器的功率转换器电路。
背景技术
带有AC/DC转换器和DC/DC转换器的功率转换器电路能够被配置为接收AC输入电压并且向负载提供DC输出电压。很多电子装置，诸如计算机、电视机等或者必须被充电的蓄电池，要求DC电压作为输入电压，而可从电力网获得的电源电压是AC电压。在这些情形中，要求将AC输入电压转换成DC输出电压的AC/DC转换。特别地在其中负载的功耗高于几十W的那些情形中，除了功率转换，还要求功率因数校正。功率因数校正用于最小化无功功率并且最大化从电网获取的有功功率。
提供功率因数校正的功率转换器电路包括功率因数校正器（PFC）和被耦合到PFC的DC/DC转换器。PFC用作AC/DC转换器并且通常是从AC输入电压产生高于AC输入电压的幅值（峰值）的DC电压的升压转换器。DC/DC转换器将由PFC提供的DC电压转换成被供应到负载电压的DC输出电压。PFC的输入电压和输入电流具有正弦波形。当PFC的功率因数接近1，诸如在0.97和1之间时，输入电压和输入电流是几乎同相的，从而PFC的输入功率具有引起PFC输出电压的纹波的正弦平方（sin2）波形。为了减小那些纹波的幅值，在PFC的输出端子之间连接了还被称作DC链电容器的电容器。
DC链电容器可以具有多达几个mF（毫法）的电容并且通常作为电解电容器实现。然而，电解电容器具有相对短的寿命、具有高泄漏电流，并且是昂贵的。
带有DC/DC转换器和DC/AC转换器的功率转换器能够被配置为从电压源诸如太阳能电池板、蓄电池等接收DC输入电压并且产生可以被供应到电力网的AC输出电压。在那些应用中，通常作为产生高于所期AC输出电压的峰值电压的DC输出电压的升压转换器实现DC/DC转换器。DC/AC转换器（逆变器）将DC/DC转换器的DC输出电压转换成AC输出电压。DC/AC转换器的输出电压和输出电流具有正弦波形。当输出电压和输出电流是同相的时，DC/AC转换器的输出功率具有正弦平方（sin2）波形，而在DC/DC转换器的给定输入功率下，它从DC/DC转换器接收的输入功率是恒定的。为了减小可以不利地影响DC/DC转换器的功能的、DC/AC转换器的DC输入电压的纹波，在DC/AC转换器的输入端子之间连接了电容器。
这个电容器可以具有多达几个mF（毫法）的电容并且通常作为电解电容器实现。然而，电解电容器具有相对短的寿命，具有高泄漏电流，并且是昂贵的。
因此，需要提供一种带有DC/DC转换器和DC/AC转换器的功率转换器电路，其中能够减小在DC/AC转换器的输入端子之间连接的电容器的尺寸而不降低功率转换效率。
发明内容
第一实施例涉及一种包括带有DC/DC转换器和DC/AC转换器的功率转换器的功率转换电路。DC/DC转换器包括用于接收DC输入电压的输入端子和用于提供DC输出电压的输出端子。DC/AC转换器包括被耦合到DC/DC转换器的输出端子的输入端子和用于提供AC输出电压的输出端子。DC/DC转换器进一步包括被配置为控制依赖于基准信号的DC/DC转换器的输出电流的控制电路，该基准信号具有依赖于AC输出电压的频率的频率。
第二实施例涉及一种功率转换器。该功率转换器包括第一端子、第二端子和第三端子。DC/DC转换器被连接在第一端子和第三端子之间，并且逆变器被连接在第三端子和第二端子之间。第一控制电路被配置为控制DC/DC转换器的操作，并且第二控制电路被配置为控制逆变器的操作。功率转换器被配置为操作在其中从在第一端子处的DC电压在第二端子处提供AC电压的DC/AC模式中或者在其中从在第二端子处的AC电压在第一端子处提供DC电压的AC/DC模式中。在DC/AC模式中的第一控制电路被配置为操作DC/DC转换器从而由DC/DC转换器提供给逆变器的电流依赖于基准信号，该基准信号具有依赖于在第二端子处的AC电压的频率的频率。在AC/DC模式中，第一控制电路被配置为操作DC/DC转换器从而由DC/DC转换器从逆变器接收的电流依赖于基准信号，该基准信号具有依赖于在第二端子处的AC电压的频率的频率。
附图说明
现在将参考附图解释本发明的实施例。应该指出，这些实施例用于示意基本原理，从而仅仅示意了对于理解基本原理而言有必要的那些特征。附图未按照比例。此外，在全部的附图中类似的参考字符表示类似的特征。
图1概略地示意包括功率因数校正器（PFC）和被耦合到PFC的DC/DC转换器的AC/DC转换器的实施例；
图2示意PFC的实施例；
图3示意具有降压转换器拓扑的DC/DC转换器的实施例；
图4示意图3的DC/DC转换器，其中详细示意了开关元件的控制电路；
图5示出示意图4的控制电路的操作原理的时序图；
图6示意具有降压转换器拓扑的DC/DC转换器的进一步的实施例；
图7概略地示意包括DC/DC转换器和被耦合到DC/DC转换器的逆变器的DC/AC转换器的实施例；
图8示意逆变器的实施例；
图9，包括图9A和图9B，示意在逆变器中实现的电子开关的实施例；
图10示意具有升压转换器拓扑的DC/DC转换器的实施例；
图11示意图10的DC/DC转换器，其中详细示意了开关元件的控制电路；并且
图12示意双向转换器的实施例。
具体实施方式
图1概略地示意AC/DC转换器的实施例。该转换器包括功率因数校正器（PFC）20，该功率因数校正器具有用于接收AC输入电压Vin1的输入端子11、12和用于提供第一输出电压Vout1的输出端子13、14。DC/DC转换器40被耦合到PFC 20从而DC/DC转换器40接收第一输出电压Vout1作为输入电压。DC/DC转换器40的输入端子对应于PFC的输出端子13、14。DC/DC转换器40被配置为从PFC 20的第一输出电压Vout1产生第二输出电压Vout2。第二输出电压Vout2是DC电压并且可在DC/DC转换器40的输出端子15、16处获得。第二输出电压Vout2可以被用于供应负载Z（在图1中用虚线示意）。
电容性元件30诸如电容器被连接在PFC 20的输出端子13、14之间。然而，利用DC/DC转换器40的具体操作原理，如与传统的AC/DC转换器相比，这个电容性元件30的电容能够是相对小的。根据一个实施例，PFC 20的输出电容器30的电容仅仅近似在传统AC/DC转换器的输出电容器的电容的0.001（10-3）倍和0.01（10-2）倍之间。
能够类似传统PFC地实现PFC 20。只是为了示意的意图，在图2中更加详细地示意了PFC 20的实施例。参考图2，PFC 20可以包括被连接到输入端子11、12的整流器布置21，诸如桥式整流器。整流器布置21接收输入电压Vin1并且被配置为从输入电压Vin1产生整流输入电压Vin1'。当例如输入电压Vin1具有正弦波形时，整流输入电压Vin1'具有对应于正弦波的绝对值的波形。PFC 20进一步具有接收整流输入电压Vin1'并且产生第一输出电压Vout1的升压转换器级。升压转换器级包括带有感应元件22诸如扼流圈和电子开关23的串联电路。这个串联电路被耦合到整流器布置21从而可在串联电路两端获得整流输入电压Vin1'。电子开关23例如是晶体管，特别地是MOSFET或者IGBT。然而，MOSFET或者IGBT的使用仅仅是一个实例。可以同样使用任何其它开关构件，诸如BJT（双极结晶体管）、JFET（结型场效应晶体管）或者GTO（栅极可关断晶闸管）。这适用于将在下文中解释的其它电子开关。
PFC 20进一步包括在感应元件22和电子开关23公共的电路节点与输出端子13、14之一13之间连接的整流器元件24。能够作为二极管（如在图2中所示意地）实现整流器元件24。然而，还能够作为带有开关构件的同步整流器（SR）实现整流器元件。
电子开关23从PFC控制器25接收脉冲宽度调制（PWM）驱动信号S23。PFC控制器25能够是传统的PFC控制器，其被配置为产生PWM驱动信号诸如图2的PWM驱动信号S23从而功率因数接近1，诸如在0.97和1之间，并且从而输出电压诸如在图2中的第一输出电压Vout1至少接近所期电压，诸如例如400V。PWM驱动信号S23例如被以依赖于时钟信号CLK1（在图2中以虚线示意）的频率（固定或者可变）产生。这个时钟信号CLK1可以是由外部时钟信号发生器（未示出）产生的外部时钟信号，或者可以是在PFC控制器中产生的时钟信号。这种传统PFC控制器是通常已知的从而在这方面不要求进一步的解释。
再次参考图1，DC/DC转换器40包括被耦合到PFC 20的输出端子13、14的开关单元50、和在开关单元50和输出端子15、16之间连接的感应整流器60。开关单元50包括至少一个电子开关诸如晶体管，并且被配置为从第一输出电压Vout1产生时控电压（或者方波电压）Vc1。时控电压是根据脉冲宽度调制（PWM）驱动信号SD产生的，从而时控电压的频率和/或占空比和/或相位分别对应于驱动信号SD的频率和/或占空比和/或相位。驱动信号SD由控制电路70以将在下文中进一步详细解释的方式产生。
感应整流器60包括：至少一个感应元件，诸如例如扼流圈和/或变压器或者不带电缆地耦合的元件；和至少一个整流器元件，诸如例如双极二极管、肖特基二极管或者同步整流器。感应整流器60被配置为对时控电压Vc1整流从而产生是DC电压的第二输出电压Vout2。
现在将解释产生该至少一个驱动信号SD的控制电路70的操作原理。为了解释的意图，将假设输入电压Vin1具有正弦波形从而
（1），
其中V0是幅值，并且其中ω=2π·f。输入电压Vin1特别地是由电力网提供的电压。依赖于国家，幅值A0例如是155V（110VRMS）或者325V（230VRMS）。频率f通常是50Hz或者60Hz。
由这个输入电压Vin1产生的输入电流Iin1是：
（2），
其中I0是输入电流的幅值并且是在输入电压Vin1和输入电流Iin1之间的相移。为了解释的意图，进一步假设PFC 20的功率因数接近1，诸如在0.97和1之间。在此情形中，相移近似为0。然后作为：
（3）
给出PFC 20的输入功率Pin。
参考等式（3），在是输入电压Vin1的频率的两倍的频率2ω下，输入功率Pin在最大输入功率PinMAX（其中PinMAX=V0·I0）和为零的最小输入功率之间改变。
在传统的AC/DC转换器中，被耦合到PFC的DC/DC转换器具有恒定输入功率，从而要求PFC的相对大的输出电容器以便缓冲PFC 20的输入功率的变化，从而能够减小PFC 20的输出电压的变化。
在图1的AC/DC转换器中，电力电路70被配置为驱动开关布置50，从而忽略损耗，DC/DC转换器40的输入功率的瞬时数值等于PFC 20的瞬时输入功率。DC/DC转换器的输入功率Pin40等于PFC的输出功率Pout20（Pin40=Pout20）。此外，PFC的输出功率Pout20等于它的输入功率Pin（Pin=Pout20）。PFC 20被配置为提供DC输出电压Vout1。因此，为了使得DC/DC转换器的输入功率Pin40等于PFC 20的输出功率Pout20，DC/DC转换器40的输入电流I40应该如下：
（4）。
因此，控制电路70被配置为驱动开关布置50从而DC/DC转换器40的输入电流I40的移动平均值具有对应于PFC 20的输入功率Pin的波形的波形。通常，控制电路70被配置为通过提供该至少一个驱动信号SD从而驱动信号SD依赖于基准信号SREF而驱动开关布置50，其中基准信号SREF具有依赖于AC输入电压的频率的频率。因此，当输入电压Vin1是正弦波电压时，基准信号SREF是正弦平方信号。根据一个实施例，从PFC 20的输入电压Vin1或者输入电流Iin1推导基准信号SREF，从而基准信号SREF的波形与PFC的输入功率Pin的波形同相。
为了控制DC/DC转换器40的输入电流I40，控制电路70接收代表输入电流I40的输入电流信号SC1。能够通过测量输入电流I40获得输入电流信号SC1。在于图1中示意的实施例中，被耦合到DC/DC转换器40的负载路径的电流测量单元71提供电流测量信号SC1。然而，测量输入电流以便获得输入电流信号SC1仅仅是一个实例。还能够从另一个参数诸如在感应整流器60的各个元件两端的电压估计或者推导输入电流I40，将参考图3解释其具体实例。根据一个实施例，电流测量信号SC1与输入电流I40成比例。
开关布置50依赖于PWM驱动信号SD而被打开和关闭，从而根据一个实施例，方波电压Vc1具有对应于驱动信号的占空比SD的占空比。输入电流I40不是连续电流，而是依赖于驱动信号SD1循环地打开和关闭。然而，是驱动信号SD的频率的开关频率显著地高于输入电流I40的所期变化的频率，从而输入电流I40的平均数值满足等式（4）。虽然PFC 20的输入功率Pin的变化并且因此DC/DC转换器40的输入电流I40的所期变化的频率是输入电压Vin1的频率的两倍，例如100Hz或者120Hz，但是驱动信号SD的频率高得多。根据一个实施例，开关频率处于几千赫（kHz）的范围中，并且因此比输入电流I40的所期变化快得多。“输入电流I20的平均数值”是对于一个驱动循环或者对于驱动信号SD1的某些随后驱动循环但是对于比输入电流I20的一个周期显著地更短的持续时间所计算的平均数值。
通过控制DC/DC转换器40的输入电流I40从而输入电流根据PFC 20的输入功率Pin的变化而改变，在PFC 20的输出处不要求能量缓冲器，或者仅仅要求较小的能量缓冲器。因此，能够省略在PFC 20的输出处的电容器30，或者这个输出电容器30的电容能够显著地低于在传统PFC的输出处的电容。
能够利用传统的DC/DC转换器拓扑实现DC/DC转换器。图3示意其中DC/DC转换器40具有降压转换器拓扑的简化实施例。在该实施例中，开关布置50包括一个电子开关51。电子开关51具有被连接到输入端子13、14之一的负载路径并且具有用于接收驱动信号SD的控制端子。在图3的实施例中，电子开关51被连接到DC/DC转换器40的第一输入端子13。
感应整流器60包括带有感应元件61诸如例如扼流圈和电容性元件63的串联电路。带有感应元件61和电容性元件63的这个串联电路被与电子开关51串联连接从而感应元件61被连接在电子开关51和输出端子15之一之间，并且从而电容性元件63被连接在输出端子15、16之间，从而可在电容性元件63两端获得输出电压Vout2。第二输入端子14和第二输出端子16被相互电耦合，其中在图3的实施例中，仅仅电流测量单元71被连接在这些端子14、16之间。感应整流器60进一步包括与包括感应元件61和电容性元件63的串联电路并联连接的整流器元件62。
现在将解释在图3中示意的DC/DC转换器40的操作原理。电子开关50被PWM驱动信号SD循环地打开和关闭。当电子开关51处于它的打开状态中时，是DC/DC转换器40的输入电压的、PFC（在图1中的20）的输出电压Vout1被施加到感应整流器60。由此，是通过感应元件61的电流的输入电流I40增加，直至电子开关51关闭。当电子开关51关闭时，整流器元件62用作接纳通过感应元件61的电流的续流元件，其中通过感应元件61的电流在电子开关51的关闭状态期间降低。
通过适当地调节依赖于电流测量信号SC1和基准信号SREF的驱动信号SD的占空比，能够通过PWM驱动信号SD调整DC/DC转换器的输入电流I40，特别地是输入电流I40的平均数值。
在图4中示意了被配置为产生驱动信号SD从而DC/DC转换器40的输入电流I40具有基准信号SREF的波形的控制电路70的实施例。控制电路70包括提供时钟信号SCLK1的振荡器73。这个时钟信号SCLK1限定PWM驱动信号SD的频率。在图4的控制电路中，在SR触发器75的设定输入S处接收时钟信号SCLK1。可在触发器75的非倒相输出Q处获得驱动信号SD。可选地，驱动器（未被示意）被连接在触发器75的输出Q和电子开关51的控制端子之间。这个驱动器将可在触发器75的输出处获得的逻辑信号放大至适合于驱动电子开关51的信号电平。根据一个实施例，由振荡器73提供的时钟信号SCLK1被与支配在PFC中PWM信号的产生的时钟信号CLK1同步。为此，振荡器73可以接收时钟信号CLK1。
在根据图4的实施例中，作为MOSFET具体地作为n型MOSFET实现电子开关51。然而，这仅仅是一个实例，可以同样地使用任何其它类型的电子开关，诸如IGBT、BJT或者GTO。
控制电路70进一步包括接收在第一输入处的基准信号SREF1和在第二输入处的电流测量信号SC1的比较器74。在图4的实施例中，第一输入是比较器74的倒相输入，并且第二输入是比较器的非倒相输入。基准信号SREF1由基准信号发生器72提供。根据一个实施例，基准信号发生器产生依赖于输入信号SIN1的基准信号SREF1。输入信号SIN1代表PFC的输入电压Vin1和输入电流Iin1之一。根据一个实施例，输入信号SIN1与输入电压Vin1和输入电流Iin1之一成比例。根据一个实施例，基准信号SREF与输入信号SIN的平方成比例，从而
SREF1~SIN1 2（5）。
如果输入信号SIN与输入电压Vin1成比例，则参考等式（1），以下适用：
SREF1~V0 2·sin2（ωt）（6）。
在图4的实施例中，作为分流电阻器71实现电流测量单元71。电流测量信号SC1是在分流电阻器71两端的电压V71。在该实施例中，分流电阻器71被连接到DC/DC转换器40的第二输入端子14。这个第二输入端子14例如被耦合到还是控制电路70的基准电势的基准电势诸如接地。因此，将分流电阻器71的端子之一耦合到比较器74的第二输入端子以便接收在比较器74的第二端子处的电压V71是足够的。
在触发器75的复位输入R处接收可在比较器74的输出处获得的比较器信号。在时钟信号SCLK1限定驱动信号SD1的频率时，比较器信号74限定驱动信号SD的占空比，其中占空比被调节从而由电流测量信号SC1代表的输入电流I40的波形遵循基准SREF1。
将参考图5解释图4的控制电路70的操作原理，其中示意了代表输入电流I40的电流测量信号SC1、时钟信号SCLK1和驱动信号SD的时序图。应该指出，DC/DC转换器40能够被以连续电流模式（CCM）或者被以不连续电流模式（DCM）操作。在CCM中，当电子开关51关闭时，通过感应元件61的电流并不降低到0，从而输入电流I40（如在图5中所示意地）具有梯形波形。在DCM中，当电子开关51处于它的关闭状态中时，通过感应元件61的电流下降到0。在此情形中，输入电流I40具有三角形波形（未示出）。
在图4的控制电路70中，每次时钟信号SCLK1的信号脉冲发生时，驱动信号SD1均采取将电子开关51打开的打开电平。时钟信号SCLK1的频率fCLK1因此限定驱动信号SD的开关频率。时钟信号SCLK1的时钟周期是TCLK1从而时钟频率fCLK1是1/TCLK1。在图5中，驱动信号SD的打开电平是高信号电平或者逻辑“1”电平。然而，这仅仅是一个实例。驱动信号SD的打开电平还能够是低电平。
当驱动信号SD1采取打开电平时，电子开关51被打开，从而输入电流I40增加。当输入电流信号SC1达到基准信号SREF1时，电子开关51被关闭。基准信号SREF1的频率比驱动信号SD1的开关频率小得多，并且因为在图5中示意了驱动信号SD1的仅仅几个驱动周期，所以图5仅仅示出基准信号SREF的一个周期的小部分。由控制电路70提供的调整当基准信号SREF1增加时引起驱动信号的占空比SD1增加，并且当基准信号SREF1降低时引起占空比降低，其中当占空比增加时，输入电流I40的移动平均值增加，并且当占空比降低时，输入电流I40的移动平均值降低。移动平均值是输入电流在一个或者多个驱动循环或者驱动周期T（诸如在1个和10个驱动循环之间）上的平均值。因此，输入电流I40的移动平均值的波形遵循基准信号SREF1的波形。控制电路70因此用作控制DC/DC转换器的输入电流I40从而输入电流I40的移动平均值的信号波形对应于基准信号SREF的波形的电流控制器，其中基准信号的波形代表PFC 20的输入功率Pin的波形。
在上述AC/DC转换器中，除了损耗，由PFC 20给付的瞬时能量与在开关周期期间由DC/DC转换器40接收的瞬时能量相同。
在以上解释的AC/DC转换器中，功率因数校正器20的输出电压和DC/DC转换器的输入电流I40受到控制。然而，DC/DC转换器的输出电压Vout2无任何控制。这种AC/DC转换器能够例如被用于供应限定输出电压Vout2自身的电负载Z，诸如例如所要充电的蓄电器或者蓄电池。AC/DC转换器可以因此被用作蓄电池充电器。
图6示意不仅能够控制依赖于基准信号SREF的输入电流I40而且还能够调整输出电压Vout2的控制电路70的实施例。然而，替代输出电压Vout2，还能够调整DC/DC转换器的输出电流或者输出功率。在该实施例中，控制电路70包括接收输出信号SOUT2和进一步的基准信号SREF-OUT2的控制器76。输出信号SOUT2依赖于输出电压Vout2。特别地，输出信号SOUT2与输出电压Vout2成比例。能够使用例如分压器（未示出）以传统的方式从输出电压Vout2产生输出信号SOUT2。进一步的基准信号SREF-OUT2由基准电压源77提供。进一步的基准信号SREF-OUT2代表输出电压Vout2的所期电压数值。控制器76根据在输出信号SOUT2和进一步的基准信号SREF-OUT2之间的差异提供控制信号SCTRL1。控制器76例如是积分控制器（I控制器）或者比例积分控制器（PI控制器）。乘法器78接收控制信号SCTRL1和基准信号SREF并且向比较器74的第一输入端子提供代表这两个信号SCTRL1、SREF的乘积的信号。当例如输出电压Vout2降至低于所期电压数值从而输出信号SOUT2降至低于进一步的基准信号SREF-OUT2时，控制信号SCTRL1增加，并且在比较器74的第一输入处的信号的信号电平基本上增加。这导致驱动信号SD的占空比的总体增加。占空比SD的这个总体增加引起输入电流I40的平均数值增加，以便抵消输出电压Vout2的降低。在这方面应该指出，控制器76被实现为使得控制信号SCTRL1的变化具有比驱动信号SD的开关频率低得多的频率。当输出电压Vout2升至高于所期电压数值时，输出信号SOUT2升高，从而控制信号SCTRL1降低并且在比较器74的第一输入处的输入信号基本上降低。因此驱动信号SD1的占空比基本上降低并且输入电流I40的平均数值降低。
图6的控制电路70具有两个控制环。第一控制环控制输入电流I40具有对应于基准信号SREF1的波形的波形。第二控制环放大基准信号SREF1并且被配置为基本上增加或者降低驱动信号SD1的占空比以便控制输出电压Vout2。替代输出电压Vout2，能够通过产生依赖于输出电流Iz或者输出功率的控制信号SCTRL1而调整输出电流Iz或者输出功率。输出功率是输出电压Vout2和输出电流Iz的乘积。
应该指出，使用具有降压转换器拓扑的DC/DC转换器40仅仅是一个实例。同样可以使用任何其它的DC/DC转换器拓扑。
包括控制DC/DC转换器的输入功率从而它对应于AC/DC转换器诸如PFC的输出功率的、在上文中解释的基本原理可等效地应用于包括DC/DC转换器和被连接到DC/DC转换器的DC/AC转换器的DC/AC转换器。这在下面得以解释。
图7概略地示意DC/AC转换器的实施例。该转换器包括DC/DC转换器140，该DC/DC转换器具有用于接收DC输入电压Vin2的输入端子111、112和用于提供第一输出电压Vout3的输出端子113、114。DC/AC转换器（逆变器）120被耦合到DC/DC转换器140从而DC/DC转换器140作为输入电压接收第一输出电压Vout3。逆变器120的输入端子对应于DC/DC转换器的输出端子113、114。逆变器120被配置为从DC/DC转换器140的第一输出电压Vout3产生第二输出电压Vout4。第二输出电压Vout4是AC电压并且可在逆变器120的输出端子115、116处获得。
第二输出电压Vout4可以被与电力网Z2的电源电压同步并且可以向电力网提供能量。然而，DC/AC转换器还能够被配置为提供独立于电力网电压的AC输出电压。可以由传统的DC电源诸如蓄电池、光伏（太阳能）模块等供应DC输入电压。
电容性元件130诸如电容器被连接在DC/DC转换器140的输出端子113、114之间。这个电容器用作DC/DC转换器的输出电容器并且用作逆变器的输入电容器。然而，利用DC/DC转换器的具体操作原理，如与传统DC/AC转换器相比，这个电容性元件130的电容能够是相对小的。根据一个实施例，输出电容器130的电容仅仅近似在传统逆变器的输入电容的电容的0.001（10-3）倍和0.01（10-2）倍之间。
能够类似传统逆变器地实现逆变器120。只是为了示意的意图，在图8中更加详细地示意了逆变器120的实施例。
在图8中示意的DC/DC转换器140是带有两个半桥电路的全桥（H4）转换器，每一个半桥电路均被连接在输入端子113、114之间。这些半桥电路中的每一个均包括每一个均具有负载路径和控制端子的两个开关。一个半桥电路的该两个开关的负载路径被串联连接在输入端子113、114之间，其中第一开关1211和第二开关1212形成第一半桥，并且第三开关1213和第四开关1214形成第二半桥。半桥中的每一个均包括输出，其中第一半桥的输出由第一和第二开关1211、1212的负载路径公共的电路节点形成。第二半桥的输出由第三和第四开关1213、1214的负载路径公共的电路节点形成。第一半桥的输出经由第一感应元件1221诸如扼流圈而被耦合到逆变器120的第一输出端子115。第二半桥的输出端子经由第二感应元件1222诸如扼流圈而被耦合到逆变器120的第二输出端子116。根据进一步的实施例（未被示意），仅仅采用第一和第二感应元件1221、1222之一。
开关1211、1212、1213、1214中的每一个均在它的控制端子处接收控制信号S1211、S1212、S1213、S1214。这些控制信号S1211–S1214由依赖于基准信号SAC的驱动电路123提供。基准信号是限定AC输出电压Vout4的频率的交流信号。根据一个实施例，从逆变器的输出电压向其提供能量的电力网Z2的AC电压获得基准信号。
驱动信号S1211-S1214是被配置为打开和关闭相应的开关1211-1214的脉冲宽度调制（PWM）驱动信号。应该指出，PWM信号S1211-S1214的开关频率显著地高于交流基准信号SAC的频率。根据在其中实现电力网的国家，基准信号SAC可以是具有50Hz或者60Hz的频率的正弦信号，而各个开关1211-1214的开关频率可以在几kHz多达几十kHz或者甚至多达几百kHz的范围中。驱动电路123被配置为各自地调节驱动信号S1211-S1214中的每一个的频率和占空比以便使得输出电压Vout4的波形遵循基准信号SAC的波形。占空比可以在0和1之间改变。当一个驱动信号的占空比为0时，相应的开关被永久地关闭，并且当一个驱动信号的占空比为1时，相应的开关被永久地打开。驱动信号的占空比由在驱动信号打开相应的开关所在的时间周期相对于一个开关循环的持续时间之间的关系限定。一个开关循环的持续时间是开关频率的倒数。
输出电压Vout4是带有其中输出电压Vout4为正的正半循环和其中输出电压Vout4为负的负半循环的AC电压。输出电压Vout4的时间行为依赖于基准信号SAC。
在下面简要地解释了逆变器120的两种可能的操作原理。首先，假设将从DC输入电压Vout3产生输出电压Vout4的正半循环。根据被称作双极开关或者2级开关的第一操作原理，第一和第四开关1211、1214被同步地打开和关闭，而第二和第三开关1212、1213被永久地关闭。在第一和第四开关1211、1214的打开阶段期间，强制依赖于在输入电容130两端的输入电压Vout3和输出电压Vout4之间的电压差的输出电流Iz2通过扼流圈（一个或者多个）1221、1222，其中输出电压Vout4由电力网电压限定。开关1211-1214每一个均包括还在图8中示意的续流元件诸如二极管。当第一和第四开关1211、1214关闭时，第二和第三开关1212、1213的续流元件取得通过扼流圈（一个或者多个）1221、1222流动的电流。在这种方法中，能够通过第一和第四开关1211、1214的同步开关操作的占空比调节逆变器的输出电流Iz2的幅值。在负半循环期间，第二和第三开关1212、1213被同步地打开和关闭，而第一和第四开关1211、1214永久地关闭。
根据被称作相位截断或者3级开关的第二操作原理，在输出电压v2的正半循环期间，第一开关1211被永久地打开，第二和第三开关1212、1213永久地关闭，并且第四开关1214被以时控方式打开和关闭。在第一和第四开关1211、1214的打开阶段期间，强制依赖于在输入电容130两端的输入电压Vout3和输出电压Vout4之间的电压差的输出电流Iz2通过扼流圈（一个或者多个）1221、1222，其中输出电压Vout4由电力网电压限定。在第四开关1214的关闭阶段期间，续流路径由开关1213的续流元件提供并且被打开的第一开关1211因此使得能够在输出扼流圈1221、1222两端实现零伏特状态。在这种方法中，能够通过第一和第四开关1211、1214的开关操作的占空比调节输出电流Iz2的幅值。在负半循环期间，第一和第四开关1211、1214被永久地关闭，第二开关1212被永久地打开并且第三开关1213被以时控方式打开和关闭。
可以作为传统的电子开关实现开关1211-1214。参考示意用于实现开关的第一实施例的图9A，可以作为MOSFET具体地作为n型MOSFET实现开关。在图9A中的电子开关121代表开关1211-1214中的任意一个。在图9A中示意的MOSFET诸如n型MOSFET具有还在图9A中示意的集成二极管。这个二极管被称作体二极管并且可以用作续流元件。是在漏极端子和源极端子之间的路径的漏极-源极路径形成MOSFET的负载路径，并且栅极端子形成控制端子。
参考图9B，还能够作为IGBT实现开关1211-1214，其中另外可以在IGBT的集电极和发射极端子之间连接二极管。这个二极管用作续流元件。在IGBT中，负载路径在发射极和集电极端子之间延伸，并且栅极端子形成控制端子。
应该指出，作为MOSFET或者IGBT实现开关1211-1214仅仅是一个实例。同样可以使用任何其它类型的电子开关，诸如GTO（栅极可关断晶闸管）。
再次参考图7，DC/DC转换器140包括被耦合到输入端子111、112和输出端子113、114的升压单元150。升压单元150包括至少一个电子开关诸如晶体管、至少一个感应元件诸如例如扼流圈和/或变压器、和至少一个整流器元件诸如例如双极二极管、肖特基二极管或者同步整流器。
该至少一个开关接收以将在下文中进一步详细解释的方式由控制电路170产生的脉冲宽度调制（PWM）驱动信号SD2。
现在将解释产生该至少一个驱动信号SD的控制电路170的操作原理。为了解释的意图，假设逆变器120的输出电压Vout4具有正弦波形从而：
（7），
其中V0是幅值，并且其中ω=2π·f。这个电压Vout4特别地适合于被提供给电力网。依赖于国家，幅值A0例如是155V（110VRMS）或者325V（230VRMS）。频率f通常是50Hz或者60Hz。
输出电流Iz2是：
（8），
其中I0是输出电流Iz2的幅值并且是在输出电压Vout4和输出电流Iz2之间的相移。为了解释的意图，进一步假设逆变器120产生要与输出电压Vout4同相的输出电流Iz2。
在此情形中，相移近似为0。逆变器120的输出功率Pout然后由：
（9）
给出。
参考等式（9），在是输出电压Vout4的频率的两倍的频率2ω下，输出功率Pout在最大输入功率PoutMAX（其中PoutMAX=V0·I0）和最小输入功率PoutMIN（其中PoutMIN=0）之间改变。逆变器的输出功率的这个变化对应于它的输入功率的变化。
在包括DC/DC转换器和逆变器的传统的DC/AC转换器中，被耦合到DC/AC转换器的DC/DC转换器具有恒定输出功率，从而要求逆变器的相对大的输入电容器以便缓冲逆变器的输入功率的变化，从而能够减小逆变器的输入电压的变化。否则，这些变化可以不利地影响逆变器的行为。
在图7的DC/AC转换器中，控制电路170被配置为驱动升压单元150，从而忽略损耗，DC/DC转换器140的输出功率的瞬时数值等于DC/AC转换器的瞬时输出功率。DC/DC转换器的输出功率Pout140等于逆变器的输入功率Pin120（Pout140=Pin120）。此外，逆变器的输出功率Pout等于它的输入功率Pin（Pout120=Pin120）。DC/DC转换器140被配置为提供DC输出电压Vout3。因此，为了使得DC/DC转换器的输出功率Pout140等于逆变器的输出功率Pout120，DC/DC转换器140的输出电流I140应该如下：
（10）。
因此，控制电路170被配置为驱动升压单元150从而DC/DC转换器140的输出电流I140的移动平均值具有对应于逆变器120的输出功率Pout的波形的波形。通常，控制电路170被配置为通过提供该至少一个驱动信号SD2从而驱动信号SD2依赖于基准信号SREF2而驱动升压单元150，其中基准信号SREF2具有依赖于AC输出电压的频率的频率。因此，当输出电压Vout4是正弦波电压时，基准信号SREF2是正弦平方信号。根据一个实施例，从逆变器的输出电压Vout4或者输出电流Iz2推导基准信号SREF2，从而基准信号SREF2的波形与逆变器的输出功率Pout的波形同相。
为了控制DC/DC转换器140的输出电流I140，控制电路170接收代表输出电流I140的输出电流信号SC2。能够通过测量输出电流I140获得输出电流信号SC2。在于图7中示意的实施例中，被耦合到DC/DC转换器140的负载路径的电流测量单元171提供电流测量信号SC2。然而，测量输出电流以便获得输入电流信号SC1仅仅是一个实例。还能够从在升压单元中发生的其它参数估计或者推导输出电流I140。根据一个实施例，电流测量信号SC2与输出电流I140成比例。
通过控制DC/DC转换器140的输出电流I140从而输出电流根据逆变器120的输出功率Pout的变化而改变，在逆变器120的输入处不要求能量缓冲器，或者仅仅要求比在传统DC/AC转换器中更小的能量缓冲器。因此，能够省略在逆变器120的输入处的电容器130，或者这个电容器130的电容能够显著地低于在传统逆变器的输入处的电容。
能够利用传统的DC/DC转换器拓扑实现DC/DC转换器。图10示意其中DC/DC转换器140具有升压转换器拓扑的简化实施例。在该实施例中，升压单元150包括带有感应元件152诸如扼流圈和在输入端子之间连接的电子开关151的串联电路，其中感应元件152被耦合到第一输入端子111，而电子开关151被连接到第二输入端子112。电子开关151具有被与感应元件152串联连接的负载路径并且具有用于接收驱动信号SD2的控制端子。在根据图10的实施例中，作为MOSFET具体地作为n型MOSFET实现电子开关151。然而，这仅仅是一个实例，同样可以使用任何其它类型的电子开关。
参考图10，感应元件152和电子开关151公共的电路节点经由整流器元件诸如二极管（如所示意地）或者同步整流器（未被示意）而被连接到第一输出端子113。第二输出端子114被连接到第二输入端子112。
现在将解释在图3中示意的DC/DC转换器140的操作原理。电子开关151被PWM驱动信号SD2循环地打开和关闭。当电子开关151处于它的打开状态中时，输入电压Vin2被施加到感应元件152，从而能量被磁存储在感应元件152中并且输入电流Iin1增加，直至电子开关151被关闭。此时输出电流I140为零。当电子开关151被关闭时，感应元件驱动输出电流I140通过整流器元件153。刚好在关闭电子开关151之后，输出电流I140对应于刚好在关闭电子开关151之前的输入电流Iin1，其中输出电流在电子开关的关闭时间期间降低。整流器元件153有助于防止当电子开关151被打开时电容130被放电。
通过适当地调节依赖于电流测量信号SC2和基准信号SREF2的驱动信号SD2的占空比，能够通过PWM驱动信号SD2调整DC/DC转换器的输出电流I140，特别地是输入电流I140的平均数值。电子开关151依赖于PWM驱动信号SD2而被打开和关闭。输出电流I140不是连续电流，而是依赖于驱动信号SD2被循环地打开和关闭。然而，是驱动信号SD2的频率的开关频率显著地高于输出电流I140的所期变化的频率，从而输出电流I40的平均数值满足等式（10）。虽然逆变器的输出功率Pout的变化以及因此DC/DC转换器140的输出电流I140的所期变化的频率是输出电压Vout4的频率的两倍例如100Hz或者120Hz，但是驱动信号SD2的频率高得多。根据一个实施例，开关频率处于几千赫（kHz）的范围中并且因此比输出电流I140的所期变化快得多。“输出电流的平均数值”是对于一个驱动循环或者对于驱动信号SD2的某些随后驱动循环但是对于比输入电流I140的一个周期显著地更短的持续时间所计算的平均数值。
示意了被配置为产生驱动信号SD2从而DC/DC转换器140的输出电流I140具有基准信号SREF2的波形的控制电路170的实施例。控制电路170包括提供时钟信号SCLK2的振荡器173。这个时钟信号SCLK2限定PWM驱动信号SD2的频率。在图11的控制电路中，在SR触发器175的设定输入S处接收时钟信号SCLK2。可在触发器175的非倒相输出Q处获得驱动信号SD2。可选地，驱动器（未被示意）被连接在触发器175的输出Q和电子开关151的控制端子之间。这个驱动器将可在触发器175的输出处获得的逻辑信号放大为适合于驱动电子开关151的信号电平。根据一个实施例，由振荡器173提供的时钟信号SCLK2被与支配在逆变器120中驱动信号S1211-S1214的产生的时钟信号CLK2同步。为此，振荡器173可以接收时钟信号CLK2。
控制电路170进一步包括接收在第一输入处的基准信号SREF2和在第二输入处的电流测量信号SC2的比较器174。在图11的实施例中，第一输入是比较器174的倒相输入，并且第二输入是比较器的非倒相输入。基准信号SREF2由基准信号发生器172提供。根据一个实施例，基准信号发生器产生依赖于输出信号SOUT4的基准信号SREF2。输出信号SOUT4代表逆变器120的输出电压Vout4和输出电流Iz2之一。根据一个实施例，输出信号SOUT4与输出电压Vout4和输出电流Iz2之一成比例。根据一个实施例，基准信号SREF2与输出信号SOUT4的平方成比例，从而
SREF2~SOUT4 2（11）。
如果输出信号SOUT4与输出电压Vout4成比例，则参考等式（7），以下适用：
SREF2~V0 2·sin2（ωt）（12）。
能够类似传统的电流测量单元地实现电流测量单元171。那些电流测量单元是通常已知的，从而在这方面不要求进一步的解释。
在触发器175的复位输入R处接收可在比较器174的输出处获得的比较器信号。在时钟信号SCLK2限定驱动信号SD2的频率时，比较器信号174限定驱动信号SD2的占空比，其中占空比得以调节从而由电流测量信号SC2代表的输出电流I140的波形遵循基准SREF2。
DC/DC转换器140可以被以连续电流模式（CCM）操作，从而当电子开关151关闭时通过感应元件152的电流并不降低为0。因此，输出电流I140具有梯形波形。然而，以不连续电流模式（DCM）操作DC/DC转换器也是可能的。在DCM中，当电子开关151处于它的关闭状态中时，通过感应元件152的电流下降为0。在此情形中，输入电流I140具有三角形波形（未示出）。
在图11的控制电路170中，驱动信号SD2采取打开电平，每次时钟信号SCLK2的信号脉冲发生时，所述打开电平均打开电子开关151。时钟信号SCLK2的频率fCLK2因此限定驱动信号SD2的开关频率。时钟信号SCLK2的时钟周期是TCLK2从而时钟频率fCLK2是1/TCLK2。这个频率可以是固定频率或者可以是可变频率。
当驱动信号SD2采取打开电平时，电子开关151被打开，从而输入电流Iin1增加。当输入电流信号SC2达到基准信号SREF2时，电子开关151被关闭。基准信号SREF2的频率比驱动信号SD2的开关频率小得多。由控制电路170提供的调整当基准信号SREF2增加时引起驱动信号的占空比SD2增加，并且当基准信号SREF2降低时引起占空比降低。因此当占空比增加时，输出电流I140的（移动）平均值增加，并且当占空比降低时，输出电流I140的（移动）平均值降低。移动平均值是输出电流I140在一个或者多个驱动循环或者驱动周期T（诸如在1个和10个驱动循环之间）上的平均值。因此，输出电流I140的移动平均值的波形遵循基准信号SREF2的波形。控制电路170因此用作控制DC/DC转换器的输出电流I140从而输出电流I140的移动平均值的信号波形对应于基准信号SREF2的波形的电流控制器，其中基准信号SREF2的波形代表逆变器120的输出功率Pout的波形。
在上述AC/DC转换器中，除了损耗，由DC/DC转换器140给付的瞬时能量与在输出端子115、116处由逆变器120提供的瞬时能量相同。
在以上解释的DC/AC转换器中，逆变器的输出电压可以由表现像巨型电压源的电力网Z2的电压限定。然而，DC/AC转换器向（独立）负载提供AC电源电压也是可能的。
图11的控制电路170不仅能够控制依赖于基准信号SREF2的输出电流I140，而且还能够调整DC/DC转换器140的输出电压Vout3。为此，控制电路170包括接收输出信号SOUT3和进一步的基准信号SREF-OUT3的控制器176。输出信号SOUT2依赖于输出电压Vout3。特别地，输出信号SOUT3与输出电压Vout2成比例。能够使用例如分压器（未示出）以传统的方式从输出电压Vout2产生输出信号SOUT3。进一步的基准信号SREF-OUT3由基准电压源177提供。进一步的基准信号SREF-OUT3代表输出电压Vout3的所期电压数值。控制器176根据在输出信号SOUT3和进一步的基准信号SREF-OUT3之间的差异提供控制信号SCTRL2。控制器176例如是积分控制器（I控制器）或者比例积分控制器（PI控制器）。乘法器178接收控制信号SCTRL2和基准信号SREF2并且向比较器174的第一输入端子提供代表这两个信号SCTRL2、SREF2的乘积的信号。当例如输出电压Vout3降至低于所期电压数值从而输出信号SOUT3降至低于进一步的基准信号SREF-OUT3时，控制信号SCTRL2增加，并且在比较器174的第一输入处的信号的信号电平基本上增加。这导致驱动信号SD2的占空比的总体增加。占空比SD2的这个总体增加引起输出电流I140的平均数值增加，以便抵消输出电压Vout3的降低。在这方面应该指出，控制器176被实现为使得控制信号SCTRL2的变化具有比驱动信号SD2的开关频率低得多的频率。当输出电压Vout3升至高于所期电压数值时，输出信号SOUT3升高，从而控制信号SCTRL2降低并且在比较器74的第一输入处的输入信号基本上降低。因此驱动信号SD2的占空比基本上降低并且输入电流I140的平均数值降低。
图11的控制电路170具有两个控制环。第一控制环控制输出电流I140具有对应于基准信号SREF2的波形的波形。第二控制环通过放大基准信号SREF2被配置为基本上增加或者降低驱动信号SD2的占空比以便控制输出电压Vout3。
图12示意带有如在图10中所示意的DC/DC转换器140和如在图8中所示意的逆变器120的转换器，其中在DC/DC转换器140中，作为可选地具有续流元件（诸如被并联连接于此的二极管）的电子开关153实现整流器元件。续流元件被连接为使得即使当电子开关153处于关闭状态中时，它也提供从感应元件152到第一输出端子113的续流路径。在以下中电子开关153将被称作第二开关，而电子开关151将被称作第一开关。根据一个实施例，作为带有集成体二极管的MOSFET（未示出）实现整流器元件153。当作为n型MOSFET实现MOSFET时，MOSFET的源极端子被连接到感应元件152，而漏极端子被连接到输出113。
电子开关151也可以具有被并联连接于此的续流元件诸如二极管。即使当电子开关151处于关闭状态中时，续流元件也在第二和第一输入端子112、111之间为感应元件152提供续流路径。可以作为带有集成体二极管的MOSFET实现电子151，其中体二极管用作续流元件。应该指出，替代MOSFET，带有内部或者外部二极管的IGBT可以同样地被用于带有并联续流元件的电子开关151、153。在某些实施例中，能够作为同步整流器实现开关151、153。
在于图12中示意的实施例方面，DC/DC转换器的端子111、112将被称作转换器的第一端子111、112，逆变器120的端子115、116将被称作转换器的第二端子，并且DC/DC转换器140和逆变器120公共的端子113、114将被称作第三端子。
在详细地描述图12的转换器的实现和操作原理之前，简要地总结了所述实现和操作原理。功率转换器包括第一端子111、112、第二端子115、116和第三端子113、114。DC/DC转换器140被连接在第一端子111、112和第三端子113、114之间，并且逆变器120被连接在第三端子113、114和第二端子115、116之间。第一控制电路270被配置为控制DC/DC转换器140的操作，并且第二控制电路223被配置为控制逆变器120的操作。功率转换器能够被以DC/AC模式或者被以AC/DC模式操作，在DC/AC模式中从在第一端子111、112处的DC电压V1在第二端子115、116处提供AC电压V2，在AC/DC模式中从在第二端子115、116处的AC电压V2在第一端子111、112处提供DC电压V1。在DC/AC模式中的第一控制电路270被配置为操作DC/DC转换器140从而由DC/DC转换器140提供给逆变器120的电流I3依赖于基准信号SREF2，基准信号SREF2具有依赖于在第二端子115、116处的AC电压V2的频率的频率。在AC/DC模式中，第一控制电路被配置为操作DC/DC转换器140从而由DC/DC转换器140从逆变器120接收的电流I3依赖于基准信号SREF2，基准信号SREF2具有依赖于在第二端子115、116处的AC电压V2的频率的频率。
当图12的转换器作为DC/AC转换器操作时，第一端子111、112是作为输入电压接收DC电压V1的输入端子，并且第二端子115、116是作为输出电压提供AC电压V2的输出端子。在此情形中，在第一端子处的电流I1是输入电流并且在第二端子115、116处的电流I2是输出电流。当作为DC/AC转换器操作时图12的转换器的操作原理对应于在图7中示意的转换器的操作。根据这个操作原理，DC/DC转换器作为升压转换器操作并且控制DC/DC转换器的输出电流I3以具有由基准信号SREF2限定的信号波形，其中这个基准信号依赖于输出电压V2的信号波形。此外，DC/DC转换器140控制它的是在第三端子113、114之间的电压的输出电压以对应于给定的设定数值。
DC/DC转换器140的操作由控制电路270支配，该控制电路270包括两个控制单元，即当转换器作为DC/AC转换器操作时控制DC/DC转换器140的第一控制单元2701和当转换器作为AC/DC转换器操作时控制DC/DC转换器140的第二控制单元2702。例如，类似在图11中示意的控制电路170地实现第一控制单元2701。第一控制单元170接收代表用于控制输出电流I3的（平均）输出电流的输出电流信号SC2和代表用于控制这个电压采取设定数值的、在第三端子113、114处的电压V3的输出电压信号SV3。限定输出电流I3的信号波形的基准信号SREF2能够如结合图11解释地在第一控制单元2701中产生，或者能够被从外部基准信号产生电路（在图12中未被示意）提供给第一控制单元2701。
作为DC/AC转换器的转换器操作将被称作在DC/AC模式中的操作，而作为AC/DC转换器的转换器操作将被称作在AC/DC模式中的操作。
当转换器处于DC/AC模式中时，DC/DC转换器作为升压转换器操作。在这个操作模式中，第一开关151由第一控制单元2701提供的PWM驱动信号SD2驱动。这个驱动信号SD2的占空比依赖于电流信号SC2、基准信号SREF2和输出电压信号SV3从而输出电流I3的波形对应于由基准信号SREF2限定的波形并且从而输出电压V3对应于给定的设定数值。在DC/AC模式中，第二开关用作每次第一开关151被关闭并且只要电流I3从感应元件152流动到电容器130便在打开状态中被驱动的整流器。例如，从在以下中将被称作第一驱动信号的第一电子开关151的驱动信号SD2推导第二开关153的驱动信号SD3。能够如结合图11解释地产生第一驱动信号SD2。
根据一个实施例，每次第一驱动信号SD2采取关闭第一开关的关闭电平，第二驱动信号SD3均采取打开第二开关153的打开电平，而只要存在从感应元件152到电容器130的正电流，第二驱动信号SD3便保持打开电平。当DC/DC转换器在CCM中操作从而当第一开关被关闭时电流I3并不降低为零时，第二开关153被打开，直至第一开关151被再次打开。在此情形中，第二开关153被与第一开关互补地驱动。
然而，当DC/DC转换器在DCM中操作时，当第一开关151被关闭时，电流I3降低为零。在此情形中，一旦电流已经降低为零，第二开关153便被关闭以便防止电容器130被放电。
根据一个实施例，在第一和第二开关151、153之一的关闭与第一和第二开关151、153之另一个的打开之间存在停滞时间。
当转换器作为DC/AC转换器操作时。逆变器120如参考图8解释地操作并且从在第三端子113、114处的电压V3产生AC输出电压V2。输出电压V2的信号波形由AC基准信号SAC限定。
逆变器120的操作由控制电路223支配，该控制电路223包括两个控制单元，即当转换器作为DC/AC转换器操作时控制逆变器120的第一控制单元2231和当转换器作为AC/DC转换器操作时控制逆变器120的第二控制单元2232。例如，类似在图11中示意的控制电路123地实现第一转换器单元2231。这个第一控制单元2231接收AC基准信号SAC。
当图12的转换器作为AC/DC转换器操作时，第一端子111、112是作为输出电压提供DC电压V1的输出端子，并且第二端子115、116是作为输入电压接收AC电压V2的输入端子。在DC/DC转换器140和逆变器120之间流动的电流I3是DC/DC转换器140的输入电流，其中当转换器作为AC/DC转换器操作时，这个电流沿着与在图12中指示的方向相反的方向流动。在AC/DC中，在第一端子111、112处的电流I1是沿着与在图12中指示的方向相反的方向流动的转换器的输出电流。
当在DC/AC模式中操作时图12的转换器的操作原理对应于在图1中示意的转换器的操作，其中逆变器120作为PFC操作并且DC/DC转换器140作为降压转换器操作。根据这个操作原理，DC/DC转换器140作为升压转换器操作并且控制DC/DC转换器的输入电流I3以具有由基准信号SREF2限定的信号波形，其中这个基准信号依赖于输入电压V2的信号波形。可选地，DC/DC转换器140控制它的是在第一端子111、112之间的电压的输出电压V1以对应于给定的设定数值。在AC/DC模式中的DC/DC转换器140的操作由接收代表输入电流I3的输入电流信号SC3、基准信号SREF2和可选地代表在第一端子111、112处的电压V1的输出电流信号的第二控制单元2702支配。
当DC/DC转换器作为降压转换器操作时，第二开关153由第二控制单元2702提供的第二驱动信号SD3以PWM方式驱动。这个第二驱动信号SD3的占空比依赖于电流信号SC2、基准信号SREF2和输出电压信号SV3从而输入电流I3的波形对应于由基准信号SREF2限定的波形，并且可选地从而输出电压V1对应于给定的设定数值。能够类似参考图4和6解释的驱动信号SD地产生第二驱动信号SD3，从而第二控制单元2702可以基本上对应于参考这些图4和6解释的控制电路70。
在AC/DC模式中，第一开关151用作每次第二开关153被关闭并且只要（正）输出电流I1从感应元件152流动到输出（由第一端子111、112代表）便在打开状态中被驱动的续流元件。例如，从第二开关153的第二驱动信号SD3推导第一开关151的第一驱动信号SD2。
根据一个实施例，每次第二驱动信号SD3采取关闭第二开关153的关闭电平，第一驱动信号SD2均采取打开第一开关151的打开电平，而只要存在从感应元件152到输出130的正电流I1，第一驱动信号SD2便保持打开电平。当DC/DC转换器在CCM中操作从而当第二开关153被关闭时电流I1并不降低为零时，第一开关151被打开，直至第二开关153被再次打开。在此情形中，第一开关151被与第二开关153互补地驱动。
然而，当DC/DC转换器在DCM中操作时，当第二开关153被关闭时，电流I1降低为零。在此情形中，一旦电流已经降低为零，第一开关151便被关闭。根据一个实施例，在第一和第二开关151、153之一的关闭与第一和第二开关151、153之另一个的打开之间存在停滞时间。
可选地，电容器141被连接在当转换器在DC/AC模式中操作时用作输入电容器并且当转换器在AC/DC模式中操作时用作输出电容器的第一端子111、112之间。
在以下中解释了当转换器处于AC/DC模式中时逆变器120的操作原理。如从当转换器处于AC/DC模式中时是输入端子的第二端子115、116看到地，逆变器具有两个升压转换器拓扑，即带有第一扼流圈1221和第一半桥1211、1212的第一升压转换器拓扑以及带有第二扼流圈1222和第二半桥1213、1214的第二升压转换器拓扑。该逆变器的第二控制电路2231被配置为在输入电压V2的正半循环期间激活第一升压转换器拓扑，这意味着激活第一半桥1211、1212，并且在输入电压的负半循环期间激活第二升压转换器拓扑，这意味着激活第二半桥1211、1212。第二控制单元2232可以包括两个传统的PFC控制电路22321、22322，其中一个PFC控制电路22321在第二拓扑停用时输入电压的正半循环期间控制第一升压转换器拓扑，而另一个PFC控制电路22322在第一拓扑停用时输入电压V2的负半循环期间控制第二升压转换器拓扑。当半桥或者升压转换器拓扑被激活时，半桥开关被以PWM方式打开和关闭，而当半桥或者升压转换器拓扑被停用时，半桥开关被关闭。
将参考第一升压转换器拓扑的操作解释作为PFC的逆变器120的操作。在这个拓扑中，半桥的第二开关1212由第一PFC控制电路22321提供的PWM驱动信号S1212驱动从而输入电流I2与输入电压V2同相并且在第三端子113、114之间的电压V3等于给定的设定数值。半桥的第一开关1211用作当第二开关1212关闭时并且只要电流流向电容器130便被打开的整流器。可选地在这些开关1211、1212之一的关闭与这些开关1211、1212之另一个的打开之间存在停滞时间。第二升压拓扑的操作对应于第一拓扑的操作，其中在第二升压拓扑中，第三开关1213由PWM驱动信号S1213驱动，而第四开关作为整流器操作。
在图12的转换器在DC/AC模式中还是在AC/DC模式中操作依赖于由控制电路270、223接收的操作模式信号。这些控制电路270、223被配置为依赖于这个控制信号SOP在DC/AC模式中或者在AC/DC模式中操作。操作模式信号可以采取两个不同的信号电平，第一信号电平指示转换器在DC/AC模式中操作，并且第二信号电平指示转换器在AC/DC模式中操作。操作模式信号例如是能够由使用者设定的外部信号。根据一个实施例，当操作模式信号SOP指示转换器将在DC/AC模式中操作时，控制电路270、223的第一控制单元2701、2231被激活并且第二控制单元2702、2232被停用。等效地，当操作模式信号SOP指示转换器将在AC/DC模式中操作时，控制电路270、223的第二控制单元2702、2232被激活并且第一控制单元2701、2231被停用。
虽然已经公开了本发明的各种示例性实施例，但是本领域技术人员将会清楚，在不偏离本发明的精神和范围的情况下能够作出将会实现本发明的优点中的某些优点的各种改变和修改。对于本领域普通技术人员而言将明显的是，执行相同功能的其它构件可以适当地代替。应该提到，即使在其中这并未予以明确提到的那些情形中，参考具体图解释的特征也可以与其它图的特征组合。此外，可以或者以使用适当处理器指令的全部软件实施方式或者以利用硬件逻辑和软件逻辑的组合以实现相同结果的混合实施方式实现本发明的方法。所附权利要求旨在覆盖对创造性概念的这种修改。
为了易于说明使用了空间相对术语诸如“在下面”、“以下”、“更低”、“之上”、“更高”等以解释一个元件相对于第二元件的定位。除了不同于在图中描绘的那些定向的定向，这些术语旨在涵盖装置的不同定向。此外，术语诸如“第一”、“第二”等还被用于描述各种元件、区域、部分等，并且也并非旨在是限制性的。贯穿说明书，类似的术语指代类似的元件。
如在这里所使用地，术语“具有”、“包含”、“包括”等是指示所陈述的元件或者特征的存在但是并不排除另外的元件或者特征的开放式术语。冠词“一”、“一个”和“该”旨在包括复数以及单数，除非上下文清楚地另有指示。
要理解在这里描述的各种实施例的特征可以被相互组合，除非具体地另有指出。
虽然已经在这里示意并且描述了具体实施例，但是本领域普通技术人员将会理解，在不偏离本发明的范围的情况下，各种可替代的和/或等价的实现可以替代所示出和描述的具体实施例。该申请旨在涵盖在这里讨论的具体实施例的任何适配或者变化。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等价形式限制。

Claims (22)

1.一种功率转换器，包括：
包括输入端子和用于提供AC输出电压的输出端子的DC/AC转换器；和
包括用于接收DC输入电压的输入端子和用于提供DC输出电压的输出端子的DC/DC转换器，所述DC/DC转换器的输出端子被耦合到所述DC/AC转换器的所述输入端子，所述DC/DC转换器进一步包括被配置为控制依赖于基准信号的所述DC/DC转换器的输出电流的控制电路，所述基准信号具有依赖于所述AC输出电压的频率的频率。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述DC/DC转换器进一步包括：
被耦合到所述DC/DC转换器的所述输入端子并且具有用于接收至少一个驱动信号的控制端子的开关布置；和
在所述开关布置和所述DC/DC转换器的所述输出端子之间耦合的感应整流器布置；
其中所述控制电路被配置为提供用于依赖于所述基准信号的所述开关布置的所述至少一个驱动信号。
3.根据权利要求2的所述功率转换器，其中所述控制电路包括：
被配置为提供具有时钟频率的时钟信号的振荡器；
被配置为提供依赖于所述DC/DC转换器的输出电流的输出电流信号的电流评价单元；
被配置为比较所述基准信号与所述输出电流信号并且提供比较器信号的比较器；和
逻辑电路，被配置为接收所述时钟信号和所述比较器信号并且被配置为产生所述至少一个驱动信号作为具有对应于所述时钟频率的频率并且具有依赖于所述比较器信号的占空比的时钟信号。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路被配置为控制所述DC/DC转换器的所述输出电流从而所述输出电流的移动平均值依赖于所述基准信号。
5.根据权利要求4所述的功率转换器，其中所述输出电流的移动平均值与所述基准信号成比例。
6.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述基准信号具有与所述AC输出电压的波形的平方成比例的波形。
7.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述基准信号具有正弦平方波形并且其中所述基准信号的频率是所述AC输出电压的频率的两倍。
8.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路包括被耦合到功率因数校正器的输入端子并且被配置为提供所述基准信号的基准信号发生器。
9.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述控制电路包括被配置为控制依赖于所述基准信号的所述输出电流的第一控制环。
10.根据权利要求9所述的功率转换器，其中所述控制电路进一步包括一个或者多个另外的控制环。
11.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述DC/DC转换器实现为升压转换器。
12.一种功率转换器，包括：
第一端子、第二端子和第三端子；
在所述第一端子和所述第三端子之间连接的DC/DC转换器；
在所述第三端子和所述第二端子之间连接的逆变器；
被配置为控制所述DC/DC转换器的操作的第一控制电路；
被配置为控制所述逆变器的操作的第二控制电路；
其中所述功率转换器被配置为在DC/AC模式中或者在AC/DC模式中操作，在所述DC/AC模式中从在所述第一端子处的DC电压在所述第二端子处提供AC电压，在所述AC/DC模式中从在所述第二端子处的AC电压在所述第一端子处提供DC电压；
其中处于所述DC/AC模式中的所述第一控制电路被配置为操作所述DC/DC转换器从而由所述DC/DC转换器提供给所述逆变器的电流依赖于基准信号，所述基准信号具有依赖于在所述第二端子处的AC电压的频率的频率；并且
其中处于所述AC/DC模式中的所述第一控制电路被配置为操作所述DC/DC转换器从而由所述DC/DC转换器从所述逆变器接收的电流依赖于基准信号，所述基准信号具有依赖于在所述第二端子处的AC电压的频率的频率。
13.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述第一控制电路进一步在所述DC/AC模式中被配置为操作所述DC/DC转换器从而在所述第三端子处的电压对应于第一设定数值。
14.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述第一控制电路进一步在所述AC/DC模式中被配置为操作所述DC/DC转换器从而在所述第一端子处的电压对应于第二设定数值。
15.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述第二控制电路在所述DC/AC模式中被配置为操作所述逆变器从而在所述第二端子处的AC电压具有由所述控制电路接收的AC基准信号限定的频率。
16.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述第二控制电路在所述AC/DC模式中被配置为操作所述逆变器从而由所述逆变器提供给所述DC/DC转换器的电流至少近似与在所述第一端子处的AC电压同相。
17.根据权利要求12所述的功率转换器，其中处于所述AC/DC模式中的所述第二控制电路进一步被配置为操作所述逆变器从而在所述第三端子处的电压对应于第三设定数值。
18.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述DC/DC转换器包括：
带有被耦合到所述第一端子的感应元件和第一电子开关的串联电路；和
带有被耦合到所述第三端子的第二电子开关和所述第一电子开关的串联电路，
其中所述第一控制电路被配置为控制第一和第二电子开关。
19.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述逆变器包括：
包括被耦合到所述第三端子的第一输出的第一半桥；
在所述第一输出和所述第二端子之一之间耦合的第一感应元件；
包括被耦合到所述第三端子的第二输出的第二半桥；和
在所述第二输出和所述第二端子之另一个之间耦合的第二感应元件，
其中所述第二控制电路被配置为控制第一和第二半桥。
20.根据权利要求19所述的功率转换器，其中所述第二控制电路进一步在所述AC/DC模式中被配置为
在所述第二端子处的AC电压的正半循环期间激活所述第一半桥并且停用所述第二半桥，并且
在所述第二端子处的AC电压的负半循环期间激活所述第二半桥并且停用所述第一半桥。
21.根据权利要求12所述的功率转换器，进一步包括在所述第三端子之间耦合的第一电容性元件。
22.根据权利要求12所述的功率转换器，进一步包括在所述第一端子之间耦合的第二电容性元件。
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