DE102012213836A1 - Leistungswandlerschaltung - Google Patents

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Abstract

Ein Leistungswandler umfasst einen DC/AC-Wandler mit Eingangsanschlüssen und Ausgangsanschlüssen. Ein DC/DC-Wandler umfasst Eingangsanschlüsse zum Erhalten einer Eingangsgleichspannung und Ausgangsanschlüsse zum Bereitstellen einer Ausgangsgleichspannung. Die Ausgangsanschlüsse sind an die Eingangsanschlüsse des DC/AC-Wandlers gekoppelt. Der DC/DC-Wandler umfasst außerdem eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers abhängig von einem Referenzsignal zu steuern. Das Referenzsignal weist eine Frequenz auf, die abhängig ist von einer Frequenz der Ausgangswechselspannung.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungswandlerschaltung, insbesondere eine Leistungswandlerschaltung mit einem AC/DC-Wandler und einem DC/DC-Wandler oder mit einem DC/DC-Wandler und einem DC/AC-Wandler.
  • Leistungswandlerschaltungen mit einem AC/DC-Wandler und einem DC/DC-Wandler können dazu ausgebildet sein, eine Eingangswechselspannung zu erhalten und eine Ausgangsgleichspannung an eine Last zu liefern. Viele elektronische Geräte, wie beispielsweise Computer, Fernsehgeräte, usw., oder Batterien, die geladen werden müssen, benötigen eine Gleichspannung als Eingangsspannung, während die Versorgungsspannung, die durch das Spannungsnetz bereitgestellt wird, eine Wechselspannung ist. In diesen Fällen wird eine AC/DC-Wandlung benötigt, die die Eingangswechselspannung in eine Ausgangsgleichspannung wandelt. Insbesondere in solchen Fällen, in denen der Leistungsverbrauch der Last höher ist als einige 10 W, wird zusätzlich zu der Leistungswandlung eine Leistungsfaktorkorrektur benötigt. Die Leistungsfaktorkorrektur dient dazu, die Blindleistungsaufnahme aus dem Netz zu minimieren und die Wirkleistungsaufnahme zu maximieren.
  • Eine Leistungswandlerschaltung, die eine Leistungsfaktorkorrektor durchführt, umfasst einen Leistungsfaktorkorrektor (Power Factor Corrector, PFC) und einen DC/DC-Wandler, der an den PFC gekoppelt ist. Der PFC funktioniert als AC/DC-Wandler und ist üblicherweise ein Hochsetzsteller, der eine Gleichspannung erzeugt, die höher ist als die Amplitude (der Spitzenwert) der Eingangswechselspannung. Der DC/DC-Wandler wandelt die Eingangsspannung, die von dem PFC bereitgestellt wird, in eine Ausgangsgleichspannung um, die der Last zugeführt ist. Die Eingangsspannung und der Eingangsstrom des PFC besitzen einen sinusförmigen Verlauf. Wenn der Leistungsfaktor des PFC nahe 1 ist, so wie beispielsweise zwischen 0,97 und 1, sind die Eingangsspannung und der Eingangsstrom annähernd in Phase, so dass die Eingangsleistung des PFC einen sinusquadratförmigen (sin2) Verlauf besitzt, der eine Welligkeit der PFC-Ausgangsspannung bewirkt. Um die Amplitude dieser Welligkeit zu reduzieren, ist ein Kondensator, der auch als Zwischenkreiskondensator bezeichnet wird, zwischen die Ausgangsanschlüsse des PFC geschaltet.
  • Der Zwischenkreiskondensator kann eine Kapazität von bis zu einigen mF (Millifarad) aufweisen und ist üblicherweise als Elektrolytkondensator ausgebildet. Allerdings besitzen Elektrolytkondensatoren eine relativ kurze Lebensdauer, weisen hohe Leckströme auf uns sind teuer. Leistungswandler mit einem DC/DC-Wandler und einem DC/AC-Wandler können dazu ausgebildet sein, eine Eingangsgleichspannung von einer Spannungsquelle wie beispielsweise einem Solarpanel, einer Batterie, oder ähnlichem, zu erhalten und eine Ausgangswechselspannung zu erzeugen, die einem Spannungsnetz zugeführt werden kann. Bei diesen Anwendungen ist der DC/DC-Wandler üblicherweise als Hochsetzsteller ausgebildet, der eine Ausgangsgleichspannung erzeugt, die höher ist als die Spitzenspannung der gewünschten Ausgangswechselspannung. Der DC/AC-Wandler (Inverter) wandelt die Ausgangsgleichspannung des DC/DC-Wandlers in eine Ausgangswechselspannung. Die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom des DC/AC-Wandlers besitzen einen sinusförmigen Verlauf. Wenn die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom in Phase sind, besitzt die Ausgangsleistung des DC/AC-Wandlers einen sinusquadratförmigen (sin2) Verlauf, während die Eingangsleistung, die er von dem DC/DC-Wandler erhält, bei einer gegebenen Eingangsleistung des DC/DC-Wandlers konstant ist. Um die Welligkeit der Eingangsgleichspannung des DC/AC-Wandlers zu reduzieren, die die Funktion des DC/DC-Wandlers negativ beeinflussen kann, ist ein Kondensator zwischen die Eingangsanschlüsse des DC/AC-Wandlers geschaltet.
  • Dieser Kondensator kann eine Kapazität von bis zu einigen mF (Millifarad) aufweisen und ist üblicherweise als Elektrolytkondensator ausgebildet. Allerdings besitzen Elektrolytkondensatoren eine relativ geringe Lebensdauer, besitzen hohe Leckströme und sind teuer.
  • Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, eine Leistungswandlerschaltung mit einem DC/DC-Wandler und einem DC/AC-Wandler zur Verfügung zu stellen, bei der die Größe eines zwischen die Eingangsanschlüsse des DC/AC-Wandlers geschalteten Kondensators reduziert werden kann, ohne die Leistungswandlungseffizienz zu verringern.
  • Dieses Problem wird durch Leistungswandlerschaltungen gemäß der Ansprüche 1 und 12 gelöst. Modifikationen und spezielle Ausführungsbeispiele sind Gegenstand von Unteransprüchen.
  • Ein erstes Ausführungsbeispiel betrifft eine Leistungswandlerschaltung mit einem Leistungswandler, der einen DC/DC-Wandler und einen DC/AC-Wandler aufweist. Der DC/DC-Wandler umfasst Eingangsanschlüsse zum Zuführen einer Eingangsgleichspannung und Ausgangsanschlüsse zum Bereitstellen einer Ausgangsgleichspannung. Der DC/AC-Wandler umfasst Eingangsanschlüsse, die an die Ausgangsanschlüsse des DC/DC-Wandlers gekoppelt sind, und Ausgangsanschlüsse zum Bereitstellen einer Ausgangswechselspannung. Der DC/DC-Wandler umfasst außerdem eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers abhängig von einem Referenzsignal zu steuern, wobei das Referenzsignal eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Ausgangswechselspannung.
  • Ein zweites Ausführungsbeispiel betrifft einen Leistungswandler. Der Leistungswandler umfasst erste Anschlüsse, zweite Anschlüsse und dritte Anschlüsse. Ein DC/DC-Wandler ist zwischen die ersten Anschlüsse und die dritten Anschlüsse geschaltet, und ein Inverter ist zwischen die dritten Anschlüsse und die zweiten Anschlüsse geschaltet. Eine erste Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, den Betrieb des DC/DC-Wandlers zu steuern, und eine zweite Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, den Betrieb des Inverters zu steuern. Der Leistungswandler ist dazu ausgebildet, in einem DC/AC-Betrieb zu arbeiten, bei dem eine Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen aus einer Gleichspannung an den ersten Anschlüssen erzeugt wird, oder in einem AC/DC-Betrieb zu arbeiten, bei dem eine Gleichspannung an den ersten Anschlüssen aus einer Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen erzeugt wird. Die erste Steuerschaltung ist im DC/AC-Betrieb dazu ausgebildet, den DC/DC-Wandler so zu betreiben, dass ein von dem DC/DC-Wandler an den Inverter gelieferter Strom abhängig ist von einem Referenzsignal, wobei das Referenzsignal eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen. Im AC/DC-Betrieb ist die erste Steuerschaltung dazu ausgebildet, den DC/DC-Wandler so zu betreiben, dass ein Strom, den der DC/DC-Wandler von dem Inverter erhält, abhängig ist von einem Referenzsignal, wobei das Referenzsignal eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen.
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand von Zeichnungen erläutert. Es sei erwähnt, dass diese Ausführungsbeispiele dazu dienen, das Grundprinzip zu erläutern, so dass nur solche Merkmale dargestellt sind, die zum Verständnis des Grundprinzips notwendig sind. Die Zeichnungen sind nicht maßstabsgerecht. Außerdem bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale in den Zeichnungen.
  • 1 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel eines AC/DC-Wandlers mit einem Leistungsfaktorkorrektor (Power Factor Corrector, PFC) und einem DC/DC-Wandler, der an den PFC gekoppelt ist;
  • 2 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des PFC;
  • 3 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der eine Tiefsetzstellertopologie aufweist;
  • 4 veranschaulicht den DC/DC-Wandler gemäß 3, wobei eine Steuerschaltung eines Schaltelements im Detail dargestellt ist;
  • 5 zeigt Zeitverläufe, die das Funktionsprinzip der Steuerschaltung gemäß 4 veranschaulichen;
  • 6 veranschaulicht ein weiteres Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers, der eine Tiefsetzstellertopologie aufweist;
  • 7 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel eines DC/AC-Wandlers, der einen DC/DC-Wandler und einen an den DC/DC-Wandler gekoppelten Inverter aufweist;
  • 8 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel des Inverters;
  • 9, die 9A und 9B umfasst, veranschaulicht Ausführungsbeispiele von elektronischen Schaltern, die in dem Inverter ausgebildet sind;
  • 10 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines DC/DC-Wandlers mit einer Hochsetzstellertopologie;
  • 11 veranschaulicht den DC/DC-Wandler gemäß 10, wobei eine Steuerschaltung eines Schaltelements im Detail dargestellt ist; und
  • 12 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel eines bidirektionalen Wandlers.
  • 1 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel eines AC/DC-Wandlers. Der Wandler umfasst einen Leistungsfaktorkorrektor (Power Factor Controller, PFC) 20 mit Eingangsanschlüssen 11, 12 zum Erhalten einer Eingangswechselspannung Vin1 und Ausgangsanschlüssen 13, 14 zum Bereitstellen einer ersten Ausgangsspannung Vout1. Ein DC/DC-Wandler 40 ist derart an den PFC 20 gekoppelt, dass der DC/DC-Wandler 40 die erste Ausgangsspannung Vout1 als eine Eingangsspannung erhält. Eingangsanschlüsse des DC/DC-Wandlers 40 entsprechen den Ausgangsanschlüssen 13, 14 des PFC. Der DC/DC-Wandler 40 ist dazu ausgebildet, eine zweite Ausgangsspannung Vout2 aus der ersten Ausgangsspannung Vout1 des OFC 20 zu erzeugen. Die zweite Ausgangsspannung Vout2 ist eine Gleichspannung und steht an den Ausgangsanschlüssen 15, 16 des DC/DC-Wandlers zur Verfügung. Die zweite Ausgangsspannung Vout2 kann dazu verwendet werden, eine Last Z (in 1 in gestrichelten Linien dargestellt) zu versorgen.
  • Ein kapazitives Element 30, wie beispielsweise ein Kondensator, ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 13, 14 des PFC 20 geschaltet. Allerdings kann aufgrund eines besonderen Funktionsprinzips des DC/DC-Wandlers 40 eine Kapazität dieses kapazitiven Elements 30 im Vergleich zu herkömmlichen AC/DC-Wandlern relativ klein sein. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Kapazität des Ausgangskondensators 30 des PFC 20 nur zwischen etwa dem 0,001-fachen (10–3-fachen) und 0,01-fachen (10–2-fachen) der Kapazität des Ausgangskondensators eines herkömmlichen AC/DC-Wandlers.
  • Der PFC 20 kann wie ein herkömmlicher PFC ausgebildet sein. Nur zu Zwecken der Erläuterung ist ein Ausführungsbeispiel des PFC 20 in 2 im Detail dargestellt. Bezugnehmend auf 2 kann der PFC 20 eine Gleichrichteranordnung 21, wie beispielsweise einen Brückengleichrichter, aufweisen, der an die Eingangsanschlüsse 11, 12 angeschlossen ist. Der Gleichrichteranordnung 21 ist die Eingangsspannung Vin1 zugeführt und sie ist dazu ausgebildet, eine gleichgerichtete Eingangsspannung Vin1' aus der Eingangsspannung Vin1 zu erzeugen. Wenn die Eingangsspannung Vin1 beispielsweise einen sinusförmigen Verlauf besitzt, besitzt die gleichgerichtete Eingangsspannung Vin1' einen Verlauf, der dem Betrag einer Sinuswelle entspricht. Der PFC 20 weist außerdem eine Hochsetzstellerstufe auf, die die gleichgerichtete Eingangsspannung Vin1' erhält und die die erste Ausgangsspannung Vout1 erzeugt. Die Hochsetzstellerstufe umfasst eine Reihenschaltung mit einem induktiven Element 22, wie beispielsweise einer Drossel, und einem elektronischen Schalter 23. Diese Reihenschaltung ist derart an die Gleichrichteranordnung 21 gekoppelt, dass die gleichgerichtete Eingangsspannung Vin1' über der Reihenschaltung zur Verfügung steht. Der elektronische Schalter 23 ist beispielsweise ein Transistor, insbesondere ein MOSFET oder ein IGBT. Allerdings ist die Verwendung eines MOSFET oder eines IGBT lediglich ein Beispiel. Ein beliebiges anderes Schaltelement, wie beispielsweise ein Bipolar-Sperrschichttransistor (Bipolar Junction Transistor, BJT), ein JFET (Junction Field-Effect Transistor) oder ein GTO (Gate Turn-Off Tyristor) kann ebenso verwendet werden. Dasselbe gilt für die anderen elektronischen Schalter, die nachfolgend noch erläutert werden.
  • Der PFC 20 umfasst ein Gleichrichterelement 24, das zwischen einen Schaltungsknoten, der dem induktiven Element 22 und dem elektronischen Schalter 23 gemeinsam ist, und einen 13 der Anschlussanschlüsse 13, 14 geschaltet ist. Das Gleichrichterelement 24 kann als Diode (wie in 2 dargestellt) ausgebildet sein. Das Gleichrichterelement könnte jedoch auch als Synchrongleichrichter (engl.: synchronous rectifier, SR) mit Schaltelementen ausgebildet sein.
  • Der elektronische Schalter 23 erhält ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Ansteuersignal S23 von einem PFC-Controller 25. Der PFC-Controller 25 kann ein herkömmlicher PFC-Controller sein, der dazu ausgebildet ist, ein PWM-Ansteuersignal, wie das PWM-Ansteuersignal S23 gemäß 2, so zu erzeugen, dass ein Leistungsfaktor nahe 1, wie beispielsweise zwischen 0,97 und 1, ist, und dass eine Ausgangsspannung, wie die erste Ausgangsspannung Vout1 in 2, wenigstens nahe einer gewünschten Spannung, wie beispielsweise 400 V, ist. Das PWM-Ansteuersignal S23 wird beispielsweise mit einer Frequenz (konstant oder variabel) erzeugt, die abhängig ist von einem Taktsignal CLK1 (in 2 in gestrichelten Linien dargestellt). Dieses Taktsignal CLK1 kann ein externes Taktsignal sein, das durch einen externen Taktgenerator (nicht dargestellt) erzeugt wird, oder kann ein Taktsignal sein, das in dem PFC-Controller erzeugt wird. Solche herkömmlichen PFC-Controller sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen notwendig sind.
  • Der DC/DC-Wandler 40 umfasst, wieder bezugnehmend auf 1, eine Schalteinheit 50, die an die Ausgangsanschlüsse 13, 14 des PFC 20 gekoppelt ist, und einen induktiven Gleichrichter 60, der zwischen die Schalteinheit 50 und die Ausgangsanschlüsse 15, 16 geschaltet ist. Die Schalteinheit 50 umfasst wenigstens einen elektronischen Schalter, wie beispielsweise einen Transistor, und ist dazu ausgebildet, eine getaktete Spannung (oder rechteckförmige Spannung) Vc1 aus der ersten Ausgangsspannung Vout1 zu erzeugen. Die getaktete Spannung wird in Übereinstimmung mit einem pulsweitenmodulierten (PWM) Ansteuersignal SD so erzeugt, dass eine Frequenz und/oder ein Tastverhältnis und/oder eine Phase der getakteten Spannung einer Frequenz und/oder einem Tastverhältnis und/oder einer Phase des Ansteuersignals SD entspricht. Das Ansteuersignal SD wird durch eine Steuerschaltung 70 auf eine Weise erzeugt, die weiter unten noch im Detail erläutert wird.
  • Der induktive Gleichrichter 60 umfasst wenigstens ein induktives Element, wie beispielsweise eine Drossel und/oder einen Transformator oder durch Kabel gekoppelte Elemente, und wenigstens ein Gleichrichterelement, wie beispielsweise eine Bipolardiode, eine Schottkydiode, oder einen Synchrongleichrichter. Der induktive Gleichrichter 60 ist dazu ausgebildet, die getaktete Spannung Vc1 gleichzurichten, um die zweite Ausgangsspannung Vout1 zu erzeugen, die eine Gleichspannung ist.
  • Das Funktionsprinzip der Steuerschaltung 70, die das wenigstens eine Ansteuersignal SD erzeugt wird nun erläutert. Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass die Eingangsspannung Vin1 einen sinusförmigen Verlauf besitzt, so dass: Vin = V0·sin(ωt) (1), wobei V0 die Amplitude und wobei ω = 2π·f. Die Eingangsspannung Vin1 ist insbesondere eine Spannung, die durch ein Spannungsnetz bereitgestellt wird. Abhängig von dem Land ist die Amplitude A0 beispielsweise 155 V (110 VEFFEKTIV) oder 325 V (230 VEFFEKTIV). Die Frequenz f ist üblicherweise 50 Hz oder 60 Hz.
  • Ein Eingangsstrom Iin1, der aus dieser Eingangsspannung Vin1 resultiert, ist: Iin1 = I0·sin(ωt + φ) (2), wobei I0 eine Amplitude des Eingangsstroms und φ eine Phasenverschiebung zwischen der Eingangsspannung Vin1 und dem Eingangsstrom Iin1 ist. Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass ein Leistungsfaktor des PFC 20 nahe 1 ist, wie beispielsweise zwischen 0,97 und 1. In diesem Fall ist die Phasenverschiebung φ annähernd 0. Eine Eingangsleistung Pin des PFC 20 ist dann gegeben durch: Pin1 = Vin1·Iin1 = V0·I0·sin2(ωt) = 1 / 2·V0·I0·(1 – cos(2ωt)) (3).
  • Bezugnehmend auf Gleichung (3) variiert die Eingangsleistung Pin zwischen einer maximalen Eingangsleistung PinMAX, mit PinMAX = V0·I0, und einer minimalen Eingangsleistung, die 0 ist, bei einer Frequenz 2ω, die das Zweifache der Frequenz der Eingangsspannung Vin1 ist.
  • Bei einem herkömmlichen AC/DC-Wandler besitzt der an den PFC gekoppelte DC/DC-Wandler eine konstante Eingangsleistung, so dass ein vergleichsweise großer Ausgangskondensator des PFC benötigt wird, um Variationen der Eingangsleistung des PFC 20 zu puffern, um dadurch die Variation der Ausgangsspannung des PFC 20 zu reduzieren.
  • In dem AC/DC-Wandler gemäß 1 ist die Leistungsschaltung 70 dazu ausgebildet, die Schaltanordnung 50 so anzusteuern, dass ein Momentanwert der Eingangsleistung des DC/DC-Wandlers 40, unter Vernachlässigung von Verlusten, der momentanen Eingangsleistung des PFC 20 entspricht. Die Eingangsleistung Pin40 des DC/DC-Wandlers entspricht der Ausgangsleistung Pout20 des PFC (Pin40 = Pout20). Außerdem entspricht die Ausgangsleistung Pout20 des PFC dessen Eingangsleistung (Pin = Pout20). Der PFC 20 ist dazu ausgebildet, eine Ausgangsgleichspannung Vout zu erzeugen. Daher sollte für einen Eingangsstrom I40 des DC/DC-Wandlers 40 gelten, damit die Eingangsleistung Pin40 des DC/DC-Wandlers gleich der Ausgangsleistung Pout20 des PFC 20 ist:
    Figure 00100001
  • Daher ist die Steuerschaltung 70 dazu ausgebildet, die Schaltanordnung 50 so anzusteuern, dass der gleitende Durchschnittswert des Eingangsstroms I40 des DC/DC-Wandlers 40 einen Signalverlauf besitzt, der dem Signalverlauf der Eingangsleistung Pin des PFC 20 entspricht. Allgemein ist die Steuerschaltung 70 dazu ausgebildet, die Schaltanordnung 50 durch Bereitstellen des wenigstens einen Ansteuersignals SD so anzusteuern, dass das Ansteuersignal SD abhängig ist von einem Referenzsignal SREF1, wobei das Referenzsignal SREF1 eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von der Frequenz der Eingangswechselspannung. Wenn also die Eingangsspannung Vin1 eine sinusförmige Spannung ist, ist das Referenzsignal SREF1 in sinusquadratförmiges Signal. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird das Referenzsignal SREF1 von der Eingangsspannung Vin1 oder von dem Eingangsstrom Iin1 des PFC abgeleitet, so dass der Signalverlauf des Referenzsignals SREF1 in Phase ist mit dem Signalverlauf der Eingangsleistung Pin des PFC.
  • Um den Eingangsstrom I40 des DC/DC-Wandlers 40 zu steuern, erhält die Steuerschaltung 70 ein Eingangsstromsignal SC1, das den Eingangsstrom I40 repräsentiert. Das Eingangsstromsignal SC1 kann durch Messen des Eingangsstroms I40 erhalten werden. Bei dem in 1 dargestellten Ausführungsbeispiel liefert eine Strommesseinheit 41, die an die Laststrecke des DC/DC-Wandlers 40 gekoppelt ist, das Strommesssignal SC1. Allerdings ist das Messen des Eingangsstroms, um das Eingangsstromsignal SC1 zu erhalten, lediglich ein Beispiel. Der Eingangsstrom 40 könnte auch geschätzt oder von einem anderen Parameter, wie beispielsweise einer Spannung über einzelnen Elementen des induktiven Gleichrichters 60, der im Detail noch anhand von 3 erläutert werden wird, abgeleitet werden. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Strommesssignal SC1 proportional zu dem Eingangsstrom I40.
  • Die Schaltanordnung 50 wird abhängig von dem PWM-Ansteuersignal SD ein- und ausgeschaltet, so dass gemäß einem Ausführungsbeispiel die rechteckförmige Spannung Vc1 ein Tastverhältnis besitzt, das dem Tastverhältnis SD des Ansteuersignals entspricht. Der Eingangsstrom I40 ist kein gleichmäßiger Strom, sondern wird abhängig von dem Ansteuersignal SD zyklisch ein- und ausgeschaltet. Allerdings ist eine Schaltfrequenz, also eine Frequenz des Ansteuersignals SD, wesentlich höher als die Frequenz der gewünschten Variationen des Eingangsstroms I40, so dass ein Durchschnittswert des Eingangsstroms I40 der Gleichung (4) genügt. Während die Frequenz der Variationen der Eingangsleistung Pin des PFC 20, und dadurch der gewünschten Variationen des Eingangsstroms I40 des DC/DC-Wandlers 40, das Doppelte der Frequenz der Eingangsspannung Vin1 ist, beispielsweise 100 Hz oder 120 Hz, ist eine Frequenz des Ansteuersignals SD viel höher. Gemä0 einem Ausführungsbeispiel ist die Schaltfrequenz im Bereich von einigen Kilohertz (kHz) und ist dadurch wesentlich schneller als die gewünschten Variationen des Eingangsstroms I40. Ein ”Durchschnittswert des Eingangsstroms I20” ist ein für einen Ansteuerzyklus oder für einige aufeinanderfolgende Ansteuerzyklen des Ansteuersignals SD berechnet, jedoch für eine Dauer, die wesentlich geringer ist als eine Periode des Eingangsstroms I20.
  • Durch Steuern des Eingangsstroms I40 des DC/DC-Wandlers 40 derart, dass der Eingangsstrom entsprechend Variationen der Eingangsleistung Pin des PFC 20 variiert, wird ein Energiepuffer am Ausgang des PFC 20 nicht benötigt, oder es wird nur ein kleinerer Energiepuffer benötigt. Dadurch könnte der Kondensator 30 am Ausgang des PFC 20 weggelassen werden oder eine Kapazität dieses Ausgangskondensators 30 kann wesentlich geringer sein, als die Kapazität am Ausgang des herkömmlichen PFC.
  • Der DC/DC-Wandler kann mit einer herkömmlichen DC/DC-Wandler-Topologie ausgebildet sein. 3 veranschaulicht ein vereinfachtes Ausführungsbeispiel, bei dem der DC/DC-Wandler 40 eine Tiefsetzstellertopologie aufweist. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst die Schaltanordnung 50 einen elektronischen Schalter. Dieser elektronische Schalter 51 weist eine Laststrecke auf, die an einen der Eingangsanschlüsse 13, 14 angeschlossen ist, und weist einen Steueranschluss zum Erhalten des Ansteuersignals SD auf. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 3 ist der elektronische Schalter 51 an einen ersten Eingangsanschluss 13 des DC/DC-Wandlers 40 angeschlossen.
  • Der induktive Gleichrichter 60 umfasst eine Reihenschaltung mit einem induktiven Element 61, wie beispielsweise eine Drossel, und einem kapazitiven Element 63. Diese Reihenschaltung mit dem induktiven Element 61 und dem kapazitiven Element 63 ist derart in Reihe zu dem elektronischen Schalter 51 geschaltet, dass das induktive Element 61 zwischen den elektronischen Schalter 51 und einen der Ausgangsanschlüsse 15 geschaltet ist und dass das kapazitive Element 63 zwischen die Ausgangsanschlüsse 15, 16 geschaltet ist, so dass die Ausgangsspannung Vout2 über dem kapazitiven Element 63 verfügbar ist. Ein zweiter Eingangsanschluss 14 und ein zweiter Ausgangsanschluss 16 sind elektrisch miteinander gekoppelt, wobei bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 3 nur die Strommesseinheit 71 zwischen diese Anschlüsse 14, 16 geschaltet ist. Der induktive Gleichrichter 60 umfasst weiterhin ein Gleichrichterelement 62, das parallel zu der Reihenschaltung mit dem induktiven Element 61 und dem kapazitiven Element 63 geschaltet ist.
  • Das Funktionsprinzip des DC/DC-Wandlers 40 gemäß 3 wird nachfolgend erläutert. Der elektronische Schalter 50 wird durch das PWM-Ansteuersignal SD zyklisch ein- und ausgeschaltet. Wenn der elektronische Schalter 51 in seinem Ein-Zustand ist, wird die Ausgangsspannung Vout1 des PFC (20 in 1), die die Eingangsspannung des DC/DC-Wandlers 40 ist, an den induktiven Gleichrichter 60 angelegt. Hierdurch nimmt der Eingangsstrom I40, der der Strom durch das induktive Element 61 ist, zu, bis der elektronische Schalter 51 ausgeschaltet wird. Wenn der elektronische Schalter 51 ausgeschaltet wird, funktioniert das Gleichrichterelement 62 wie ein Freilaufelement, das den Strom durch das induktive Element 61 übernimmt, wobei der Strom durch das induktive Element 61 während des Aus-Zustands des elektronischen Schalters 51 abnimmt.
  • Der Eingangsstrom I40 des DC/DC-Wandlers, insbesondere ein Durchschnittswert des Eingangsstroms I40, kann über das PWM-Ansteuersignal SD geregelt werden durch geeignetes Einstellen eines Tastverhältnisses des Ansteuersignals SD abhängig von dem Strommesssignal SC1 und dem Referenzsignal SREF1.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Steuerschaltung 40, die dazu ausgebildet ist, das Ansteuersignal SD so zu erzeugen, dass der Eingangsstrom I40 des DC/DC-Wandlers 40 den Signalverlauf des Referenzsignals SREF1 besitzt, ist in 4 dargestellt. Die Steuerschaltung 70 umfasst einen Oszillator 73, der ein Taktsignal SCLK1 bereitstellt. Dieses Taktsignal SCLK1 definiert eine Frequenz des PWM-Ansteuersignals SD. In der Steuerschaltung gemäß 4 ist das Taktsignal SCLK1 einem Setz-Eingang S eines RS-Flip-Flops 75 zugeführt. Das Ansteuersignal SD steht an einem nicht-invertierenden Ausgang Q des Flip-Flops 75 zur Verfügung. Optional ist ein Treiber (nicht dargestellt) zwischen den Ausgang Q des Flip-Flops 75 und den Steueranschluss des elektronischen Schalters 51 geschaltet. Der Treiber verstärkt das am Ausgang des Flip-Flops 75 zur Verfügung stehende Logiksignal auf einen Signalpegel, der geeignet ist, den elektronischen Schalter 51 anzusteuern. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird das Taktsignal SCLK1, das durch den Oszillator 73 bereitgestellt wird, mit dem Taktsignal CLK1 synchronisiert, das die Erzeugung des PWM-Signals in dem PFC bestimmt. Hierzu kann dem Oszillator 73 das Taktsignal CLK1 zugeführt sein.
  • Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 4 ist der elektronische Schalter 51 als MOSFET, insbesondere als n-leitender MOSFET ausgebildet. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Eine beliebige andere Art von elektronischem Schalter, wie beispielsweise ein IGBT, ein BJT oder ein GTO kann ebenso verwendet werden.
  • Die Steuerschaltung 70 umfasst außerdem einen Komparator 74, dem das Referenzsignal SREF1 an einem ersten Eingang und das Strommesssignal SC1 an einem zweiten Eingang zugeführt sind. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 4 ist der erste Eingang ein invertierender Eingang des Komparators 74 und der zweite Eingang ist ein nicht-invertierender Eingang des Komparators. Das Referenzsignal SREF1 wird durch einen Referenzsignalgenerator 72 bereitgestellt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erzeugt der Referenzsignalgenerator das Referenzsignal SREF1 abhängig von einem Eingangssignal SIN1. Das Eingangssignal SIN1 repräsentiert die Eingangsspannung Vin1 oder den Eingangsstrom Iin1 des PFC. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Eingangssignal SIN1 proportional zu der Eingangsspannung Vin1 oder dem Eingangsstrom Iin1. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Referenzsignal SREF1 proportional zum Quadrat des Eingangssignals SIN, so dass SREF1 ~ SIN1 2 (5).
  • Wenn das Eingangssignal SIN proportional zu dem Eingangsstrom Vin1 ist, dann gilt bezugnehmend auf die Gleichung (1): SREF1 ~ V0 2·sin2(ωt) (6).
  • Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 4 ist die Strommesseinheit 71 als Shunt-Widerstand 71 ausgebildet. Das Strommesssignal SC1 ist eine Spannung V71 über dem Shunt-Widerstand 71. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Shunt-Widerstand 71 an den zweiten Eingangsanschluss 14 des DC/DC-Wandlers 40 angeschlossen. Dieser zweite Eingangsanschluss 14 ist beispielsweise an ein Referenzpotential, wie beispielsweise Masse, gekoppelt, das auch das Referenzpotential der Steuerschaltung 70 ist. Daher ist es ausreichend, einen der Anschlüsse des Shunt-Widerstandes 71 an den zweiten Eingangsanschluss des Komparators 74 zu koppeln, um die Spannung V71 am zweiten Anschluss des Komparators 74 zu erhalten.
  • Ein Komparatorsignal, dass an einem Ausgang des Komparators 74 zur Verfügung steht, ist einem Rücksetz-Eingang R des Flip-Flops 75 zugeführt. Während das Taktsignal SCLK1 die Frequenz des Ansteuersignals SD definiert, definiert das Komparatorsignal 74 das Tastverhältnis des Ansteuersignals SD, wobei das Tastverhältnis so eingestellt wird, dass der Signalverlauf des Eingangsstroms I40, der durch das Strommesssignal SC1 repräsentiert ist, dem Referenzsignal SREF1 folgt.
  • Das Funktionsprinzip der Steuerschaltung 70 gemäß 4 wird unter Bezugnahme auf 5 erläutert, in der Zeitverläufe des Strommesssignals SC1, das den Eingangsstrom I40 repräsentiert, des Taktsignals SCLK1 und des Ansteuersignals SD dargestellt sind. Es sei erwähnt, dass der DC/DC-Wandler 40 im kontinuierlichen Strombetrieb (Continuous Current Mode, CCM) oder im diskontinuierlichen Strombetrieb (Discontinuous Current Mode, DCM) betrieben werden kann. Im CCM nimmt der Strom durch das induktive Element 61 nicht bis auf 0 ab, wenn der elektronische Schalter 51 ausgeschaltet ist, so dass der Eingangsstrom I40 (wie in 5 dargestellt) einen trapezförmigen Verlauf besitzt. Im DCM nimmt der Strom durch das induktive Element 61 bis auf 0 ab, wenn der elektronische Schalter 51 im Aus-Zustand ist. In diesem Fall besitzt der Eingangsstrom I40 einen dreieckförmigen Verlauf (nicht dargestellt).
  • In der Steuerschaltung 70 gemäß 4 nimmt das Ansteuersignal SD einen Ein-Pegel an, der den elektronischen Schalter 51 einschaltet, jedes Mal wenn ein Signalimpuls des Taktsignals SCLK1 auftritt. Eine Frequenz fCLK1 des Taktsignals SCLK1, definiert daher die Schaltfrequenz des Ansteuersignals SD. Eine Taktperiode des Taktsignals SCLK1 ist TCLK1, so dass die Taktfrequenz fCLK1 1/TCLK1 ist. In 5 ist ein Ein-Pegel des Ansteuersignals SD ein hoher Signalpegel oder ein Pegel einer logischen ”1”. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Ein Ein-Pegel des Ansteuersignals SD könnte auch ein niedriger Pegel sein.
  • Wenn das Ansteuersignal SD einen Ein-Pegel annimmt, wird der elektronische Schalter 51 eingeschaltet, so dass der Eingangsstrom I40 zunimmt. Der elektronische Schalter 51 wird ausgeschaltet, wenn das Eingangsstromsignal SC1 das Referenzsignal SREF1 erreicht. Die Frequenz des Referenzsignals SREF1 ist wesentlich kleiner als die Schaltfrequenz des Ansteuersignals SD; und da in 5 nur einige Ansteuerperioden des Ansteuersignals SD dargestellt sind, zeigt 5 nur einen kleinen Bruchteil einer Periode des Referenzsignals SREF1. Die durch die Steuerschaltung 70 bereitgestellte Regelung bewirkt, dass das Tastverhältnis SD des Ansteuersignals ansteigt, wenn das Referenzsignals SREF1 ansteigt, und bewirkt, dass das Tastverhältnis abnimmt, wenn das Referenzsignal SREF1 abnimmt, wobei ein gleitender Durchschnitt des Eingangsstroms I40 zunimmt, wenn das Tastverhältnis zunimmt, und wobei der gleitende Durchschnitt des Eingangsstroms I40 abnimmt, wenn das Tastverhältnis abnimmt. Der gleitende Durchschnitt ist ein Durchschnitt des Eingangsstroms über einen oder mehrere Ansteuerzyklen oder Ansteuerperioden T, wie beispielsweise zwischen 1 und 10 Ansteuerzyklen. Dadurch folgt ein Verlauf eines gleitenden Durchschnitts des Eingangsstroms I40 dem Verlauf des Referenzsignals SREF1. Die Steuerschaltung 70 funktioniert daher als Stromregler, der den Eingangsstrom I40 des DC/DC-Wandlers so steuert, dass ein Signalverlauf eines gleitenden Durchschnitts des Eingangsstroms I40 einem Signalverlauf des Referenzsignals SREF1 entspricht, wobei der Signalverlauf des Referenzsignals den Signalverlauf der Eingangsleistung Pin des PFC 20 repräsentiert.
  • Bei dem oben beschriebenen AC/DC-Wandler ist die den PFC 20 gelieferte Momentanenergie – abgesehen von Verlusten – dieselbe wie die von dem DC/DC-Wandler 40 während der Schaltperioden erhaltene Momentanenergie.
  • Bei dem oben beschriebenen AC/DC-Wandler werden die Ausgangsspannung des Leistungsfaktorkorrektors 20 und der Eingangsstrom I40 des DC/DC-Wandlers gesteuert. Es gibt jedoch keine Steuerung der Ausgangsspannung Vout2 des DC/DC-Wandlers. Ein AC/DC-Wandler dieses Typs kann beispielsweise dazu verwendet werden, eine elektrische Last Z zu versorgen, die die Ausgangsspannung Vout2 selbst definiert, wie beispielsweise ein zu ladender Akkumulator oder eine zu ladende Batterie. Der AC/DC-Wandler kann daher als Batterieladegerät verwendet werden.
  • 6 veranschaulicht ein Ausführungsbeispiel einer Steuerschaltung 70, die nicht nur dazu ausgebildet ist, den Eingangsstrom I40 abhängig von dem Referenzsignal SREF1 zu steuern, sondern die auch dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung Vout2 zu regeln. Allerdings könnte, anstatt der Ausgangsspannung Vout2 auch der Ausgangsstrom oder die Ausgangsleistung des DC/DC-Wandlers geregelt werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst die Steuerschaltung 70 einen Controller 76, dem ein Ausgangssignal SOUT2 und ein weiteres Referenzsignal SREF-OUT2 zugeführt ist. Das Ausgangssignal SOUT2 ist abhängig von der Ausgangsspannung Vout2. Das Ausgangssignal SOUT2 ist insbesondere proportional zu der Ausgangsspannung Vout2. Das Ausgangssignal SOUT2 kann aus der Ausgangsspannung Vout2 in herkömmlicher Weise, beispielsweise unter Verwendung eines Spannungsteilers (nicht dargestellt) erzeugt werden. Das weitere Referenzsignal SREF-OUT2 wird durch eine Referenzspannungsquelle 77 bereitgestellt. Das weitere Referenzsignal SREF-OUT2 repräsentiert den gewünschten Spannungswert der Ausgangsspannung Vout2. Der Controller 76 liefert ein Steuersignal SCTRL1 aus einer Differenz zwischen dem Ausgangssignal SOUT2 und dem weiteren Referenzsignal SREF-OUT2. Der Controller 76 ist beispielsweise ein Integral-Controller (I-Controller) oder Proportional-Integral-Controller (PI-Controller). Einen Multiplizierer 78 sind das Steuersignal SCTRL1 und das Referenzsignal SREF1 zugeführt und er liefert ein Signal an den ersten Eingangsanschluss des Komparators 74, das das Produkt dieser zwei Signale SCTRL1, SREF1 repräsentiert. Wenn die Ausgangsspannung Vout2 beispielsweise unter den gewünschten Spannungswert absinkt, so dass das Ausgangssignal SOUT2 unter das weitere Referenzsignal SREF-OUT2 absinkt, nimmt das Steuersignal SCTRL1 zu und ein Signalpegel des Signals an dem ersten Eingang des Komparators 74 nimmt allgemein zu. Dies führt insgesamt zu einem Ansteigen des Tastverhältnisses des Ansteuersignals SD. Dieser insgesamte Anstieg des Tastverhältnisses SD bewirkt, dass der Durchschnittswert des Eingangsstroms I40 ansteigt, um dadurch einem Absinken des Ausgangsspannung Vout2 entgegenzuwirken. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, dass der Controller 76 so ausgebildet ist, dass Variationen des Steuersignals SCTRL1 eine Frequenz besitzen, die wesentlich geringer ist als die Schaltfrequenz des Ansteuersignals SD. Wenn die Ausgangsspannung Vout2 über dem gewünschten Spannungswert ansteigt, steigt das Ausgangssignal SOUT2 an, so dass das Steuersignal SCTRL1 absinkt und das Eingangssignal an dem ersten Eingang des Komparators 74 allgemein abnimmt. Dadurch nimmt das Tastverhältnis des Ansteuersignals SD allgemein ab und der Durchschnittswert des Eingangsstroms I40 nimmt ab.
  • Die Steuerschaltung 70 gemäß 6 weist zwei Regelschleifen auf. Eine erste Regelschleife steuert den Eingangsstrom so, dass er einen Signalverlauf entsprechend dem Signalverlauf des Referenzsignals SREF1 aufweist. Eine zweite Regelschleife verstärkt das Referenzsignal SREF1 und ist dazu ausgebildet, das Tastverhältnis des Ansteuersignals SD allgemein zu erhöhen oder zu verringern, um die Ausgangsspannung Vout2 zu steuern. Anstelle der Ausgangsspannung Vout2 könnte ein Ausgangsstrom Iz oder eine Ausgangsleistung durch das Steuersignal SCTRL1 abhängig von dem Ausgangsstrom Iz oder der Ausgangsleistung geregelt werden. Die Ausgangsleistung ist das Produkt der Ausgangsspannung Vout2 und des Ausgangsstroms Iz.
  • Es sei erwähnt, dass das Verwenden eines DC/DC-Wandlers 40 mit einer Tiefsetzstellertopologie nur ein Beispiel ist. Eine beliebige andere DC/DC-Wandler-Topologie könnte ebenso verwendet werden.
  • Das zuvor erläuterte Grundprinzip, dass das Steuern der Eingangsleistung des DC/DC-Wandlers derart umfasst, dass diese der Ausgangsleistung eines AC/DC-Wandlers, wie beispielsweise eines PFC, entspricht, ist äquivalent auf einen DC/AC-Wandler anwendbar, der einen DC/DC-Wandler und einen an den DC/DC-Wandler angeschlossenen DC/AC-Wandler aufweist. Dies ist nachfolgend erläutert.
  • 7 veranschaulicht schematisch ein Ausführungsbeispiel eines DC/AC-Wandlers. Der Wandler umfasst einen DC/DC-Wandler 140 mit Eingangsanschlüssen 111, 112 zum Erhalten einer Eingangsgleichspannung Vin2 und Ausgangsanschlüsse 113, 114 zum Bereitstellen einer ersten Ausgangsspannung Vout3. Ein DC/AC-Wandler (Inverter) 120 ist derart an den DC/DC-Wandler 140 gekoppelt, dass dem DC/DC-Wandler 140 die erste Ausgangsspannung Vout3 als Eingangsspannung zugeführt ist. Eingangsanschlüsse des Inverters 120 entsprechen den Ausgangsanschlüssen 113, 114 des DC/DC-Wandlers. Der Inverter 120 ist dazu ausgebildet, eine zweite Ausgangsspannung Vout4 aus der ersten Ausgangsspannung Vout3 des DC/DC-Wandlers 140 zu erzeugen. Die zweite Ausgangsspannung Vout4 ist eine Wechselspannung und steht an Ausgangsanschlüssen 115, 116 des Inverters 120 zur Verfügung.
  • Die zweite Ausgangsspannung Vout4 kann mit der Versorgungsspannung eines Spannungsnetzes Z2 synchronisiert sein und kann Energie an das Spannungsnetz liefern. Allerdings könnte der DC/DC-Wandler auch dazu ausgebildet sein, eine Ausgangswechselspannung zu liefern, die unabhängig ist von einer Netzspannung. Die Eingangsgleichspannung kann durch eine herkömmliche Gleichspannungsquelle, wie beispielsweise eine Batterie, ein Photovoltaik-Modul (Solarmodul) oder ähnliches, bereitgestellt werden.
  • Ein kapazitives Element 130, wie beispielsweise ein Kondensator, ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 113, 114 des DC/DC-Wandlers 140 geschaltet. Dieser Kondensator funktioniert als Ausgangskondensator des DC/DC-Wandlers und als Eingangskondensator des Inverters. Allerdings kann aufgrund eines speziellen Funktionsprinzips des DC/DC-Wandlers eine Kapazität dieses kapazitiven Elements 130 relativ klein sein im Vergleich zu herkömmlichen DC/AC-Wandlern. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Kapazität des Ausgangskondensators 130 nur etwa zwischen dem 0.001-fachen (10–3) und 0.01-fachen (10–2) der Kapazität der Eingangskapazität eines herkömmlichen Inverters.
  • Der Inverter 120 kann wie ein herkömmlicher Inverter ausgebildet sein. Lediglich zu Veranschaulichungszwecken ist ein Ausführungsbeispiel des Inverters 120 in 8 im Detail dargestellt.
  • Der in 8 dargestellte DC/DC-Wandler 140 ist ein Vollbrücken-(H4)-Wandler mit zwei Halbbrückenschaltungen, die jeweils zwischen die Eingangsanschlüsse 113, 114 geschaltet sind. Jede dieser Halbbrückenschaltungen umfasst zwei Schalter, die jeweils eine Laststrecke und einen Steueranschluss aufweisen. Die Laststrecken der zwei Schalter einer Halbbrücke sind in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 113, 114 geschaltet, wobei ein erster Schalter 121 1 und ein zweiter Schalter 121 2 die erste Halbbrücke bilden und ein dritter Schalter 121 3 und ein vierter Schalter 121 4 die zweite Halbbrücke bilden. Jede der Halbbrücken umfasst einen Ausgang, wobei ein Ausgang der ersten Halbbrücke durch einen den Laststrecken der ersten und zweiten Schalter 121 1, 121 2 gemeinsamen Schaltungsknoten gebildet ist. Ein Ausgang der zweiten Halbbrücke ist durch einen den Laststrecken der dritten und vierten Schalter 121 3, 121 4 gemeinsamen Schaltungsknoten gebildet. Der Ausgang der ersten Halbbrücke ist über ein erstes induktives Element 122 1, wie beispielsweise eine Drossel, an den ersten Ausgangsanschluss 115 des Inverters gekoppelt. Der Ausganganschluss der zweiten Halbbrücke ist über ein zweites induktives Element 122 2, wie beispielsweise eine Drossel, an den zweiten Ausgangsanschluss 116 des Inverters 120 gekoppelt. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel (nicht dargestellt) wird nur eines der ersten und zweiten induktiven Elemente 122 1, 122 2 verwendet.
  • Jedem der Schalter 121 1, 121 2, 121 3, 121 4 ist ein Steuersignal S1211, S1212, S1213, S1214 an seinem Steueranschluss zugeführt. Diese Steuersignale S1211–S1214 werden durch eine Ansteuerschaltung 123 abhängig von einem Referenzsignal SAC bereitgestellt. Das Referenzsignal ist ein Wechselsignal, das die Frequenz der Ausgangswechselspannung Vout4 definiert. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird das Referenzsignal aus einer Wechselspannung des Spannungsnetzes Z2 erhalten, welchem die Ausgangsspannung des Inverters Energie zuführt.
  • Die Ansteuersignale S1211–S1214 sind pulsweitenmodulierte (PWM) Ansteuersignale, die dazu ausgebildet sind, die zugehörigen Schalter 121 1–121 4 ein- und auszuschalten. Es sei erwähnt, dass eine Schaltfrequenz der PWM-Signale S1211–S1214 wesentlich höher ist als eine Schaltfrequenz des Referenzwechselsignals SAC. Das Referenzsignal SAC kann ein Sinussignal mit einer Frequenz von 50 Hz oder 60 Hz sein, abhängig von dem Land, in dem das Spannungsnetz realisiert ist, wärhend die Schaltfrequenz der einzelnen Schalter 121 1–121 4 im Bereich von einigen kHz bis hin zu einigen 10 kHz, oder sogar bis hin zu einigen 100 kHz sein kann. Die Ansteuerschaltung 123 ist dazu ausgebildet, Frequenz- und Tastverhältnis jedes der Ansteuersignale S1211–S1214 individuell einzustellen, um zu erreichen, dass der Signalverlauf der Ausgangsspannung Vout4 dem Signalverlauf des Referenzsignals SAC folgt. Das Tastverhältnis kann zwischen 0 und 1 variieren. Wenn das Tastverhältnis eines Ansteuersignals 0 ist, ist der zugehörige Schalter dauerhaft ausgeschaltet, und wenn das Tastverhältnis eines Ansteuersignals 1 ist, ist der zugehörige Schalter dauerhaft eingeschaltet. Das Tastverhältnis eines Ansteuersignals ist definiert durch das Verhältnis zwischen der Zeitdauer, für welche ein Ansteuersignal den zugehörigen Schalter einschaltet, relativ zu der Dauer eines Schaltzyklusses. Die Dauer eines Schaltzyklusses ist der Kehrwert der Schaltfrequenz.
  • Die Ausgangsspannung Vout4 ist eine Wechselspannung mit positiven Halbwellen, in denen die Ausgangsspannung Vout4 positiv ist, und negativen Halbwellen, in denen die Ausgangsspannung Vout4 negativ ist. Das zeitliche Verhalten der Ausgangsspannung Vout4 ist abhängig von dem Referenzsignal SAC.
  • Zwei mögliche Funktionsprinzipien des Inverters 120 sind nachfolgend kurz erläutert. Zunächst sei angenommen, dass eine positive Halbwelle der Ausgangsspannung Vout4 aus der Eingangsgleichspannung Vout3 erzeugt werden soll. Gemäß einem ersten Funktionsprinzip, das als bipolares Schalten oder 2-Pegel-Schalten bekannt ist, werden die ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 synchron ein- und ausgeschaltet, wärhend die zweiten und dritten Schalter 121 2, 121 3 dauerhaft ausgeschaltet sind. Während einer Ein-Phase der ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 wird ein Ausgangsstrom Iz2 durch die Drossel(n) 122 1, 122 2 getrieben, der abhängig ist von einer Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung Vout3 über der Eingangskapazität 130 und der Ausgangsspannung Vout4, wobei die Ausgangsspannung Vout4 durch die Netzspannung definiert ist. Die Schalter 121 1–121 4 umfassen jeweils ein Freilaufelement, wie beispielsweise eine Diode, die in 8 ebenfalls dargestellt ist. Die Freilaufelemente der zweiten und dritten Schalter 121 2, 121 3 übernehmen den durch die Drossel(n) 122 1, 122 2 fließenden Strom wenn die ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 ausgeschaltet sind. Bei diesem Verfahren kann die Amplitude des Ausgangsstroms Iz2 des Inverters über das Tastverhältnis der synchronen Schaltoperation der ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 eingestellt werden. Während der negativen Halbwelle werden die zweiten und dritten Schalter 121 2, 121 3 synchron ein- und ausgeschaltet, wärhend die ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 dauerhaft aus sind.
  • Gemäß einem zweiten Funktionsprinzip, das als Phasenwechsel oder 3-Pegel-Schalten bekannt ist, ist der erste Schalter 121 1 während der positive Halbwelle der Ausgangsspannung v2 dauerhaft eingeschaltet, die ersten und dritten Schalter 121 2, 121 3 sind dauerhaft aus und der vierte Schalter 121 4 wird getaktet ein- und ausgeschaltet. Während einer Ein-Phase der ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 wird ein Ausgangsstrom Iz2 durch die Drossel(n) 122 1, 122 2 getrieben, der abhängig ist von einer Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung Vout3 über der Eingangskapazität 130 und der Ausgangsspannung Vout4, wobei die Ausgangsspannung Vout4 definiert ist durch die Netzspannung. Während einer Aus-Phase des vierten Schalters 121 4 wird ein Freilaufpfad durch das Freilaufelement des Schalters 121 3 und den eingeschalteten ersten Schalter 121 1 gebildet, wodurch ein Nullspannungszustand über den Ausgangsdrosseln 122 1, 122 2 ermöglicht wird. Bei diesem Verfahren kann die Amplitude des Ausgangsstroms Iz2 über das Tastverhältnis der Schaltoperation der ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 eingestellt werden. Während der negativen Halbwelle sind die ersten und vierten Schalter 121 1, 121 4 dauerhaft ausgeschaltet, der zweite Schalter 121 2 ist dauerhaft eingeschaltet und der dritte Schalter 121 3 wird getaktet ein- und ausgeschaltet.
  • Die Schalter 121 1–121 4 können als herkömmliche elektronische Schalter ausgebildet sein. Bezugnehmend auf 9A, die ein erstes Ausführungsbeispiel zum Realisieren der Schalter veranschaulicht, können die Schalter als MOSFETs, insbesondere als n-leitende MOSFETs ausgebildet sein. Ein elektronischer Schalter 121 in 9A repräsentiert einen beliebigen der Schalter 121 1–121 4. Ein MOSFET, wie beispielsweise ein n-leitender MOSFET, der in 9A dargestellt ist, weist eine integrierte Diode auf, die in 9A ebenfalls dargestellt ist. Diese Diode ist bekannt als Bodydiode und kann als Freilaufelement dienen. Eine Drain-Source-Strecke, also eine Strecke zwischen einem Drainanschluss und einem Sourceanschluss, bildet eine Laststrecke eines MOSFET, und ein Gateanschluss bildet einen Steueranschluss.
  • Bezugnehmend auf 9B könnten die Schalter 121 1–121 4 auch als IGBTs ausgebildet sein, wobei zusätzlich eine Diode zwischen einen Kollektor- und einen Emitteranschluss des IGBT geschaltet sein kann. Die Diode wirkt als Freilaufelement. Bei einem IGBT verläuft die Laststrecke zwischen den Emitter- und Kollektoranschlüssen, und der Gateanschluss bildet einen Steueranschluss.
  • Es sei erwähnt, dass das Realisieren der Schalter 121 1–121 4 als MOSFETs oder IGBTs nur ein Beispiel ist. Eine beliebige andere Art von elektronischem Schalter, wie beispielsweise einem GTO (Gate Turn-Off Thyristor) kann ebenso verwendet werden.
  • Der DC/DC-Wandler 140 umfasst, erneut bezugnehmend auf 7, eine Verstärkereinheit 150, die an die Eingangsanschlüsse 111, 112 und die Ausgangsanschlüsse 113, 114 gekoppelt ist. Die Verstärkereinheit 150 umfasst wenigstens einen elektronischen Schalter, wie beispielsweise einen Transistor, wenigstens ein induktives Element, wie beispielsweise eine Drossel und/oder einen Transformator, und wenigstens ein Gleichrichterelement, wie beispielsweise eine Bipolardiode, eine Schottkydiode oder einen Synchrongleichrichter.
  • Dem wenigstens einen Schalter ist ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Ansteuersignal SD2 zugeführt, das durch eine Steuerschaltung 170 in einer nachfolgend noch im Detail erläuterten Weise bereitgestellt wird.
  • Das Funktionsprinzip der Steuerschaltung 170, die das wenigstens eine Ansteuersignal SD erzeugt, wird nachfolgend erläutert. Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass die Ausgangsspannung Vout4 des Inverters 120 einen sinusförmigen Verlauf besitzt, so dass: Vout4 = V0·sin(ωt) (7), wobei V0 die Amplitude ist und wobei ω = 2π·f. Diese Spannung Vout4 ist insbesondere geeignet, an ein Spannungsnetz geliefert zu werden. Abhängig von dem Land ist die Amplitude A0 beispielsweise 155 V (110 VEFFEKTIV) or 325 V (230 VEFFEKTIV). Die Frequenz f ist üblicherweise 50 Hz oder 60 Hz.
  • Ein Ausgangsstrom Iz2 ist: Iz2 = I0·sin(ωt + φ) (8), wobei I0 eine Amplitude des Ausgangsstroms Iz2 und φ eine Phasenverschiebung zwischen der Ausgangsspannung Vout4 und dem Ausgangsstrom Iz2 ist. Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, dass der Inverter 120 den Ausgangsstrom Iz2 so erzeugt, dass er in Phase mit der Ausgangsspannung Vout4 ist.
  • In diesem Fall ist die Phasenverschiebung φ annähernd 0. Eine Ausgangsleistung Pout des Inverters 120 ist dann gegeben durch: Pout = Vout4·Iz2 = V0·I0·sin2(ωt) = 1 / 2·V0·I0·(1 – cos(2ωt)) (9).
  • Bezugnehmend auf Gleichung (9) variiert die Ausgangsleistung Pout zwischen einer maximalen Eingangsleistung PoutMAX, mit PoutMAX = V0·I0, und einer minimalen Eingangsleistung PoutMIN, mit PoutMIN = 0, bei einer Frequenz 2ω, die das Doppelte der Frequenz der Ausgangsspannung Vout4 ist. Diese Variation der Ausgangsleistung des Inverters entspricht der Variation von dessen Eingangsleistung.
  • Bei einem herkömmlichen DC/AC-Wandler, der einen DC/DC-Wandler und einen Inverter aufweist, besitzt der an den DC/AC-Wandler gekoppelte DC/DC-Wandler eine konstante Ausgangsleistung, so dass ein relativ großer Eingangskondensator des Inverters benötigt wird, um Variationen der Eingangsleistung des Inverters zu puffern, so dass Variationen der Eingangsspannung des Inverters reduziert werden können. Andernfalls könnten diese Variationen das Verhalten des Inverters negativ beeinflussen.
  • Bei dem in 7 dargestellten DC/AC-Wandler ist die Steuerschaltung 170 dazu ausgebildet, die Verstärkereinheit 150 so anzusteuern, dass ein Momentanwert einer Ausgangsleistung des DC/DC-Wandlers 140 – bei Vernachlässigung von Verlusten – dem Momentanwert der Ausgangsleistung des DC/AC-Wandlers entspricht. Die Ausgangsleistung Pout140 des DC/DC-Wandlers entspricht der Eingangsleistung Pin120 des Inverters (Pout140 = Pin120). Außerdem entspricht die Ausgangsleistung Pout des Inverters dessen Eingangsleistung Pin (Pout120 = Pin120). Der DC/DC-Wandler 140 ist dazu ausgebildet, eine Ausgangsgleichspannung Vout3 zu liefern. Damit die Ausgangsleistung Pout140 des DC/DC-Wandlers gleich der Ausgangsleistung Pout120 des Inverters ist, sollte ein Ausgangsstrom I140 des DC/DC-Wandlers 140 wie folgt sein:
    Figure 00250001
  • Die Steuerschaltung 170 ist also dazu ausgebildet, die Verstärkereinheit 150 so anzusteuern, dass der gleitende Durchschnitt des Ausgangsstroms I140 des DC/DC-Wandlers 140 einen Signalverlauf besitzt, der dem Signalverlauf der Ausgangsleistung Pout des Inverters 120 entspricht. Allgemein ist die Steuerschaltung 170 dazu ausgebildet, die Verstärkereinheit 150 durch Bereitstellen des wenigstens einen Ansteuersignals SD2 so anzusteuern, dass das Ansteuersignal SD2 abhängig ist von einem Referenzsignal SREF2, wobei das Referenzsignal SREF2 eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von der Frequenz der Ausgangswechselspannung. Wenn also die Ausgangsspannung Vout4 eine sinusförmige Spannung ist, ist das Referenzsignal SREF2 ein sinusquadratförmiges Signal. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird das Referenzsignal SREF2 von der Ausgangsspannung Vout4 unter dem Ausgangsstrom Iz2 des Inverters abgeleitet, so dass der Signalverlauf des Referenzsignals SREF2 in Phase ist mit dem Signalverlauf der Ausgangsleistung Pout des Inverters.
  • Um den Ausgangsstrom I140 des DC/DC-Wandlers 140 zu steuern, ist der Steuerschaltung 170 ein Ausgangsstromsignal SC2 zugeführt, das den Ausgangsstrom I140 repräsentiert. Das Ausgangsstromsignal SC2 kann erhalten werden durch Messen des Ausgangsstroms I140. Bei dem in 7 dargestellten Ausführungsbeispiel liefert eine Strommesseinheit 171, die an die Laststrecke des DC/DC-Wandlers 140 gekoppelt ist, das Strommesssignal SC2. Allerdings ist das Messen des Ausgangsstroms, um das Eingangsstromsignal SC1 zu erhalten, lediglich ein Beispiel. Der Ausgangsstrom I140 könnte auch geschätzt werden oder könnte von anderen Parametern abgeleitet werden, die in der Verstärkereinheit vorkommen. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Strommesssignal SC2 proportional zu dem Ausgangsstrom I140.
  • Durch Steuern des Ausgangsstroms I140 des DC/DC-Wandlers 140 derart, dass der Ausgangsstrom entsprechend der Variationen der Ausgangsleistung Pout des Inverters 120 variiert, wird am Eingang des Inverters 120 ein Energiepuffer nicht benötigt, oder es wird lediglich ein kleinerer Energiepuffer als in herkömmlichen DC/AC-Wandler benötigt. Daher kann der Kondensator 130 am Eingang des Inverters 120 weggelassen werden, oder eine Kapazität dieses Kondensators 130 kann wesentlich geringer sein als die Kapazität am Eingang eines herkömmlichen Inverters.
  • Der DC/DC-Wandler kann mit einer herkömmlichen DC/DC-Wandler-Topologie ausgebildet sein. 10 veranschaulicht ein vereinfachtes Ausführungsbeispiel, bei dem der DC/DC-Wandler 40 eine Hochsetzsteller-Topologie aufweist. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfasst die Verstärkereinheit 150 eine Reihenschaltung mit einem induktiven Element 152, wie beispielsweise einer Drossel, und einem elektronischen Schalter 151, die zwischen die Eingangsanschlüsse geschaltet ist, wobei das induktive Element 152 an den ersten Eingangsanschluss 111 gekoppelt ist, während der elektronische Schalter 151 an den zweiten Eingangsanschluss 112 angeschlossen ist. Der elektronische Schalter 151 weist eine Laststrecke auf, die in Reihe zu dem induktiven Element 152 geschaltet ist und der einen Steueranschluss zum Zuführen des Ansteuersignals SD2 aufweist. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 10 ist der elektronische Schalter 151 als MOSFET, insbesondere als n-leitender MOSFET ausgebildet. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel. Eine beliebige andere Art von elektronischem Schalter kann ebenso verwendet werden.
  • Bezugnehmend auf 10 ist ein Schaltungsknoten, der dem induktiven Element 152 und dem elektronischen Schalter 151 gemeinsam ist, an den ersten Ausgangsanschluss 113 über ein Gleichrichterelement, wie beispielsweise eine Diode (wie dargestellt) oder einen Synchrongleichrichter (nicht dargestellt) angeschlossen. Der zweite Ausgangsanschluss 114 ist an den zweiten Eingangsanschluss 112 angeschlossen.
  • Das Funktionsprinzip des DC/DC-Wandlers 140, der in 3 dargestellt ist, wird nun erläutert. Der elektronische Schalter 151 wird durch das PWM-Ansteuersignal SD2 zyklisch ein- und ausgeschaltet. Während der elektronische Schalter 151 im Aus-Zustand ist, wird die Eingangsspannung Vin2 an das induktive Element 152 angelegt, so dass Energie magnetisch in dem induktiven Element 152 gespeichert wird und der Eingangsstrom Iin1 ansteigt, bis der elektronische Schalter 151 ausgeschaltet wird. Ein Ausgangsstrom I140 ist zu diesem Zeitpunkt 0. Wenn der elektronische Schalter 151 ausgeschaltet wird, treibt das induktive Element einen Ausgangsstrom I140 durch das Gleichrichterelement 153. Gleich nach Ausschalten des elektronischen Schalters 151 entspricht der Ausgangsstrom I140 dem Eingangsstrom Iin gleich vor Ausschalten des elektronischen Schalters 151, wobei der Ausgangsstrom während der Aus-Dauer des elektronischen Schalters abnimmt. Das Gleichrichterelement 153 hilft zu verhindern, dass der Kondensator 130 entladen wird, wenn der elektronische Schalter 151 ausgeschaltet ist.
  • Der Augangsstrom I140 des DC/DC-Wandlers, insbesondere ein Mittelwert des Ausgangsstroms I140 kann durch das PWM-Ansteuersignal SD2 geregelt werden durch geeignetes Einstellen eines Tastverhältnisses des Ansteuersignals SD2 abhängig von dem Strommesssignal SC2 und dem Referenzsignal SREF2. Der elektronische Schalter 151 wird abhängig von dem PWM-Ansteuersignal SD2 ein- und ausgeschaltet. Der Ausgangsstrom I140 ist kein kontinuierlicher Strom sondern wird abhängig von dem Ansteuersignal SD2 zyklisch ein- und ausgeschaltet. Allerdings ist eine Schaltfrequenz, also eine Frequenz des Ansteuersignals SD2, wesentlich höher als die Frequenz der gewünschten Variationen des Ausgangsstroms I140, so dass ein Durchschnittswert des Ausgangsstroms I140 der Gleichung (10) genügt. Wenn die Frequenz der Variationen der Ausgangsleistung Pout des Inverters, und dadurch die gewünschten Variationen des Ausgangsstroms I140 des DC/DC-Wandlers 140 das Doppelte der Frequenz der Ausgangsspannung Vout4 ist, beispielsweise 100 Hz oder 120 Hz, ist eine Frequenz des Ansteuersignals SD2 wesentlich höher. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist die Schaltfrequenz im Bereich von einigen Kilohertz (KHz) und ist daher wesentlich schneller als gewünschte Variationen des Ausgangsstroms I140. Ein ”Mittelwert des Ausgangsstroms” ist ein Mittelwert, der berechnet ist für einen Ansteuerzyklus oder für einige aufeinanderfolgende Ansteuerzyklen des Ansteuersignals SD2, jedoch für eine Dauer, die wesentlich geringer ist als eine Periode des Ausgangsstroms I140.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Steuerschaltung 170, die dazu ausgebildet ist, das Ansteuersignal SD2 so zu erzeugen, dass der Ausgangsstrom I140 des DC/DC-Wandlers 140 den Signalverlauf des Referenzsignals SREF2 besitzt, ist in 11 dargestellt. Die Steuerschaltung 170 umfasst einen Oszillator 173, der ein Taktsignal SCLK2 bereitstellt. Dieses Taktsignal SCLK2 definiert eine Frequenz des PWM-Ansteuersignals SD2. In der Steuerschaltung gemäß 11 ist das Taktsignal SCLK2 einem Setz-Eingang eines RS-Flip-Flops 175 zugeführt. Das Ansteuersignal SD2 steht an einem nicht-invertierenden Ausgang Q des Flip-Flops 175 zur Verfügung. Optional ist ein Treiber (nicht dargestellt) zwischen den Ausgang Q des Flip-Flops 175 und den Steueranschluss des elektronischen Schalters 151 geschaltet. Dieser Treiber verstärkt den am Ausgang des Flip-Flops 175 zur Verfügung stehenden Logikpegel auf einen Signalpegel, der geeignet ist, den elektronischen Schalter 151 anzusteuern. Gemäß einem Ausführungsbeispiel wird das durch den Oszillator 173 bereitgestellte Taktsignal SCLK2 mit einem Taktsignal CLK2 synchronisiert, das die Erzeugung der Steuersignale S1211–S1214 in dem Inverter 120 bestimmt. Hierzu kann dem Oszillator 173 das Taktsignal CLK2 zugeführt sein.
  • Die Steuerschaltung 170 umfasst außerdem einen Komparator 174, dem das Referenzsignal SREF2 an einem ersten Eingang und das Strommesssignal SC2 an einem zweiten Eingang zugeführt sind. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 11 ist der erste Eingang ein invertierender Eingang des Komparators 174, und der zweite Eingang ist ein nicht-invertierender Eingang des Komparators. Das Referenzsignal SREF2 wird durch einen Referenzsignalgenerator 172 bereitgestellt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel erzeugt der Referenzsignalgenerator das Referenzsignal SREF2 abhängig von einem Ausgangssignal SOUT4. Das Ausgangssignal SOUT4 repräsentiert die Ausgangsspannung Vout4 oder den Ausgangsstrom Iz2 des Inverters 120. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal SOUT4 proportional zu der Ausgangsspannung Vout4 oder dem Ausgangsstrom Iz2. Gemä0 einem Ausführungsbeispiel ist das Referenzsignal SREF2 proportional zu dem Quadrat des Ausgangssignals SOUT4, so dass SREF2 ~ SOUT4 2 (11).
  • Wenn das Ausgangssignal SOUT4 proportional ist zu der Ausgangsspannung Vout4, dann gilt, bezugnehmend auf Gleichung (7): SREF2 ~ V0 2·sin2(ωt) (12).
  • Die Strommesseinheit 171 kann wie eine herkömmliche Strommesseinheit ausgebildet sein. Solche Strommesseinheiten sind allgemein bekannt, so dass diesbezüglich keine weiteren Erläuterungen notwendig sind.
  • Ein Komparatorsignal, das an einem Ausgang des Komparators 174 zur Verfügung steht, ist einem Rücksetz-Eingang R des Flip-Flops 175 zugeführt. Während das Taktsignal SCLK2 die Frequenz des Ansteuersignals SD2 definiert, definiert das Komparatorsignal 174 das Tastverhältnis des Ansteuersignals SD2, wärhend das Tastverhältnis so eingestellt wird, dass der Signalverlauf des Ausgangsstroms I140, der durch das Strommesssignal SC2 repräsentiert ist, der Referenz SREF2 folgt.
  • Der DC/DC-Wandler 140 kann im kontinuierlichen Strombetrieb (CCM) betrieben werden, so dass der Strom durch das induktive Element 152 nicht bis auf 0 absinkt, wenn der elektronische Schalter 151 ausgeschaltet wird. Der Ausgangsstrom I140 hat dadurch einen trapezförmigen Verlauf. Allerdings ist es auch möglich, den DC/DC-Wandler im diskontinuierlichen Strombetrieb (DCM) zu betreiben. Im DCM nimmt der Strom durch das induktive Element 152 bis auf 0 ab, wenn der elektronische Schalter 151 im Aus-Zustand ist. In diesem Fall weist der Ausgangsstrom I140 einen dreieckförmigen Verlauf (nicht dargestellt) auf.
  • In der Steuerschaltung 170 gemäß 11 nimmt das Ansteuersignal SD2 einen Ein-Pegel an, das den elektronischen Schalter 151 einschaltet, jedes Mal dann, wenn ein Signalimpuls des Taktsignals SCLK2 auftritt. Eine Frequenz fCLK2 des Taktsignals SCLK2 definiert dadurch die Schaltfrequenz des Ansteuersignals SD2. Eine Taktperiode des Taktsignals SCLK2 ist TCLK2, so dass die Taktfrequenz fCLK2 gleich 1/TCLK2 ist. Diese Frequenz kann eine konstante Frequenz oder eine variable Frequenz sein.
  • Wenn das Ansteuersignal SD2 einen Ein-Pegel annimmt, wird der elektronische Schalter 151 eingeschaltet, so dass der Eingangsstrom Iin1 zunimmt. Der elektronische Schalter 151 wird ausgeschaltet, wenn das Eingangsstromsignal SC2 das Referenzsignal SREF2 erreicht. Die Frequenz des Referenzsignals SREF2 ist wesentlich geringer als die Schaltfrequenz des Ansteuersignals SD2. Die durch die Steuerschaltung 120 bereitgestellte Regelung bewirkt, dass das Tastverhältnis SD2 des Ansteuersignals zunimmt, wenn das Referenzsignal SREF2 zunimmt, und bewirkt, dass das Tastverhältnis abnimmt, wenn das Referenzsignal SREF2 abnimmt. Dadurch nimmt ein (gleitender) Durchschnitt des Ausgangsstroms I140 zu, wenn das Tastverhältnis zunimmt, und der (gleitende) Durchschnitt des Ausgangsstroms I140 nimmt ab, wenn der Duty-Cycle abnimmt. Der gleitende Durchschnitt ist ein Durchschnitt des Ausgangsstroms I140 über einen oder mehrere Ansteuerzyklen oder Ansteuerperioden T, wie beispielsweise zwischen 1 und 10 Ansteuerzyklen. Dadurch folgt ein Signalverlauf eines gleitenden Durchschnitts des Ausgangsstroms I140 dem Signalverlauf des Referenzsignals SREF2. Die Steuerschaltung 170 funktioniert dadurch als Stromregler, der den Ausgangsstrom I140 des DC/DC-Wandlers so steuert, dass ein Signalverlauf eines gleitenden Durchschnitts des Ausgangstroms I140 einem Signalverlauf des Referenzsignals SREF2 entspricht, wobei der Signalverlauf des Referenzsignals SREF2 den Signalverlauf der Ausgangsleistung Pout des Inverters 120 repräsentiert.
  • Bei dem zuvor beschriebenen AC/DC-Wandler ist die durch den DC/DC-Wandler 140 gelieferte Momentanenergie – abgesehen von Verlusten – gleich der durch den Inverter 120 an den Ausgangsanschlüssen 115, 116 bereitgestellten Momentanenergie.
  • Bei dem zuvor beschriebenen DC/AC-Wandler kann die Ausgangsspannung des Inverters durch die Spannung eines Spannungsnetzes Z2 definiert werden, das wie eine große Spannungsquelle wirkt. Es ist jedoch auch möglich, dass der DC/AC-Wandler eine Versorgungswechselspannung an eine (alleinstehende) Last liefert.
  • Die Steuerschaltung 170 gemäß 11 ist nicht nur dazu in der Lage, den Ausgangsstrom I140 abhängig von dem Referenzsignal SREF2 zu steuern, sondern ist auch in der Lage, die Ausgangsspannung VOUT3 des DC/DC-Wandlers 140 zu regeln. Hierzu umfasst die Steuerschaltung 170 einen Controller 176, dem ein Ausgangssignal SOUT3 und ein weiteres Referenzsignal SREF-OuT3 zugeführt ist. Das Ausgangssignal SOUT3 ist abhängig von der Ausgangsspannung Vout3. Insbesondere ist das Ausgangssignal SOUT3 proportional zu der Ausgangsspannung Vout2. Das Ausgangssignal SOUT3 kann aus der Ausgangsspannung Vout3 in herkömmlicher Weise erzeugt werden, beispielsweise unter Verwendung eines Spannungsteilers (nicht dargestellt). Das weitere Referenzsignal SREF-OUT3 wird durch eine Referenzspannungsquelle 177 bereitgestellt. Das weitere Referenzsignal SREF-OUT3 repräsentiert den gewünschten Spannungswert der Ausgangsspannung Vout3. Der Controller 176 erzeugt ein Steuersignal SCTRL2 aus einer Differenz zwischen dem Ausgangssignal SOUT3 und dem weiteren Referenzsignal SREF-OUT3. Der Controller 176 ist beispielsweise ein Integral-Controller (I-Controller) oder ein Proportional-Integral-Controller (PI-Controller). Einem Multiplizierer 178 ist das Steuersignal SCTRL2 und das Referenzsignal SREF2 zugeführt und liefert an den ersten Eingangsanschluss des Komparators 174 ein Signal, das das Produkt dieser zwei Signale SCTRL2, SREF2 repräsentiert. Wenn die Ausgangsspannung Vout3 beispielsweise unter den gewünschten Spannungswert absinkt, so dass das Ausgangssignal SOUT3 unter das weitere Referenzsignal SREF-OUT3 absinkt, nimmt das Steuersignal SCTRL2 zu und ein Signalpegel des Signals am ersten Eingang des Komparators 174 nimmt allgemein zu. Dies führt insgesamt zu einem Anstieg des Tastverhältnisses des Ansteuersignals SD2. Dieser insgesamte Anstieg des Tastverhältnisses SD2 bewirkt, dass der Durchschnittswert des Ausgangsstroms I140 ansteigt, um dadurch dem Absinken der Ausgangsspannung Vout3 entgegenzuwirken. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, dass der Controller 176 so ausgebildet ist, dass Variationen des Steuersignals SCTRL2 eine Frequenz aufweisen, die wesentlich geringer ist als die Schaltfrequenz des Ansteuersignals SD2. Wenn die Ausgangsspannung Vout3 über den gewünschten Spannungswert ansteigt, steigt das Ausgangssignal SOUT3 an, so dass das Steuersignal SCTRL2 abnimmt und das Eingangssignal an dem ersten Eingang des Komparators 74 allgemein abnimmt. Dadurch nimmt das Tastverhältnis des Ansteuersignals SD2 allgemein ab und der Durchschnittswert des Eingangstroms I140 nimmt ab.
  • Die Steuerschaltung 170 gemäß 11 weist zwei Regelschleifen auf. Eine erste Regelschleife steuert den Ausgangsstrom I140 derart, dass er einen Signalverlauf entsprechend dem Signalverlauf des Referenzsignals SREF2 aufweist. Eine zweite Regelschleife ist dazu ausgebildet, durch Verstärken des Referenzsignals SREF2 das Tastverhältnis des Ansteuersignals SD2 allgemein zu erhöhen oder zu verringern, um die Ausgangsspannung Vout3 zu steuern.
  • 12 veranschaulicht einen Wandler mit einem DC/DC-Wandler 140 gemäß 10 und einem Inverter 120 gemäß 8, wobei in dem DC/DC-Wandler 140 das Gleichrichterelement als elektronischer Schalter 153 ausgebildet ist, der ein optionales Freilaufelement, wie beispielsweise eine Diode, parallel geschaltet hat. Das Freilaufelement ist derart verschaltet, dass es einen Freilaufpfad von dem induktiven Element 152 zu dem ersten Ausgangsanschluss 113 bildet, auch wenn der elektronische Schalter 153 im Aus-Zustand ist. Der elektronische Schalter 153 wird nachfolgend als zweiter Schalter bezeichnet, während der elektronische Schalter 151 nachfolgend als erster Schalter bezeichnet wird. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das Gleichrichterelement 153 als MOSFET (nicht dargestellt) mit einer integrierten Bodydiode ausgebildet. Wenn der MOSFET als n-leitender MOSFET ausgebildet ist, ist ein Sourceanschluss des MOSFET an das induktive Element 152 angeschlossen, während der Drainanschluss an den Ausgang 113 angeschlossen ist.
  • Der elektronische Schalter 151 kann ebenfalls ein parallel geschaltetes Freilaufelement, wie beispielsweise eine Diode aufweisen. Das Freilaufelement bildet einen Freilaufpfad für das induktive Element 152 zwischen dem zweiten und ersten Eingangsanschluss 112, 111, auch dann, wenn der elektronische Schalter 152 im Aus-Zustand ist. Der elektronische Schalter 151 kann als MOSFET mit einer integrierten Bodydiode ausgebildet sein, wobei die Bodydiode als Freilaufelement wirkt. Es sei erwähnt, dass anstatt von MOSFETs auch IGBTs mit internen oder externen Dioden ebenfalls als elektronische Schalter 151, 153 mit parallelen Freilaufelementen verwendet werden können. Bei einigen Ausführungsbeispielen können die Schalter 151, 153 als Synchrongleichrichter ausgebildet sein.
  • Im Zusammenhang mit dem in 12 dargestellten Ausführungsbeispiel werden die Anschlüsse 111, 112 des DC/DC-Wandlers als erste Anschlüsse 111, 112 des Wandlers bezeichnet, die Anschlüsse 115, 116 des Wandlers werden als zweite Anschlüsse des Wandlers bezeichnet und die dem DC/DC-Wandler 140 und dem Inverter 120 gemeinsamen Anschlüsse 113, 114 werden als dritte Anschlüsse bezeichnet.
  • Bevor die Realisierung und das Funktionsprinzip des Wandlers gemäß 12 im Detail erläutert wird, sind die Realisierung und das Funktionsprinzip kurz zusammengefasst. Der Leistungswandler umfasst die ersten Anschlüsse 111, 112, die zweiten Anschlüsse 115, 116 und die dritten Anschlüsse 113, 114. Der DC/DC-Wandler 140 ist zwischen die ersten Anschlüsse 111, 112 und die dritten Anschlüsse 113, 114 geschaltet, und der Inverter 120 ist zwischen die dritten Anschlüsse 113, 114 und die zweiten Anschlüsse 115, 116 geschaltet. Eine erste Steuerschaltung 270 ist dazu ausgebildet, den Betrieb des DC/DC-Wandlers 140 zu steuern, und eine zweite Steuerschaltung 223 ist dazu ausgebildet, den Betrieb des Inverters 120 zu steuern. Der Leistungswandler kann in einem DC/AC-Betrieb betrieben werden, in dem eine Wechselspannung V2 an den zweiten Anschlüssen 115, 116 aus einer Gleichspannung V1 an den ersten Anschlüssen 111, 112 erzeugt wird, oder kann in einem AC/DC-Betrieb betrieben werden, in dem eine Gleichspannung V1 an den ersten Anschlüssen 111, 112 aus einer Wechselspannung V2 an den zweiten Anschlüssen 115, 116 erzeugt wird. Die Steuerschaltung 270 ist im DC/AC-Betrieb dazu ausgebildet, den DC/DC-Wandler 140 so zu betreiben, dass ein dem Inverter 120 von dem DC/DC-Wandler 140 zugeführter Strom I3 abhängig ist von einem Referenzsignal SREF2, wobei das Referenzsignal SREF2 eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Wechselspannung V2 an den zweiten Anschlüssen 115, 116. Im AC/DC-Betrieb ist die erste Steuerschaltung dazu ausgebildet, den DC/DC-Wandler 140 so zu betreiben, dass ein dem DC/DC-Wandler 140 von dem Inverter 120 zugeführter Strom I3 abhängig ist von einem Referenzsignal SREF2, wobei das Referenzsignal SREF2 eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Wechselspannung V2 an den zweiten Anschlüssen 115, 116.
  • Wenn der Wandler gemäß 12 als DC/AC-Wandler betrieben wird, sind die ersten Anschlüsse 111, 112 Eingangsanschlüsse, denen eine Gleichspannung V1 als Eingangsspannung zugeführt ist, und die zweiten Anschlüsse 115, 116 sind Ausgangsanschlüsse, die eine Wechselspannung V2 als Ausgangspannung bereitstellen. Ein Strom I1 an den ersten Anschlüssen ist ein Eingangsstrom und ein Strom I2 an den zweiten Anschlüssen 115, 116 ist in diesem Fall ein Ausgangsstrom. Das Funktionsprinzip des Wandlers gemäß 12, wenn dieser als DC/AC-Wandler betrieben wird, entspricht dem Funktionsprinzip des Wandlers gemäß 7. Gemäß diesem Funktionsprinzip wird der DC/DC-Wandler als Hochsetzsteller betrieben und steuert einen Ausgangsstrom I3 des DC/DC-Wandlers so, dass dieser einen Signalverlauf besitzt, der durch das Referenzsignal SREF2 definiert ist, wobei dieses Referenzsignal abhängig ist von dem Signalverlauf der Ausgangsspannung V2. Außerdem steuert der DC/DC-Wandler 140 seine Ausgangsspannung, also die Spannung zwischen den dritten Anschlüssen 113, 114, derart, dass diese einem vorgegebenen Sollwert entspricht.
  • Der Betrieb des DC/DC-Wandlers 140 wird bestimmt durch eine Steuerschaltung 270, die zwei Steuereinheiten aufweist, nämlich eine erste Steuereinheit 270 1, die den DC/DC-Wandler 140 steuert, wenn der Wandler als DC/AC-Wandler betrieben wird, und eine zweite Steuereinheit 270 2, die den DC/DC-Wandler 140 steuert, wenn der Wandler als AC/DC-Wandler betrieben wird. Die erste Steuereinheit 270 1 ist beispielsweise wie die Steuerschaltung 170 ausgebildet, die in 11 dargestellt ist. Die erste Steuerschaltung 170 erhält ein Ausgangsstromsignal SC2, das den (durchschnittlichen) Ausgangsstrom repräsentiert, zum Steuern des Ausgangsstroms I3, und ein Ausgangsspannungssignal SV3, das die Spannung V3 an den dritten Anschlüssen 113, 114 repräsentiert, zum Steuern dieser Spannung derart, dass diese einen Sollwert annimmt. Das Referenzsignal SREF2, das den Signalverlauf des Ausgangsstroms I3 definiert, kann in der ersten Steuerschaltung 270 1 wie im Zusammenhang mit 11 erläutert erzeugt werden oder kann der ersten Steuerschaltung 270 1 von einer externen Referenzsignalerzeugungsschaltung (in 12 nicht dargestellt) zugeführt werden.
  • Der Betrieb des Wandlers als DC/AC-Wandler wird nachfolgend als Betrieb im DC/AC-Betrieb bezeichnet, während der Betrieb des Wandlers als AC/DC-Wandler nachfolgend als Betrieb im AC/DC-Betrieb bezeichnet wird.
  • Wenn sich der Wandler im DC/AC-Betrieb befindet, wird der DC/DC-Wandler als Hochsetzsteller betrieben. Bei dieser Betriebsart wird der erste Schalter 151 durch ein PWM-Ansteuersignal SD2 angesteuert, das durch die erste Steuerschaltung 270 1 bereitgestellt wird. Das Tastverhältnis dieses Ansteuersignals SD2 ist abhängig von dem Stromsignal SC2, dem Referenzsignal SREF2 und dem Ausgangsspannungssignal SV2 derart, dass der Signalverlauf des Ausgangsstroms I3 einem durch das Referenzsignal SREF2 definierten Signalverlauf entspricht, und derart, dass die Ausgangsspannung V3 einem vorgegebenen Sollwert entspricht. Im DC/AC-Betrieb funktioniert der zweite Schalter als Gleichrichter, der jedes Mal dann im Ein-Zustand betrieben wird, wenn der erste Schalter 151 ausgeschaltet wird und solange der Strom I3 von dem induktiven Element 152 an den Kondensator 130 fließt. Ein Ansteuersignal SD3 des zweiten Schalters 153 wird beispielsweise von dem Ansteuersignal SD2 des ersten elektronischen Schalters 151 abgeleitet, das nachfolgend als erstes Ansteuersignal bezeichnet wird. Das erste Ansteuersignal SD2 kann wie in Zusammenhang mit 11 erläutert erzeugt werden.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel nimmt das zweite Ansteuersignal SD3 einen Ein-Pegel, der den zweiten Schalter 153 einschaltet, jedes Mal dann an, wenn das erste Ansteuersignal SD3 einen Aus-Pegel, der den ersten Schalter ausschaltet, annimmt, während das zweite Ansteuersignal SD3 den Ein-Pegel solange beibehält, solange ein positiver Strom von dem induktiven Element 152 an den Kondensator 130 fließt. Wenn der DC/DC-Wandler im CCM betrieben wird, so dass der Strom I3 nicht auf Null absinkt, wenn der erste Schalter ausgeschaltet wird, wird der zweite Schalter 153 eingeschaltet, bis der erste Schalter 151 erneut eingeschaltet wird. In diesem Fall wird der zweite Schalter 153 komplementär zu dem ersten Schalter betrieben.
  • Wenn der DC/DC-Wandler allerdings im DCM betrieben wird, nimmt der Strom I3 auf Null ab, wenn der erste Schalter 151 ausgeschaltet wird. In diesem Fall wird der zweite Schalter 153 ausgeschaltet, sobald der Strom auf Null abgesunken ist, um zu verhindern, dass der Kondensator 130 entladen wird.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist eine Totzeit vorhanden zwischen dem Ausschalten eines der ersten und zweiten Schalter 151, 153 und dem Einschalten des anderen der ersten und zweiten Schalter 151, 153.
  • Wenn der Wandler als DC/AC-Wandler betrieben wird, wird der Inverter 120 wie im Zusammenhang mit 8 erläutert betrieben und erzeugt die Ausgangswechselspannung V2 aus der Spannung V3 an den dritten Anschlüssen 113, 114. Der Signalverlauf der Ausgangsspannung V2 wird durch ein Referenzwechselsignal SAC definiert.
  • Der Betrieb des Inverters 120 wird bestimmt durch eine Steuerschaltung 223, die zwei Steuereinheiten aufweist, nämlich eine erste Steuereinheit 223 1, die den Inverter 120 steuert, wenn der Inverter als DC/AC-Wandler betrieben wird, und eine zweite Steuereinheit 2232, die den Inverter 120 steuert, wenn der Wandler als AC/DC-Wandler betrieben wird. Die erste Wandlereinheit 223 1 ist beispielsweise wie die in 11 dargestellte Steuerschaltung 123 realisiert. Dieser ersten Steuereinheit 223 1 ist das Referenzwechselsignal SAC zugeführt.
  • Wenn der Wandler gemäß 12 als AC/DC-Wandler betrieben wird, sind die ersten Anschlüsse 111, 112 Ausgangsanschlüsse, die eine Gleichspannung V1 als Ausgangsspannung bereitstellen, und die zweiten Anschlüsse 115, 116 sind Eingangsanschlüsse, denen eine Wechselspannung V2 als Eingangsspannung zugeführt ist. Der Strom I3, der zwischen dem DC/DC-Wandler 140 und dem Inverter 120 fließt, ist der Eingangsstrom des DC/DC-Wandlers 140, wobei dieser Strom in eine Richtung fließt, die entgegengesetzt ist zu der in 12 dargestellten Richtung, wenn der Wandler an AC/DC-Wandler betrieben wird. In dem AC/DC-Wandler ist der Strom I1 an den ersten Anschlüssen 111, 112 ein Ausgangsstrom des Wandlers, der in eine Richtung fließt, die entgegengesetzt ist zu der in 12 dargestellten Richtung.
  • Das Funktionsprinzip des Wandlers gemäß 12, wenn dieser im DC/AC-Betrieb betrieben wird, entspricht dem Betrieb des Wandlers gemäß 1, wobei der Inverter 120 als PFC arbeitet und der DC/DC-Wandler 140 als Tiefsetzsteller arbeitet. Entsprechend diesem Funktionsprinzip wird der DC/DC-Wandler 140 als Hochsetzsteller betrieben und steuert den Eingangsstrom I3 des DC/DC-Wandlers derart, dass dieser einen Signalverlauf besitzt, der durch ein Referenzsignal SREF2 definiert ist, wobei dieses Referenzsignal abhängig ist von dem Signalverlauf der Eingangsspannung V2. Optional steuert der DC/DC-Wandler 140 seine Ausgangsspannung V1, welche die Spannung zwischen den ersten Anschlüssen 111, 112 ist, derart, dass diese einem vorgegebenen Sollwert entspricht. Der Betrieb des DC/DC-Wandlers 140 im AC/DC-Betrieb wird bestimmt durch die zweite Steuereinheit 270 2, der ein Eingangsstromsignal SC3, das den Eingangsstrom I3 repräsentiert, das Referenzsignal SREF2 und optional ein Ausgangsstromsignal, das die Spannung V1 an den ersten Anschlüssen 111, 112 repräsentiert, zugeführt ist.
  • Wenn der DC/DC-Wandler als Tiefsetzsteller betrieben wird, wird der zweite Schalter 153 durch das durch die zweite Steuereinheit 270 2 bereitgestellte zweite Ansteuersignal SD3 im PWM-Betrieb betrieben. Das Tastverhältnis dieses zweiten Ansteuersignals SD3 ist abhängig von dem Stromsignal SC2, dem Referenzsignal SREF2 und dem Ausgangsspannungssignal SV3 derart, dass der Signalverlauf des Eingangsstroms I3 einem durch das Referenzsignal SREF2 definierten Signalverlauf entspricht, und optional derart, dass die Ausgangsspannung V1 einem vorgegebenen Sollwert entspricht. Das zweite Ansteuersignal SD3 kann wie das in Zusammenhang mit den 4 und 6 erläuterte Ansteuersignal SD erzeugt werden, so dass die zweite Steuereinheit 270 2 im Wesentlichen der anhand der 4 und 6 erläuterten Steuerschaltung 70 entsprechen kann.
  • Im AC/DC-Betrieb funktioniert der erste Schalter 151 als Freilaufelement, der jedes Mal dann im Ein-Zustand betrieben wird, wenn der zweite Schalter 153 ausgeschaltet wird und solange der (positive) Ausgangsstrom I1 von dem induktiven Element 152 an den Ausgang (repräsentiert durch die ersten Anschlüsse 111, 112) fließt. Das erste Ansteuersignal SD2 des ersten Schalters 151 wird beispielsweise aus dem zweiten Ansteuersignal SD3 des zweiten Schalters 153 abgeleitet.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel nimmt das erste Ansteuersignal SD2 einen Ein-Pegel, der den ersten Schalter 151 einschaltet, jedes Mal dann an, wenn das zweite Ansteuersignal SD3 einen Aus-Pegel, der den zweiten Schalter 153 ausschaltet, annimmt, während das erste Ansteuersignal SD2 den Ein-Pegel solange beibehält, solange ein positiver Strom I1 von dem induktiven Element 152 an den Ausgang 130 fließt. Wenn der DC/DC-Wandler im CCM betrieben wird, so dass der Strom I3 nicht bis auf Null absinkt, wenn der zweite Schalter 153 ausgeschaltet wird, wird der erste Schalter 151 eingeschaltet, bis der zweite Schalter 153 wieder eingeschaltet wird. In diesem Fall wird der erste Schalter 151 komplementär zu dem zweiten Schalter 153 betrieben.
  • Wenn der DC/DC-Wandler allerdings im DCM betrieben wird, nimmt der Strom I1 auf Null ab, wenn der zweite Schalter 153 ausgeschaltet wird. In diesem Fall wird der erste Schalter 151 ausgeschaltet, sobald der Strom auf Null abgesunken ist. Gemäß einem Ausführungsbeispiel gibt es eine Totzeit zwischen dem Ausschalten eines der ersten und zweiten Schalter 151, 153 und dem Einschalten des anderen der ersten und zweiten Schalter 151, 153.
  • Optional ist ein Kondensator 141 zwischen die ersten Anschlüsse 111, 112 geschaltet, der als Eingangskondensator dient, wenn der Wandler im DC/AC-Betrieb arbeitet, und der als Ausgangskondensator dient, wenn der Wandler im AC/DC-Betrieb arbeitet.
  • Das Funktionsprinzip des Inverters 120, wenn sich der Wandler im AC/DC-Betrieb befindet, ist nachfolgend erläutert. Ausgehend von den zweiten Anschlüssen 115, 116, die Eingangsanschlüsse sind, wenn der Wandler im AC/DC-Betrieb ist, weist der Inverter zwei Hochsetzstellertopologien auf, nämlich eine erste Hochsetzstellertopologie mit der ersten Drossel 122 1 und der ersten Halbbrücke 121 1, 121 2, und eine zweite Hochsetzstellertopologie mit der zweiten Drossel 122 2 und der zweiten Halbbrücke 121 3, 121 4. Die zweite Steuerschaltung 223 1 des Inverters ist dazu ausgebildet, die erste Hochsetzstellertopologie, d. h. die erste Halbbrücke 121 1, 121 2, während einer positiven Halbwelle der Eingangsspannung V2 zu aktivieren, und die zweite Hochsetzstellertopologie, d. h. die zweite Halbbrücke 121 1, 121 2, während einer negativen Halbwelle der Eingangspannung zu aktivieren. Die zweite Steuereinheit 223 2 kann zwei herkömmliche PFC-Steuerschaltungen 223 21, 223 22 aufweisen, wobei eine PFC-Steuerschaltung 223 21 die erste Hochsetzstellertopologie während der positiven Halbwelle der Eingangsspannung steuert, wenn die zweite Topologie deaktiviert ist, während die andere PFC-Steuerschaltung 223 22 die zweite Hochsetzstellertopologie während der zweiten Halbwelle der Eingangsspannung V2 steuert, wenn die erste Topologie deaktiviert ist. Wenn eine Halbbrücke oder Hochsetzstellertopologie aktiviert ist, werden die Halbbrückenschalter im PWM-Betrieb ein- und ausgeschaltet, während die Halbbrückenschalter ausgeschaltet sind, wenn eine Halbbrücke oder Hochsetzstellertopologie deaktiviert ist.
  • Die Funktion des Inverters 120 als PFC wird anhand des Betriebs der ersten Hochsetzstellertopologie erläutert. In dieser Topologie wird der zweite Schalter 121 2 der Halbbrücke durch ein PWM-Ansteuersignal S1212, das durch die erste PFC-Steuerschaltung 223 21 bereitgestellt wird, so angesteuert, dass der Eingangsstrom I2 in Phase ist mit der Eingangsspannung V2 und dass die Spannung V3 zwischen den dritten Anschlüssen 113, 114 einem vorgegebenen Sollwert entspricht. Der erste Schalter 121 1 der Halbbrücke funktioniert als Gleichrichter, der eingeschaltet wird, wenn der zweite Schalter 121 2 ausgeschaltet ist und solange ein Strom an den Kondensator 130 fließt. Optional gibt es eine Totzeit zwischen dem Ausschalten eines dieser Schalter 121 1, 121 2 und dem Einschalten des anderen dieser Schalter 121 1, 121 2. Der Betrieb der zweiten Hochsetzstellertopologie entspricht dem Betrieb der ersten Topologie, wobei in der zweiten Topologie der dritte Schalter 121 3 durch ein PWM-Ansteuersignal S1213 angesteuert ist, während der vierte Schalter als Gleichrichter betrieben wird.
  • Ob der Wandler gemäß 12 im DC/AC-Betrieb oder im AC/DC-Betrieb arbeitet, ist abhängig von einem Betriebsartsignal, das den Steuerschaltungen 270, 223 zugeführt ist. Diese Steuerschaltungen 270, 223 sind dazu ausgebildet, abhängig von diesem Steuersignal SOP im DC/AC-Betrieb oder im AC/DC-Betrieb zu arbeiten. Das Betriebsartsignal kann zwei unterschiedliche Signalpegel annehmen, einen ersten Signalpegel, der anzeigt, dass der Wandler im DC/AC-Betrieb arbeitet, und einen zweiten Signalpegel, der anzeigt, dass der Wandler im AC/DC-Betrieb arbeitet. Das Betriebsartsignal ist beispielsweise ein externes Signal, das durch einen Benutzer eingestellt werden kann. Gemäß einem Ausführungsbeispiel werden die ersten Steuereinheiten 270 1, 223 1 der Steuerschaltungen 270, 223 aktiviert und die zweiten Steuereinheiten 270 2, 223 2 werden deaktiviert, wenn das Betriebsartsignal SOP anzeigt, dass der Wandler im DC/AC-Betrieb arbeiten soll. Äquivalent werden die zweiten Steuereinheiten 270 2, 223 2 der Steuerschaltungen 270, 223 aktiviert und die ersten Steuereinheiten 270 1, 223 1 werden deaktiviert, wenn das Betriebsartsignal SOP anzeigt, dass der Wandler im AC/DC-Betrieb arbeiten soll.
  • Selbstverständlich können Merkmale verschiedener zuvor beschriebener Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden, sofern nichts Gegenteiliges beschrieben ist.

Claims (22)

  1. Leistungswandler; der aufweist: einen DC/AC-Wandler (20), der Eingangsanschlüsse (11, 12) und Ausgangsanschlüsse (13, 14) zum Bereitstellen einer Ausgangswechselspannung (Vout1) aufweist; und einen DC/DC-Wandler (40), der Eingangsanschlüsse zum Zuführen einer Eingangsgleichspannung und Ausgangsanschlüsse (15, 16) zum Bereitstellen einer Ausgangsgleichspannung (Vout2) aufweist, wobei die Eingangsanschlüsse an die Ausgangsanschlüsse des DC/AC-Wandler (20) gekoppelt sind und der DC/DC-Wandler (40) weiterhin eine Steuerschaltung (70) aufweist, die dazu ausgebildet ist, einen Ausgangsstrom des DC/DC-Wandler (40) abhängig von einem Referenzsignal zu steuern, wobei das Referenzsignal eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Ausgangswechselspannung (Vout1).
  2. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei der DC/DC-Wandler (40) weiterhin aufweist: eine Schaltanordnung (50), die an die Eingangsanschlüsse des DC/DC-Wandlers (20) gekoppelt ist und die einen Steueranschluss zum Zuführen wenigstens eines Ansteuersignals (SD) aufweist, und eine induktive Gleichrichteranordnung (60), die zwischen die Schaltanordnung (50) und die Ausgangsanschlüsse (15, 16) des DC/DC-Wandlers (40) gekoppelt ist; wobei die Steuerschaltung (70) dazu ausgebildet ist, das wenigstens eine Ansteuersignal SD) für die Schaltanordnung (50) abhängig von dem Referenzsignal (SREF1) zu erzeugen.
  3. Leistungswandler nach Anspruch 2, wobei die Steuerschaltung (70) aufweist: einen Oszillator (73), der dazu ausgebildet ist, ein Taktsignal (SCLK1) mit einer Taktfrequenz zu erzeugen; eine Stromauswerteeinheit (71), die dazu ausgebildet ist, ein Ausgangsstromsignal (SC) zu erzeugen, das abhängig ist von dem Ausgangsstrom des DC/DC-Wandlers (40); einen Komparator (74), der dazu ausgebildet ist, das Referenzsignal (SREF1) mit dem Ausgangsstromsignal (SC) zu vergleichen und ein Komparatorsignal zu erzeugen; und eine Logikschaltung, die dazu ausgebildet ist, das Taktsignal (SCLK1) und das Komparatorsignal zu erhalten, und die dazu ausgebildet ist, das wenigstens eine Ansteuersignal (SD) als getaktetes Signal mit einer Frequenz, die der Taktfrequenz entspricht, und mit einem Tastverhältnis, das abhängig ist von dem Komparatorsignal, zu erzeugen.
  4. Leistungswandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Steuerschaltung dazu ausgebildet ist, den Ausgangstrom des DC/DC-Wandlers (40) so zu steuern, dass ein gleitender Durchschnitt (70) des Ausgangsstroms abhängig ist von dem Referenzsignal (SREF1).
  5. Leistungswandler nach Anspruch 4, wobei der gleitende Durchschnitt des Ausgangsstroms proportional ist zu dem Referenzsignal (SREF1).
  6. Leistungswandler nah einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Referenzsignal (SREF1) einen Signalverlauf besitzt, der proportional ist zu dem Signalverlauf der Ausgangswechselspannung (Vout1).
  7. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das Referenzsignal (SREF1) einen sinusquadratförmigen Verlauf besitzt und bei dem die Frequenz des Referenzsignals (SREF1) das Zweifache der Frequenz der Ausgangswechselspannung (Vout1) ist.
  8. Leistungswandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (70) einen Referenzsignalgenerator (72) aufweist und dazu ausgebildet ist, das Referenzsignal (SREF1) abhängig von der Eingangsspannung oder dem Eingangsstrom des AC/DC-Wandlers zu erzeugen.
  9. Leistungswandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuerschaltung (70) eine erste Regelschleife aufweist, die dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom abhängig von dem Referenzsignal (SREF1) zu steuern.
  10. Leistungswandler nach Anspruch 9, bei dem die Steuerschaltung (70) außerdem eine oder mehrere zusätzliche Regelschleifen aufweist.
  11. Leistungswandler nach Anspruch 1, bei dem der DC/DC-Wandler (40) als Hochsetzsteller ausgebildet ist.
  12. Leistungswandler, der aufweist: erste Anschlüsse (111, 112), zweite Anschlüsse (115, 116) und dritte Anschlüsse (113, 114); einen DC/DC-Wandler (140), der zwischen die ersten Anschlüsse (111, 112) und die dritten Anschlüsse (113, 114) geschaltet ist; einen Inverter (120), der zwischen die dritten Anschlüsse (113, 114) und die zweiten Anschlüsse (115, 116) geschaltet ist; eine erste Steuerschaltung (170), die dazu ausgebildet ist, den betrieb des DC/DC-Wandlers (140) zu steuern; eine zweite Steuerschaltung (123), die dazu ausgebildet ist, den betrieb des Inverters zu steuern; wobei der Leistungswandler dazu ausgebildet ist, in einem DC/AC-Betrieb betrieben zu werden, in dem eine Wechselspannung (Vout4) an den zweiten Anschlüssen (115, 116) aus einer Gleichspannung (Vin2) an den ersten Anschlüssen (111, 112) erzeugt wird, oder in einem AC/DC-Betrieb betrieben zu werden, in dem eine Gleichspannung (Vin2) an den ersten Anschlüssen (111, 112) aus einer Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen (115, 116) erzeugt wird; wobei die erste Steuerschaltung (170) im DC/AC-Betrieb dazu ausgebildet ist, den DC/DC-Wandler (140) so zu betreiben, dass durch den DC/DC-Wandler (140) an den Inverter (120) ein Strom geliefert wird, der abhängig ist von einem Referenzsignal (SREF2), wobei das Referenzsignal eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Wechselspannung (Vout4) an den zweiten Anschlüssen (115, 116); und wobei die erste Steuerschaltung (170) im AC/DC-Betrieb dazu ausgebildet ist, den DC-DC-Wandler (140) so zu betreiben, dass ein von dem DC/DC-Wandler (140) von dem Inverter (120) erhaltener Strom abhängig ist von einem Referenzsignal (SREF2), wobei das Referenzsignal eine Frequenz aufweist, die abhängig ist von einer Frequenz der Wechselspannung (Vout4) an den zweiten Anschlüssen (115, 116).
  13. Leistungswandler nach Anspruch 12, wobei die erste Steuerschaltung (170) weiterhin dazu ausgebildet ist, den DC/DC-Wandler im DC/AC-Betrieb so zu betreiben, dass eine Spannung (Vout3) an den dritten Anschlüssen (113, 114) einem ersten Sollwert entspricht.
  14. Leistungswandler nach Anspruch 12, wobei die erste Steuerschaltung weiterhin dazu ausgebildet ist, den DC/DC-Wandler (140) im AC/DC-Betrieb so zu betreiben, dass eine Spannung (Vout3) an den ersten Anschlüssen (111, 112) einem zweiten Sollwert entspricht.
  15. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei die zweite Steuerschaltung (123) dazu ausgebildet ist, den Inverter (120) im DC/AC-Betrieb so zu betreiben, dass die Wechselspannung (Vout4) an den zweiten Anschlüssen (115, 116) eine Frequenz aufweist, die durch ein Referenzwechselsignal definiert ist, das der Steuerschaltung zugeführt ist.
  16. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei die zweite Steuerschaltung (123) dazu ausgebildet ist, den Inverter (120) im AC/DC-Betrieb so zu betreiben, dass ein dem DC/DC-Wandler (140) durch den Inverter (120) zugeführter Strom wenigstens annäherungsweise in Phase ist mit der Wechselspannung (Vin2) an den ersten Anschlüssen (111, 112).
  17. Leistungswandler nach einem der Ansprühe 12 bis 16, wobei die zweite Steuerschaltung (123) im AC/DC-Betrieb weiterhin dazu ausgebildet ist, den Inverter (120) so zu betreiben, dass eine Spannung an den dritten Anschlüssen (113, 114) einem dritten Sollwert entspricht.
  18. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 12 bis 17, wobei der DC/DC-Wandler aufweist: eine Reihenschaltung mit einem induktiven Element (152) und einem ersten elektronischen Schalter (151), die an die ersten Anschlüsse (111, 112) gekoppelt ist; und eine Reihenschaltung mit dem ersten elektronischen Schalter (151) und einem zweiten elektronischen Schalter (153), der an die dritten Anschlüsse (113, 114) gekoppelt ist, wobei die erste Steuerschaltung (270) dazu ausgebildet ist, die ersten und zweiten elektronischen Schalter (151, 153) zu steuern.
  19. Leistungswandler nah einem der Ansprüche 12 bis 18, wobei der Inverter (120) aufweist: eine erste Halbbrücke (121 1, 121 2), die einen ersten Ausgang aufweist, der an die zweiten Anschlüsse (115, 116) gekoppelt ist; ein erstes induktives Element (122 1), das zwischen den ersten Ausgang und einen der zweiten Anschlüsse (115, 116) gekoppelt ist; eine zweite Halbbrücke (121 3, 121 4), die einen zweiten Ausgangs aufweist, der an die zweiten Anschlüsse (115, 116) gekoppelt ist; und ein zweites induktives Element (122 2), das zwischen den zweiten Ausgang und den anderen der zweiten Anschlüsse (115, 116) gekoppelt ist, wobei die zweite Steuerschaltung (270) dazu ausgebildet ist, die ersten und zweiten Halbbrücken zu steuern.
  20. Leistungswandler nach Anspruch 19, wobei die zweite Steuerschaltung weiterhin dazu ausgebildet ist, im AC/DC-Betrieb die erste Halbbrücke (121 1, 121 2) zu aktivieren und die zweite Halbbrücke (121 3, 121 4) zu deaktivieren während einer positiven Halbwelle der Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen (115, 116), und die zweite Halbbrücke (121 3, 121 4) zu aktivieren und die erste Halbbrücke (121 1, 121 2) zu deaktivieren während einer negativen Halbwelle der Wechselspannung an den zweiten Anschlüssen (115, 116).
  21. Leistungswandler nach einem der Ansprüche 12 bis 20, der weiterhin ein kapazitives Element (130) aufweist, das zwischen die dritten Anschlüsse (113, 114) gekoppelt ist.
  22. Leistungswandler nach Anspruch 12, der weiterhin ein zweites kapazitives Element (141) aufweist, das zwischen die ersten Anschlüsse (111, 112) gekoppelt ist.
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Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2946810B1 (fr) * 2009-06-16 2012-12-14 Renault Sas Dispositif de charge rapide reversible pour vehicule electrique
TW201203823A (en) * 2010-07-09 2012-01-16 Chung Shan Inst Of Science A power converter with two input power sources
JP2015188299A (ja) * 2014-03-11 2015-10-29 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
AT513776B1 (de) * 2014-04-08 2015-09-15 Avl List Gmbh Verfahren und Regler zur modellprädiktiven Regelung eines mehrphasigen DC/DC-Wandlers
KR20160073486A (ko) * 2014-12-16 2016-06-27 한국전자통신연구원 배터리 충전 시스템
US10361637B2 (en) * 2015-03-20 2019-07-23 Hubbell Incorporated Universal input electronic transformer
CN106329977B (zh) * 2015-07-03 2018-10-09 台达电子工业股份有限公司 逆变电路的控制方法
KR102590108B1 (ko) * 2015-11-30 2023-10-18 삼성전자주식회사 전력 공급 장치 및 이를 구비한 전기 장치와 진공 청소기
US9933805B2 (en) * 2016-06-27 2018-04-03 Abb Schweiz Ag Power converter using wide band-gap devices
US10498257B2 (en) * 2016-06-30 2019-12-03 Astec International Limited Switching power converters controlled with control signals having variable on-times
GB2552777B (en) * 2016-07-21 2022-06-08 Petalite Ltd A battery charging system and method
FI128471B (en) * 2017-05-10 2020-06-15 L7 Drive Oy DC-DC voltage converter and control system for the voltage converter
US10050443B1 (en) 2017-08-17 2018-08-14 Infineon Technologies Austria Ag PFC controller add-on circuit to stabilize THDi performance
CN108566106A (zh) * 2018-06-22 2018-09-21 林福祥 一种逆变器托扑结构
CN110601543B (zh) * 2019-09-11 2020-08-18 广州金升阳科技有限公司 一种llc谐振变换器的宽增益控制方法及其谐振变换器
JP7377171B2 (ja) * 2020-06-17 2023-11-09 ダイヤゼブラ電機株式会社 電力変換装置
JP7377172B2 (ja) * 2020-06-17 2023-11-09 ダイヤゼブラ電機株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003047080A1 (fr) * 2001-11-29 2003-06-05 Sanken Electric Co., Ltd. Alimentation a decoupage
US7088081B2 (en) * 2004-06-28 2006-08-08 International Rectifier Corporation High frequency partial boost power factor correction control circuit and method
JP4774987B2 (ja) * 2005-12-28 2011-09-21 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
CN100521442C (zh) * 2006-06-02 2009-07-29 台达电子工业股份有限公司 功率因子校正转换器
US8184456B1 (en) * 2008-08-26 2012-05-22 International Rectifier Corporation Adaptive power converter and related circuitry
CN101562922A (zh) * 2009-05-31 2009-10-21 南京航空航天大学 无电解电容的高亮度led驱动电源
CN201623911U (zh) * 2010-03-04 2010-11-03 唐礼言 通用高强度气体放电灯恒功率电子镇流器
CN201742107U (zh) * 2010-08-03 2011-02-09 大连理工大学 基于超级电容器储能的电能质量调节装置
US9065327B2 (en) * 2011-02-08 2015-06-23 Lear Corporation Efficiency optimized power converter with dual voltage power factor correction

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US8503204B2 (en) 2013-08-06

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