CN101904080B - 电力变换装置、开关装置以及电力变换装置的控制方法 - Google Patents

电力变换装置、开关装置以及电力变换装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明的电力变换装置具有：MOSFET(12)，并联沟道(12b)和体二极管(12a)，该沟道(12b)按照控制信号(C1)导通而形成电感线圈(16)的再生电流的流路，该体二极管(12a)以电感线圈(16)的再生电流的方向为正向；分流电阻(2)和电压测量器(9)，测量流过MOSFET(12)的电流量(Imeas)；阈值指定部(7)，指定阈值电流量(Ithresh)；同步整流禁止电路(4)，在分流电阻(2)和电压测量器(9)所测量的电流量(Imeas)大于阈值指定部(7)所指定的阈值电流量(Ithresh)时，禁止向MOSFET(12)供给控制信号(C1)。

Description

电力变换装置、开关装置以及电力变换装置的控制方法
技术领域
本发明涉及电力变换装置，特别是涉及在电力变换装置中得到良好的电力变换效率的技术。 
背景技术
一种通过使从电源向电感线圈的供电断续而得到调整后的电压或电流的电力变换装置(例如，变换器和逆变器)被广泛实用。在这种电力变换装置中一般使用续流二极管，续流二极管对设置在电力变换装置内部的电压发生用线圈和外部的作为负载线圈的电感线圈的再生电流进行整流。 
图11是示出周知的升压变换器的一例的电路图。 
图11示出的升压变换器100使用低压侧MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)13和高压侧MOSFET12来构成，所述低压侧MOSFET13和高压侧MOSFET12根据从控制器3输出的栅极信号周期性且排他性接通。 
在MOSFET12和MOSFET13中分别包含有并列地寄生在漏源极间的体二极管12a和体二极管13a。 
MOSFET13按照来自控制器3的栅极信号，使从电源14向电感线圈16的供电断续，从而向负载15供给在电源14的电压上叠加了由电感线圈16的反电动势所产生的电压而得到的输出电压。 
MOSFET12中所包含的体二极管12a发挥续流二极管的功能，对电感线圈16的再生电流(在本例中对负载15的供供电流)进行整流。 
但是，MOSFET中所包含的体二极管的正向电压特性一般都很差。即，在电流电平低的工作区域中，体二极管的通态电阻高于MOSFET的通态电阻。因此，如上所述，通过在MOSFET13关断的期间使MOSFET12接通，使电感线圈16的再生电流流向MOSFET12的沟道，由此实现了MOSFET12中的导通损耗的降低。这种技术被称作同步整流，一直被广泛使用。 
图12是关于栅极电压(Vg)是0V、+5V和+10V以上的情况，分别示出了用硅(Si)制成并且包含体二极管的一般功率MOSFET(以下记作Si-MOSFET)中的表示漏极电流(Id)与漏源极间电压(Vds)的关系的特性曲线的一例的图表。 
在Vg是0V时，由于沟道不导通，漏极电流仅流向体二极管，因此表示体二极管的特性曲线。在Vg是+1V以上时，沟道完全导通，漏极电流仅流向沟道，因此表示沟道的特性曲线。在Vg是+5V时，表示它们的中间特性曲线。 
这种Si-MOSFET的特性一直为人所知，例如，在对元件的散热等制约下的实用量(例如在图12的图表中表示的特性中2～3A以下)的漏极电流进行处理的电力变换装置中，一般都是通过进行同步整流，向沟道流动漏极电流，由此与向体二极管流动漏极电流的情况相比，降低漏源极间电压，从而降低Si-MOSFET中的导通损耗。 
此外，也已知道如下的技术：在为了包括栅极信号的供给和输送在内的同步整流的控制而消耗的电力即驱动损耗越超过漏源极间的导通损耗，漏极电流的量越少的情况下，通过禁止同步整流，可靠地减少作为电力变换装置整体的损耗，从而提高电力变换效率(例如，参照专利文献1)。 
作为对电力变换装置适用的半导体材料，有碳化硅(SiC)。用SiC制作的MOSFET(以下是SiC-MOSFET)与Si-MOSFET相比，具有高的额定电压和快的响应速度，并且具有能在高温下稳定工作的优良性质。 
SiC的pn结中产生的电压降大约是2.5V，比Si的pn结中产生的电压降即大约0.6V大。从而，在SiC-MOSFET中，若仅向体二极管流动漏极电流，则在漏源极间至少产生2.5V的电压降，与Si-MOSFET的同样情况相比，产生更大的导通损耗。 
因此，在使用了SiC-MOSFET的电力变换装置中，为了得到良好的电力变换效率而进行同步整流，但在使用了Si-MOSFET的电力变换装置的情况下也认为很重要。 
专利文献1：日本特开2000-23456号公报 
但是，SiC-MOSFET与Si-MOSFET相比，由于能够在100℃以上的高温下稳定地工作，因此具有在相同热设计中能够处理比Si-MOSFET 多的量的漏极电流的可能性。 
此外，已知在高温下，一般在MOSFET的通态电阻增加的同时，体二极管的正向电压降低(在图12中，在更少量的漏极电流中，二极管的特性曲线与沟道的特性曲线交叉)。 
因此，在使用了SiC-MOSFET的电力变换装置中，考虑对现有的使用了Si-MOSFET的电力变换装置中的、通过进行超过实用电流量的同步整流而导通损耗反而变大的这样的量的漏极电流进行实用性处理的可能性。该情况下，若随便进行同步整流不仅导通损耗增加，而且因为徒劳的驱动损耗而更大地损害电力变换效率。 
但是，在同步整流这种量的电流的电力变换装置中，用于得到良好的电力变换效率的结构还未知。 
发明内容
本发明就是在这样的背景下提出的，其目的在于提供一种用于在电力变换装置中得到良好的电力变换效率的新的结构。 
为了解决上述问题，本发明的电力变换装置，通过使从电源向电感线圈供给的供电断续而得到调整后的电压或电流，具有：开关部，由场效应晶体管和二极管并联而成，上述场效应晶体管是根据所供给的控制信号导通而形成上述电感线圈的再生电流的流路的开关元件，上述二极管以上述电感线圈的再生电流的方向为正向，将上述场效应晶体管配置成，上述电感线圈的上述再生电流从上述场效应晶体管的源极向漏极的方向流动；测量器，对流过上述开关部的电流量和在上述开关部的两端产生的电压值中的某一方进行测量；阈值指定部，指定根据在上述二极管的正向上流过相同量的电流时的上述开关元件的通态电阻与上述二极管的通态电阻之间的比较而预先设定的阈值；以及禁止控制部，在上述测量器所测量的电流量或电压值大于由上述阈值指定部所指定的阈值时，禁止向上述开关元件供给上述控制信号。 
此外，上述开关部也可以由并联且用上述控制信号共同控制的多个开关部构成，上述测量器与构成上述多个开关部的某个开关部连接，对流过与该测量器连接的上述开关部的电流进行测量。 
根据该结构，在上述开关部中同步整流上述电感线圈的再生电流的情 况下，通过在上述开关元件的通态电阻变得大于上述二极管的通态电阻的量的电流流到上述开关部中时禁止同步整流，由此能够按照上述开关元件和上述二极管的电流量，向导通损耗变得更小的一方流上述再生电流。其结果，不仅可靠降低了上述开关部中的同步整流时所产生的导通损耗，而且没有了上述控制信号的供给、传输所产生的驱动损耗，能够在上述电力变换装置中得到良好的电力变换效率。 
此外，进一步具有用于测量上述开关部的温度的温度测量器，上述阈值指定部分别与不同温度对应地指定多个阈值电流量，在上述测量器所测量的电流量大于上述阈值指定部对应于上述温度测量器所测量的温度而指定的阈值电流量时，上述禁止控制部禁止向上述开关部供给上述控制信号。 
根据该结构，由于在上述阈值电流值根据温度而变动的情况下，能够按照与温度相应的适当的阈值电流值来禁止同步整流，因此，能够在整个宽的温度范围内，在上述电力变换装置中得到良好的电力变换效率。 
此外，也可以用碳化硅制作上述开关元件和上述二极管的至少某一方。 
根据该结构，由于用碳化硅制作的上述开关元件和上述二极管能够在高温下稳定地工作，因此，考虑对上述开关元件的通态电阻变得大于上述二极管的通态电阻的这种大量的电流进行实用性处理的可能性。因此，为了能够在上述电力变换装置中得到良好的电力变换效率，禁止同步整流的技术意义重大。 
此外，本发明的电力变换装置，将直流电力变换成N相交流电力后供给各相上所设置的作为负载的电感线圈，N是3以上的整数，具有：2N个桥臂，分别具有开关部，上述开关部由场效应晶体管和二极管并联而成，上述场效应晶体管是根据所供给的控制信号导通而形成上述电感线圈的再生电流的流路的开关元件，上述二极管以上述再生电流的方向为正向，将上述场效应晶体管配置成，上述电感线圈的上述再生电流从上述场效应晶体管的源极向漏极的方向流动；N个分支，设在每一相上，各串联2个上述桥臂来形成各分支，各分支的两端与直流电源连接、并且中点与对应的相的电感线圈连接；负载电流确定部，确定流过各相的负载的电流量；阈值指定部，指定根据在上述二极管的正向上流过相同量的电流时的上述开关元件的通态电阻与上述二极管的通态电阻之间的比较而预先设定的阈值；以及禁止控制部，在上述负载电流确定部所确定的各相的电流量大于 上述阈值指定部所指定的阈值时，禁止向对应的相的上述分支中所包含的上述开关元件供给上述控制信号。 
再有，本发明不仅能够实现为这种电力变换装置，而且能够实现为开关装置和电力变换装置的控制方法。 
发明效果如下： 
如上所述，在本发明的电力变换装置中，在用并联开关元件和二极管所构成的开关部对电感线圈的再生电流进行同步整流的情况下，通过在流过上述开关元件的通态电阻变得大于上述二极管的通态电阻的量的电流时禁止同步整流，能够按照上述开关元件和上述二极管的电流量，使上述再生电流流向导通损耗变得更小的一方。 
其结果，不仅可靠地降低了上述开关部中所产生的导通损耗，而且没有了上述控制信号的供给、传输所产生的驱动损耗，能够在上述电力变换装置中得到良好的电力变换效率。 
附图说明
图1是示出本发明涉及的升压变换器的结构的一例的功能框图。 
图2(A)和图2(B)是说明阈值电流量的图。 
图3是升压变换器中的主要信号的脉冲波形图。 
图4是示出本发明涉及的升压变换器的结构的其他一例的功能框图。 
图5是示出周知的降压变换器的一例的电路图。 
图6是示出本发明涉及的降压变换器的结构的一例的功能框图。 
图7是示出本发明涉及的同步整流电路的结构的一例的功能框图。 
图8(A)是示出本发明涉及的作为电力变换装置的全桥逆变器的结构的一例的功能框图。图8(B)是示出本发明涉及的作为电力变换装置的三相逆变器的结构的一例的功能框图。 
图9是示出本发明涉及的三相逆变器的结构的其他一例的功能框图。 
图10是本发明涉及的三相逆变器的结构的另外其他一例的功能框图。 
图11是示出周知的升压变换器的一例的电路图。 
图12是示出一般的硅功率MOSFET的特性曲线的一例的图表。 
附图标记说明 
2  分流电阻 
3、30  控制器 
4、40  同步整流禁止电路 
5、51～56  AND门 
6、61～66  比较器 
7、21  阈值指定部 
8  温度测量器 
9  电压测量器 
10、10a～10f、20、22  同步整流电路 
11  IPM 
12、13、41～46  MOSFET 
12a、13a  体二极管 
12b  沟道 
14  电源 
15  负载 
16、17  电感线圈 
18  电容器 
19  三相电动机 
19a～19c  线圈 
31～33  电流测量器 
34～37  运算器 
100、101、102  升压变换器 
200、201  降压变换器 
301  全桥逆变器 
401、501、502  三相逆变器 
具体实施方式
参照附图，关于本发明的实施方式详细地进行说明。 
(实施方式1) 
图1是示出本发明的实施方式1涉及的作为电力变换装置的升压变换器101的结构的一例的功能框图。 
升压变换器101与现有的升压变换器100(参照图11和背景技术的项) 同样，是如下的电路：通过根据从控制器3周期性且排他性地供给的控制信号C1和控制信号C2，MOSFET12和MOSFET13交替地接通，从而向负载15供给在电源14的电压上叠加了由电感线圈16的反电动势所产生的电压而得到的输出电压。 
升压变换器101作为对电感线圈16的再生电流进行同步整流的电路，将升压变换器100中的MOSFET12置换为同步整流电路10而构成。同步整流电路10包括MOSFET12，并且具有根据流过MOSFET12的漏极电流的量来禁止同步整流的功能。 
同步整流电路10以外的结构与升压变换器100相同，故省略说明，以下主要关于同步整流电路10进行说明。 
同步整流电路10包括MOSFET12、分流电阻2、电压测量器9、温度测量器8、阈值指定部7和同步整流禁止电路4。MOSFET12包括体二极管12a和沟道12b。同步整流禁止电路4包括比较器6和AND门5。 
在此，包含沟道12b的MOSFET是本发明的开关元件的一例，体二极管12a是本发明的二极管的一例，包含体二极管12a在内的MOSFET12是本发明的开关部的一例。此外，分流电阻2和电压测量器9是本发明的测量器的一例，温度测量器8是本发明的温度测量器的一例，阈值指定部7是本发明的阈值指定部的一例，同步整流禁止电路4是本发明的禁止控制部的一例。 
分流电阻2与MOSFET12串联。电压测量器9通过测量分流电阻2两端上产生的电压，将测量结果作为MOSFET12的漏极电流量Imeas进行输出。 
再有，MOSFET12的漏极电流量不限于分流电阻2和电压测量器9，也可以用周知的任一种方法进行测量。例如，也可以通过在向负载供给MOSFET12的漏极电流的线路中设置变流器来测量由漏极电流所产生的感应电流，此外，通过在邻近上述线路的位置上设置霍尔元件来测量由漏极电流所产生的磁场，根据各自的测量结果来确定漏极电流量。 
温度测量器8设置在MOSFET12的内部或者邻近的位置上，通过测量温度，将测量结果作为MOSFET12的温度值Tmeas进行输出。 
阈值指定部7对同步整流禁止电路4指定与从温度测量器8得到的温 度值Tmeas相对应的阈值电流量Ithresh。 
图2(A)和图2(B)是说明阈值指定部7所指定的阈值电流量Ithresh的图表。 
图2(A)和图2(B)的图表与图13所示的图表同样，是示出关于仅沟道12b导通时和仅体二极管12a导通时的、MOSFET12的漏极电流(纵轴)与漏源极间电压(横轴)的关系的特性曲线。图2(A)的图表表示常温时的特性曲线，图2(B)的图表表示高温时的特性曲线。 
在图2(A)和图2(B)中，第一工作区域是如下的MOSFET12的工作区域：由于沟道12b的通态电阻小于体二极管12a的通态电阻，因而向沟道12b流动电流时的导通损耗比向体二极管12a流动电流时变小。 
此外，第二工作区域是如下的MOSFET12的工作区域：由于沟道12b的通态电阻大于体二极管12a的通态电阻，因而向体二极管12a流动电流时的导通损耗比向沟道12b流动电流时变小。 
阈值指定部7对应于各个温度，对同步整流禁止电路4指定阈值电流量Ithresh，所述阈值电流量Ithresh是根据流过相同量的电流时的沟道12b的通态电阻与体二极管12a的通态电阻的比较而预先设定的。 
在阈值电流量Ithresh中，例如对于每个温度预先设定有表示第一工作区域与第二工作区域的边界的MOSFET12的漏极电流量(常温时的Ithresh-L和高温时的Ithresh-H)。 
再有，在本发明中不限定阈值指定部7的具体结构，但作为一例，阈值指定部7也可以如下地实现。 
例如，可以使用将温度值与阈值电流量对应起来以数字值存储的数据表、A/D(模数)转换器和D/A(数模)转换器来实现阈值指定部7。 
在这样的实现中，从温度测量器8得到的温度值Tmeas被A/D转换器转换成数字值，从数据表中参照与用数字值表示的温度值相对应的阈值。然后，所参照的阈值被D/A转换器转换成模拟值，将用模拟值表示的阈值电流量Ithresh供给到同步整流禁止电路4的比较器6中。 
此外，例如，阈值指定部7也可以作为模拟电路来实现，该模拟电路在多个阶段中辨别温度值Tmeas，生成表示与辨别的结果相对应的阈值电流量Ithresh的电压信号，将生成的电压信号供给到同步整流禁止电路4的 比较器6中。 
如后所述，按照所测量的漏极电流量，在MOSFET12处于第一工作区域中时，控制信号C1被作为栅极信号G而供给到MOSFET12中，在MOSFET12处于第二工作区域中时，控制信号C1被切断。 
再有，从图2(A)和图2(B)可知，可以利用对于MOSFET12的漏源极间电压的阈值来表示第一工作区域与第二工作区域的边界。关于对每个温度指定表示第一工作区域与第二工作区域的边界的MOSFET12的漏源极间电压(常温时的Vthresh-L和高温时的Vthresh-H)来作为阈值电压值Vthresh的变形例，以后再说明。 
重新参照图1，同步整流禁止电路4中的比较器6输出比较结果，该比较结果是对从阈值指定部7得到的阈值电流量Ithresh与从电压测量器9得到MOSFET12的漏极电流量Imeas进行比较的结果。 
在比较器6的输出是正值的情况下，即MOSFET12的漏极电流量Imeas小于阈值电流量Ithresh时，AND门5输出来自控制器3的控制信号C1作为MOSFET12的栅极信号G。此外，在比较器6的输出是负值的情况下，即MOSFET12的漏极电流量Imeas大于阈值电流量Ithresh时，通过切断来自控制器3的控制信号C1来禁止MOSFET12的同步整流。 
下面，关于如上所述地构成的升压变换器101的主要工作进行说明。 
图3是升压变换器101中的主要信号的时间图。 
控制器3周期性且排他性地输出控制信号C1和控制信号C2。 
为了向负载15供给已调整的电压值或电流量，一般根据反馈控制来变更控制信号C1和控制信号C2的输出期间。但是，这种控制是周知的技术，并且不是本发明的主题，故省略说明。 
在输出控制信号C2，控制信号C1停止的期间，MOSFET13接通，从电源14流向电感线圈16的电流的量逐渐增加。再有，图3中未示出该期间的MOSFET12的漏极电流量Imeas。 
在控制信号C2停止、输出控制信号C1的期间，从MOSFET12向负载15流动电感线圈16的再生电流。测量再生电流的量，作为MOSFET12的漏极电流量Imeas。 
这时，在处于电流量Imeas大于阈值电流量Ithresh的第二工作区域中 时，由同步整流禁止电路4切断控制信号C1。其结果，不使MOSFET12的沟道12b导通，再生电流流经体二极管12a。 
若再生电流的量减少，进入到电流量Imeas小于阈值电流量Ithresh的第一工作区域中，就由同步整流禁止电路4将控制信号C1作为栅极信号G供给MOSFET12。其结果，MOSFET12的沟道12b导通，再生电流流经沟道12b。 
随着电流量Imeas的变化，大体上瞬间进行控制信号C1的供给与切断的切换。因此，连在控制信号C1的单一脉冲期间中都能够将再生电流的流路即时地切换到沟道12b和体二极管12a中的导通损耗变小的一方。 
从而，MOSFET12中的导通损耗被最小化，能够得到升压变换器101中的良好的电力变换效率。 
此外，考虑例如在负载15大的情况下和控制信号C1的频率非常高的情况下，在控制信号C1的许多脉冲期间，总是处于电感线圈16的再生电流的量大于阈值电流量的第二工作区域中。在这种状况下，仍然成为由同步整流禁止电路4切断控制信号C1。 
其结果，用于向MOSFET12的栅极供给和传输控制信号C1，从而消耗的电力即驱动损耗变成没有，因此，对得到升压变换器101中的良好的电力变换效率有用。 
阈值指定部7也可以指定补偿驱动损耗的阈值电流量。即，即使在通过禁止同步整流而未改善导通损耗的情况下，也可以通过没有驱动损耗而在改善作为电力变换装置整体的效率的情况下，禁止同步整流。因此，阈值指定部7也可以将从实施方式中说明的阈值电流量扣除了与驱动损耗相应的电流量后的电流量指定为阈值电流量。 
下面，关于根据MOSFET12的漏源极间电压的阈值比较进行同步整流的禁止控制的变形例进行说明。 
图4是示出本发明的实施方式1的变形例涉及的作为电力变换装置的升压变换器102的结构的一例的功能框图。 
在升压变换器102的同步整流电路20中，电压测量器9与MOSFET12并联，测量MOSFET12的漏源极间电压，将测量值作为Vmeas进行输出。 
阈值指定部21对同步整流禁止电路4指定与从温度测量器8得到的温 度值Tmeas相对应的阈值电压值。 
在阈值电压值Vthresh中，例如图2(A)和图2(B)所示，对每个温度预先设定有表示第一工作区域与第二工作区域的边界的MOSFET12的漏电压值(常温时的Vthresh-L和高温时的Vthresh-H)。 
同步整流禁止电路4中的比较器6输出比较结果，该比较结果是比较从阈值指定部21得到的阈值电压值Vthresh与从电压测量器9得到的MOSFET12的漏源极间电压值Vmeas的结果。 
在比较器6的输出是正值的情况下，即MOSFET12的漏源极间电压值Vmeas小于阈值电压值Vthresh时，AND门5输出来自控制器3的控制信号C1作为MOSFET12的栅极信号G。此外，在比较器6的输出是负值的情况下，即MOSFET12的漏源极间电压值Vmeas大于阈值电压值Vthresh时，通过切断来自控制器3的控制信号C1来禁止MOSFET12的同步整流。 
在如上所述地构成的升压变换器102中，根据电压值Vmeas与阈值电压值Vthresh的比较来进行图3中所说明的工作。其结果，与升压变换器101同样，在能够通过向体二极管12a流动漏极电流来降低MOSFET12的导通损耗的第二工作区域中，同步整流被禁止。 
从而，MOSFET12中的导通损耗被最小化，能够得到升压变换器102中的良好的电力变换效率。 
此外，在升压变换器102中与升压变换器101不同，由于不使用漏极电流的检测用的分流电阻，因此能够避免零部件数量和电路损耗的增加。 
再有，从图3所示的时间图可知，同步整流电路10只是被供给以前供给到MOSFET12中的控制信号C1，能够自主地执行用于达到良好的电力变换效率的同步整流。即，由于控制信号C1的调换性，同步整流电路10就能够在不变更控制器3的情况下，将以前以单体进行同步整流的MOSFET12进行置换。 
这关于同步整流电路20也同样。 
即，同步整流电路10、20不限于升压变换器，可以在各种各样的电力变换装置中广泛地置换为进行同步整流的MOSFET，能够通过置换实现良好的电力变换效率。 
以下，关于包括同步整流电路10在内所构成的电力变换装置的其他例 子进行说明。 
(实施方式1的变形例) 
下面，关于本发明涉及的作为电力变换装置的一例的降压变换器进行说明。 
图5是示出周知的降压变换器的一例的电路图。 
图5所示的降压变换器200通过改换图11所示的升压变换器100的电压14与负载15来构成，在降压变换器200中，MOSFET12担负对电感线圈16的再生电流进行同步整流的作用。 
于是，通过用实施方式1中说明的同步整流电路10置换降压变换器200中的MOSFET12，构成本发明涉及的作为电力变换装置的降压变换器。 
图6是示出本发明的实施方式1涉及的作为电力变换装置的降压变换器201的结构的一例的功能框图。 
同步整流电路10在降压变换器201中也通过与升压变换器101同样地进行工作，来自主地执行用于实现良好的电路变换效率的同步整流。 
降压变换器201的结构能够应用于图1的升压变换器101中从负载15向电源14进行再生充电的情况。在进行再生充电的情况下，因为负载15与电源14的作用倒过来，因此升压变换器101作为与降压变换器201等效的电路进行工作。即，在再生充电时，图1的MOSFET13担负对电感线圈16的再生电流进行同步整流的作用。 
于是，用与包括MOSFET12在内的同步整流电路10不同的另外的1个同步整流电路10，置换升压变换器101中的MOSFET13。从而，在升压变换器101从负载15向电源14进行再生充电的情况下，也由与MOSFET13置换后的同步整流电路10自主地执行用于实现良好的电力变换效率的同步整流。 
即，用同步整流电路10分别置换了低压侧MOSFET和高压侧MOSFET两方所构成的升压变换器也包含在本发明中。 
(实施方式2) 
下面，作为实施方式2，关于包含多个MOSFET而构成的同步整流电路的变形例进行说明。 
图7是示出本发明的实施方式2涉及的同步整流电路22的结构的一例的功能框图。同步整流电路22与图1所示的同步整流电路10相比，不同点在于，具有并联且共同用栅极信号G控制的多个MOSFET12的这一点，以及分流电阻2仅与其中的1个代表MOSFET12(图7的最上级的MOSFET12)串联的这一点。 
同步整流电路22由于具有并联的多个MOSFET12，因此适用于处理大电流。同步整流电路22中的多个MOSFET12和分流电阻2也可以是被密封在1个封装中的IPM(Intelligent Power Module：智能电源模块)11。 
这样构成的同步整流电路22也通过与在实施方式1中说明的同步整流电路10同样地工作，自主地执行用于实现良好的电力变换效率的同步整流。 
再有，在同步整流电路22中，不是在多个MOSFET中个别地装入分流电阻，而是通过构成为将分流电阻2仅与1个代表MOSFET串联，测量代表MOSFET的漏极电流作为样本，从而实现结构的简化。 
(实施方式3) 
下面，关于本发明涉及的作为电力变换装置的一例的全桥逆变器和三相逆变器进行说明。 
图8(A)是示出本发明的实施方式3涉及的作为电力变换装置的全桥逆变器301的结构的一例的功能框图。 
用上述的同步整流电路10分别置换一般的全桥逆变器中的构成桥接电路的4个开关元件，来构成全桥逆变器301。为了区别而将各个同步整流电路记作同步整流电路10a～10d。全桥逆变器301中包含平滑用的电感线圈17和电容器18。 
在周知的利用控制信号(未图示)的控制下，通过同步整流电路10a、10d的组和同步整流电路10b、10c的组周期性且排他性地接通，全桥逆变器301将电源14的直流电力变换成交流电力。接通的同步整流电路的组进行切换的工作一般被称作换向。 
在图8(A)中，假设在从同步整流电路10a、10d的组已接通的状态向同步整流电路10b、10c的组接通的状态换向之前，向电感线圈17流动用实线示出的方向的电流，则在换向之后，电感线圈17的再生电流在用连 续虚线示出的方向上流动。 
该方向的再生电流能够流经同步整流电路10b、10c中所包含的MOSFET的沟道和体二极管两者。此外，在例如负载大的情况下，认为该再生电流变为相当大的量。 
同步整流电路10b、10c通过如实施方式1中说明那样进行工作，在再生电流的量处于上述的第二工作区域中(向体二极管流动再生电流的情况比向MOSFET的沟道流动再生电流的情况更能够降低导通损耗)的情况下，切断控制信号，禁止MOSFET的沟道接通。从而，如图8(A)所示，再生电流流经体二极管。 
若再生电流的量减少而进入到上述的第一工作区域中，则同步整流电路10b、10c就停止切断控制信号，使MOSFET的沟道接通。从而，再生电流流经沟道。 
这样，同步整流电路10b、10c通过使再生电流流过MOSFET的沟道和体二极管中的导通损耗变小的一方，从而提高了全桥逆变器301的电力变换效率。 
再有，在从同步整流电路10b、10c的组已接通的状态向同步整流电路10a、10d的组接通的状态换向之前，通过同步整流电路10a、10d同样地工作，实现了提高全桥逆变器301的电力变换效率的作用。 
不仅是全桥逆变器，例如通过将同步整流电路10适用于三相逆变器中，也能够提高三相逆变器的电力变换效率。 
图8(B)是示出本发明的实施方式3涉及的作为电力变换装置的三相逆变器401的结构的一例的功能框图。 
用上述的同步整流电路10分别置换一般的三相逆变器中的构成桥接电路的6个开关元件，由此构成三相逆变器401。为了区别而将各个同步整流电路记作同步整流电路10a～10f。 
三相逆变器401驱动三相电动机19的各相的线圈19a～19c。为了方便起见，将在使同步整流电路10a、10e、10f接通后向线圈19a流动朝向三相电动机19的图面中心的电流的相叫做第一相。此外，将使同步整流电路10b、10d、10f接通后向线圈19b流动朝向三相电动机19的图面中心的电流的相叫做第二相。 
在图8(B)中，假设在从第一相向第二相换向之前，流过用实线表示的方向的电流，则在换向之后，线圈19a～19c的再生电流在用虚线表示的方向上流动。 
该方向的再生电流能够流经同步整流电路10b、10d中所包含的MOSFET的沟道和体二极管两者。 
同步整流电路10b、10d通过按照再生电流的量，使再生电流流向沟道和体二极管中的导通损耗变小的一方，由此提高了三相逆变器401的电力变换效率。 
同步整流电路10a、10c、10e、10f在其他相间换向时实现提高三相逆变器401的电力变换功率的作用。 
(实施方式4) 
下面，关于本发明涉及的作为电力变换装置的一例的三相逆变器的其他方式进行说明。 
图9是示出本发明的实施方式4涉及的作为电力变换装置的三相逆变器501的结构的一例的功能框图。以下主要关于与图1的升压变换器101和图8(B)的三相逆变器401的不同点进行说明。 
三相逆变器501与图8(B)的三相逆变器401相比，不同点在于，通过对各相确定流动到负载的电流来进行同步整流的禁止控制。一般的三相逆变器通常具有为了进行负载的驱动控制而对各相确定流动到负载的电流量的电路。在三相逆变器501中，可以使用这种电路。 
三相逆变器501具有一般的三相逆变器中所设置的控制器30、电流测量器31～33、温度测量器8和MOSFET41～46，另外还具有本发明的特征性的阈值指定部7和同步整流禁止电路40。 
在三相逆变器501中，MOSFET41～46分别构成6个桥臂，每2个桥臂串联构成3个相的各个分支。各相的分支两端与直流电源14连接，分支的中点与三相电动机19的线圈19a～19c中的对应的一个连接。 
MOSFET41～46中分别包含二极管或体二极管。在此，MOSFET41～46是本发明的开关元件的一例，包含体二极管在内的MOSFET12是本发明的开关部的一例。 
电流测量器31、32、33分别对流入到从对应的相的分支中点向线圈19a、19b、19c供给负载电流的线路的电流量Imeas-U、Imeas-V、Imeas-W进行测量，输出表示测量结果的信号。例如，由电流测量器31测量的电流量Imeas-U是流到线圈19a的电流量，表示以体二极管的正向为正时的MOSFET41的漏极电流量和反转了MOSFET42的漏极电流量的正负的值。 
电流测量器31～33是本发明的负载电流确定部的一例。 
控制器30输出用于按照电流测量器31～33所测量的电流量和未图示的扭转指令信号、转子位置检测信号等使MOSFET41～46导通的控制信号φU、φX、φV、φY、φW、φZ。这些控制信号如周知，将φU和φX、φV和φY、φW和φZ分别作为一对，排他性且以各对控制信号各偏移120度的相位，输出一对控制信号。通常通过用于得到期望的力矩的开关控制，以比转子的旋转周期充分短的周期断续地输出这些控制信号。 
温度测量器8设置在靠近MOSFET41～46的位置上，通过测量温度，将测量结果作为温度值Tmeas进行输出。 
阈值指定部7对同步整流禁止电路40指定与从温度测量器8得到的温度值Tmeas相对应的阈值电流量Ithresh。阈值电流量Ithresh是示出MOSFET41～46的上述第一工作区域与第二工作区域的边界的漏极电流量。 
同步整流禁止电路40由AND门51～56、比较器61～66和运算器34～36构成，是根据从阈值指定部7得到的阈值电流量Ithresh与由电流测量器31～33所测量到的电流量Imeas-U、Imeas-V、Imeas-W的比较，禁止对MOSFET41～46供给控制信号φU、φX、φV、φY、φW、φZ的电路。 
运算器34～36输出电流测量器31～33所测量到的电流量Imeas-U、Imeas-V、Imeas-W的已反转了各自的正负的值，作为MOSFET42、44、46的漏极电流量。 
AND门51～56和比较器61～66分别与MOSFET41～46对应地设置，通过与实施方式1中说明的AND门5和比较器6同样地工作，在MOSFET41～46处于第一工作区域中的情况下，将对应的控制信号φU、φX、φV、φY、φW、φZ作为栅极信号供给到MOSFET41～46中，在 MOSFET41～46处于第二工作区域中的情况下，切断对应的控制信号φU、φX、φV、φY、φW、φZ。 
在此，仿照前例，将使MOSFET41、44、46接通后向线圈19a流动朝向三相电动机19的图面中心的电流的相叫做第一相。此外，将使MOSFET42、43、46接通后向线圈19b流动朝向三相电动机19的图面中心的电流的相叫做第二相。 
在图9中，假设在从第一相向第二相换向之前流过用实线表示的方向的电流，则在换向之后，线圈19a～19c的再生电流在用虚线表示的方向上流动。 
该方向的再生电流能够流经MOSFET42、43的沟道和体二极管两者。 
同步整流禁止电路40根据在电流测量器31、32中测量的再生电流的量，分别切断MOSFET42、43的栅极信号的供给。从而，由于再生电流流过MOSFET42、43的沟道和体二极管中的导通损耗变小的一方，因此提高了三相逆变器501的电力变换效率。 
同步整流禁止电路40在其他相间换向时，通过控制MOSFET41、44、45、46的栅极信号的供给和切断，提高三相逆变器501的电力变换功率。 
控制信号φU和φX、φV和φY、φW和φZ的供给与切断的切换分别随着电流量Imeas-U、Imeas-V、Imeas-W的变化而大体上瞬间进行。因此，在控制信号φU、φX、φV、φY、φW、φZ根据开关控制而高速断续供给的情况下，连在开关控制的1个周期中都能够将再生电流的流路即时地切换到MOSFET的沟道和体二极管中的导通损耗变小的一方。 
在三相逆变器501中，由于可以原样地使用通常设置在一般的逆变器装置的电流测量器，因此，与图8(B)的设置有6组同步整流电路10的三相逆变器401相比，能不增加零部件数量而加以实现。 
再有，在三相逆变器中，可以利用三相的负载电流量之和等于0的这一点来实际仅测量2相的负载电流量，根据2相的负载电流量的测量值来计算剩余1相的负载电流量。 
图10是示出三相逆变器502的结构的一例的功能框图，其中，根据其他2相的负载电流量的测量值，计算1相的负载电流量。 
三相逆变器502与图9所示的三相逆变器501相比，省略了电流测量 器33，设置有运算器37，运算器37计算由电流测量器31、32所测量到的电流量Imeas-U、Imeas-V的已反转了各自正负的值的和，作为电流量Icalc-W。 
在此，电流测量器31、32和运算器37是本发明的负载电流确定部的一例。 
将由运算器37计算出的电流量Icalc-W作为流到线圈19c的电流量，与三相逆变器501的电流量Imeas-W同等地使用。 
再有，在本实施方式中，作为三相逆变器的负载的一例，示出了三相电动机，但作为本发明的电力变换装置的三相逆变器的负载不限定于三相电动机，例如也可以是三相的系统电源。 
以上，基于实施方式，关于本发明的电力变换装置进行了说明，但本发明不限定于本实施方式。只要不脱离本发明的主旨，对本实施方式加以从业者所能想到的各种变形，也包含在本发明的范围内。 
本发明的电力变换装置不限定于实施方式中作为例子而说明的升压变换器、降压变换器、全桥逆变器、三相逆变器，可以广泛地适用于例如多相逆变器等的各种电力变换装置中。 
此外，在使用SiC-MOSFET实现了本发明的电力变换装置的情况下，尤其期待在电力变换装置中得到良好的电力变换效率的很大效果。这是因为，在使用了能够在高温下稳定工作的SiC-MOSFET的电力变换装置中，具有实用性地处理MOSFET的通态电阻大于体二极管的通态电阻这样的大量电流的可能性。 
此外，例如，在实施方式中，以包含MOSFET和体二极管的包含体二极管在内的MOSFET为本发明的开关部的一例进行了说明，但除此以外，例如在一个半导体基板上并联了MOSFET和有意地与该MOSFET分开形成(不是寄生)的续流二极管而构成的开关元件、以及用分立部件分别并联MOSFET和二极管并密封到1个封装中的开关设备，都能成为本发明的开关部。 
即，在这样的开关电路和开关设备中，指定示出向二极管流动电流时的导通损耗比向MOSFET流动电流时变大的第一工作区域与反之变小的第二工作区域之间的边界的阈值，在流到开关电路和开关设备的电流或产生的电压的测量量大于所指定的阈值的情况下，禁止使MOSFET接通的控制 信号的供给的结构包含在本发明中。 
工业实用性如下： 
本发明能够利用在电力变换装置中，最适合用于变换器和逆变器等的进行同步整流的电力变换装置。 

Claims (13)

1.一种电力变换装置，通过使从电源向电感线圈供给的供电断续而得到调整后的电压或电流，其特征在于，具有：
开关部，由场效应晶体管和二极管并联而成，上述场效应晶体管是根据所供给的控制信号导通而形成上述电感线圈的再生电流的流路的开关元件，上述二极管以上述电感线圈的再生电流的方向为正向，将上述场效应晶体管配置成，上述电感线圈的上述再生电流从上述场效应晶体管的源极向漏极的方向流动；
测量器，对流过上述开关部的电流量和在上述开关部的两端产生的电压值中的某一方进行测量；
阈值指定部，将在上述二极管的正向上仅上述开关元件中流过电流时的上述开关元件的通态电阻与仅上述二极管中流过电流时的上述二极管的通态电阻相同时的电流值或者电压值，指定为预先设定的阈值；以及
禁止控制部，在上述测量器所测量的电流量或电压值大于由上述阈值指定部所指定的阈值时，禁止向上述开关元件供给上述控制信号。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述开关部由并联且用上述控制信号共同控制的多个开关部构成，
上述测量器与构成上述多个开关部的某个开关部连接，对流过与该测量器连接的上述开关部的电流进行测量。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
进一步具有用于测量上述开关部的温度的温度测量器，
上述阈值指定部分别与不同温度对应地指定多个阈值电流量，
在上述测量器所测量的电流量大于上述阈值指定部对应于上述温度测量器所测量的温度而指定的阈值电流量时，上述禁止控制部禁止向上述开关部供给上述控制信号。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
用碳化硅制作上述开关元件和上述二极管中的至少某一方。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述开关元件为MOSFET，上述二极管为上述MOSFET中包含的体二极管。
6.一种电力变换装置，将直流电力变换成N相交流电力后供给各相上所设置的作为负载的电感线圈，N是3以上的整数，其特征在于，具有：
2N个桥臂，分别具有开关部，上述开关部由场效应晶体管和二极管并联而成，上述场效应晶体管是根据所供给的控制信号导通而形成上述电感线圈的再生电流的流路的开关元件，上述二极管以上述再生电流的方向为正向，将上述场效应晶体管配置成，上述电感线圈的上述再生电流从上述场效应晶体管的源极向漏极的方向流动；
N个分支，设在每一相上，各串联2个上述桥臂来形成各分支，各分支的两端与直流电源连接、并且中点与对应的相的电感线圈连接；
负载电流确定部，确定流过各相的电感线圈的电流量；
阈值指定部，将在上述二极管的正向上仅上述开关元件中流过电流时的上述开关元件的通态电阻与仅上述二极管中流过电流时的上述二极管的通态电阻相同时的电流值或者电压值，指定为预先设定的阈值；以及
禁止控制部，在上述负载电流确定部所确定的各相的电流量大于上述阈值指定部所指定的阈值时，禁止向对应的相的上述分支中所包含的上述开关元件供给上述控制信号。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
上述负载电流确定部由对各相设置的N个电流测量器构成。
8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
上述负载电流确定部包括：
分别设置在N－1个相的各相上的N－1个电流测量器；以及
用于计算另外1个相的电流量的运算器。
9.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
上述开关元件为MOSFET，上述二极管为上述MOSFET中包含的体二极管。
10.一种通过使从电源向电感线圈供给的供电断续而得到调整后的电压或电流的电力变换装置的控制方法，其特征在于，
上述电力变换装置具有开关部，上述开关部由场效应晶体管和二极管并联而成，上述场效应晶体管是根据被供给的控制信号导通而形成上述电感线圈的再生电流的流路的开关元件，上述二极管以上述电感线圈的上述再生电流的方向为正向，将上述场效应晶体管配置成，上述电感线圈的上述再生电流从上述场效应晶体管的源极向漏极的方向流动，
上述控制方法包括：
测量步骤，对流过上述开关部的电流量和在上述开关部的两端所产生的电压值中的某一方进行测量；
阈值指定步骤，将在上述二极管的正向上仅上述开关元件中流过电流时的上述开关元件的通态电阻与仅上述二极管中流过电流时的上述二极管的通态电阻相同时的电流值或者电压值，指定为预先设定的阈值；以及
禁止控制步骤，在上述测量步骤测量的电流量或电压值大于在上述阈值指定步骤指定的阈值时，禁止向上述开关元件供给上述控制信号。
11.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，
上述开关元件为MOSFET，上述二极管为上述MOSFET中包含的体二极管。
12.一种将直流电力变换成N相交流电力后供给各相上所设置的作为负载的电感线圈的电力变换装置的控制方法，N是3以上的整数，其特征在于，
上述电力变换装置具有：
2N个桥臂，分别具有开关部，上述开关部由场效应晶体管和二极管并联而成，上述场效应晶体管是根据被供给的控制信号导通而形成上述电感线圈的再生电流的流路的开关元件，上述二极管以上述再生电流的方向为正向，将上述场效应晶体管配置成，上述电感线圈的上述再生电流从上述场效应晶体管的源极向漏极的方向流动；以及
N个分支，设在每一相上，各串联2个上述桥臂来形成各分支，各分支的两端与直流电源连接、并且中点与对应的相的电感线圈连接，
上述控制方法包括：
负载电流确定步骤，确定流过各相的电感线圈中的电流量；
阈值指定步骤，将在上述二极管的正向上仅上述开关元件中流过电流时的上述开关元件的通态电阻与仅上述二极管中流过电流时的上述二极管的通态电阻相同时的电流值或者电压值，指定为预先设定的阈值；以及
禁止控制步骤，在上述负载电流确定步骤确定的各相的电流量大于在上述阈值指定步骤指定的阈值时，禁止向对应的相的上述分支中所包含的上述开关元件供给上述控制信号。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，
上述开关元件为MOSFET，上述二极管为上述MOSFET中包含的体二极管。
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