CN1052401A - 改进效率的桥式电力变换器 - Google Patents

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Abstract

在桥式电力变换器中，逆变器电桥的串联连接的 半导体元件之一由MCT(51，53)构成，而串联连接 的另一半导体元件则由IGBT(42、44)构成。所述 MCT在导电情况下具有小的电压降及低损耗特性， 即基本上恒定电压特性；所述IGBT具有按照驱动 信号抑制电流的恒定电流特性。借助IGBT的抑流 效应使故障电流得以抑制，并通过断开MCT和 IGBT使之安全地被中断。

Description

本发明涉及使用自动断开元件并具有改进的驱动和保护特性的桥式电力逆变器。
往往将IGBT（绝缘栅双级晶体管）用作由晶体管构成的电压型逆变器的逆变器电桥的开关元件。
图2表示使用IGBT的驱动电压VGE（栅-发射极电压）作为参数的VCE（集电极-发射极电压）对Ic（集电极电流）特性曲线图。晶体管或功率元件的特征是当集电极-发射极电压VCE超过某一预定值时，集电极电流Ic基本恒定。换句话说，这种晶体管式功率元件具有一种恒定电流特性。
然而，晶体管式功率元件相对于给定的恒定电流来说，具有较高的电压VCE，即具有大的直流电阻。
可用MCT（MOS控制的闸流晶体管）构成这种逆变器电桥的开关元件。在这种情况下，将用以抑制电流增长率的电抗器连接在直流电源与逆变器电桥之间，并将用以抑制由该电抗器产生的浪涌电压的高速二极管连接在它们之间与电抗器并联。
如图4所示，MCT有PNP和NPN晶体管构成的闸流晶体管结构。当选通信号接通ONFET时，NPN晶体管接通，PNP晶体管被接通。因此，MCT得以自保持从而完成等效于闸流晶体管的操作，并在阳极和阴极之间呈现低的电压降特性。当选通信号接通OFF  FET时，短路了PNP晶体管的基极-发射极电路从而断开PNP晶体管，同时NPN晶体管也被断开，由此中止闸流晶体管操作。图5表示MCT的电路符号。
图6表示MCT的阳极电流IA对阳极-阴极电压VA-K的特性曲线图。如图7所示，MCT断开时几乎无电流流过，而接通MCT时电压降呈现低值。此外，和晶体管式元件不同，MCT没有恒定电流特性，因此，当它接通时可把它看作低电阻的电阻器。
在使用晶体管式元件作为逆变器电桥开关元件的电压型逆变器中，如果负载电动机端子被短路或该电动机产生层间短路时，如图3A和3B所示可实现保护性操作。也就是说，在时刻t1（图3B）接通晶体管后，在时刻t2（图3A）检出一过电流从而断开驱动信号，由此到时刻t3（图3A）为止断开受晶体管恒定电流特性所抑制的故障电流。
然而，由于晶体管式元件如图2所示，对于大的Ic有很大的电压降VCE（即，直流电阻很大），所以在逆变器部分中功耗很大造成低效率。
尽管象MCT那样的闸流晶体管式元件即使流过大的IA其电压降VAK也是很小的，但该元件没有电流抑制效应（恒定电流特性）。因此，将一电抗器插入逆变器的直流电路以抑制在电流量值方面的增长率，并在电流过分增大之前断开驱动信号。在图7A和7B中示出上述操作。作为确保断开操作上限的最大电流Ioffmax存在于MCT之中，MCT必须由该最大电流或比其小的电流使之断开。
不用电抗器时，当电动机端子被短路时所得到的电流如图7A中虚线所示。在这种情况下，由于电流迅速上升，故而无法在达到电流Ioffmax之前断开MCT。
当插入一电抗器时，如图7A中实线所示电流的前沿被抑制。因此，如果在时刻t2（图7B）断开驱动信号，在时刻t3（图7A）可将电流置为零。
虽然MCT被接通时，因为电压降很小所以具有高效率，但它需要电抗器和用以抑制浪涌电压的高速二极管。此外，由于该电抗器必须有很大的容量以便即使有过电流也不至于饱和，因此就不可能经济地设计具有小或中等容量的逆变器。
同时，电压型逆变器的主电路和驱动器通常将IGBT和诸如MOSFET、双极晶体管以及MCT之类的自熄灭（self_extinguishing）元件用作逆变器电桥元件。例如，这样安排电路使得直流功率输出经由一快速熔断器供给晶体管电桥，通过电桥的开关动作将直流功率转换成交流功率，将将经转换的电力供给负载。
上述的晶体管电桥由IGBT构成三相电桥。借助于从一独立的驱动电源把驱动信号供给IGBT的栅极而驱动在正侧的各个IGBT。另一方面，在负侧的IGBT的发射极是公共连接的，可从公共驱动电源把选通驱动信号供给各IGBT的栅极。
当增大逆变器的功率容量时，增大了负侧每一IGBT的电流，从而使通常连接发射极布线中增大电压降（假设如果导线的电感为L，在改变电流时就产生电压L  di/dt，此处i为电流而t为时间）。在这种情况下，如果驱动电源是共用的话，就会把L（di/dt）的噪声加到其他IGBT的栅极上而产生误操作。因此，在负侧和在正侧相似，各元件必须使用三个驱动电源，也就是必须使用总数为六个的驱动电源。
另外，大多数当前使用的晶体管是称之为组件型（module  type）的元件，在这种组件型元件中，主电极和冷却表面电绝缘，组件中晶体管芯片通过焊接线连接到组件外面一电极上。连接到正和负侧的某一晶体管损坏（烧毁）而短路直流电源的正和负端时，过电流流经晶体管就会熔断组件中的焊接线。结果，产生的电弧危险地散射组件型晶体管的外壁。因此，要使用快速熔断器以阻断故障电流。
当增大逆变器容量时，必须用大量并联组件型元件。在这种情况下，为防止击穿组件型元件的外壁，要给每一IGBT的集电极都接上一个快速熔断器，因为在实践中，很难于获得适于保护相互并联在一起的单独组件元件的共用熔断器。而且，因为必须把IGBT的栅驱动信号共用地加到IGBT的发射极和栅极上，故要将熔断器接到每一IGBT的集电极上。
在具有上述配置的电路中，由于在三相逆变器的情况下必须使用至少四个、最好六个半导体元件驱动电源，因而使电路复杂化导致成本增加。
另外，如果采用给每一IGBT的集电极接上一个熔断器的电路结构，增加了用于熔断器的电线长度，从而增大电感（L）和熔线本身的电感。结果，增大了在断开时加给IGBT的浪涌电压（-L  di/dt）从而降低IGBT元件的可靠性。
尤其在具有高速开关转换速度的元件中，在切换电流中的变化率（di/dt）其值被增大到常规双极晶体管的几倍，相应地也增大了浪涌电压。因此，从实际出发无法采用常规的电路结构。
为了吸收这种浪涌电压，可通过一电容器和二极管的串联电路箝位在连接器和一IGBT的发射极之间的冲击能量，然后使被箝位的能量经由一电阻器释放。
然而，在该电路中，增加了构成元件数使电路配置复杂化，而且，必须为每个相互并联连接的IGBT配置浪涌箝位电路。另外，在用以通过冲击能量放电电流的电阻器中，产生能耗从而使效率降低。
本发明的一个目的是提供一种解决上述问题，即具有高效率，紧凑而且经济的桥式电力变换器。
为达到上述目的，在本发明的桥式电力变换器中，在逆变器电桥中串联的半导体元件之一是用诸如MCT的一种第一自熄灭开关元件构成的，所述MCT在导通情况下具有小的电压降而且具有低损耗特性（基本上具有恒定电压特性）;而其他半导体元件是用象IGBT之类的第二自熄灭开关元件构成的，所述IGBT具有按照驱动信号而受抑制的电流并具有恒定电流特性。故障电流借助于第二自熄灭开关元件的抑流效应受到抑制，并通过断开第一和第二自熄灭开关元件而得以安全地阻断。
在本发明的桥式电路中，由发射极与栅极之间供应的驱动信号接通/断开IGBT的发射极，和由阴极与栅极之间供应的驱动信号接通/断开MCT的阳极进行连接而被用作输出端;将IGBT的集电极经由熔断器连接到直流母线的正侧;将MCT的阴极经由熔断器连接到直流母线的负侧;并将缓冲器电路连接在IGBT的集电极与MCT的阴极之间。在该布局中，一公共驱动电源供各IGBT用，一公共驱动电源供各MCT用。
由于来自经由熔断器的直流电源连接IGBT的连接器和MCT的阴极，一缓冲电容连接在所述集电极与阴极之间吸收由熔线电路的电感引起的冲击能量，从而阻止浪涌电压加到元件（IGBT和MCT）上。
另外，由于IGBT的发射极和MCT的阳极都是公共连接的，所以可分别用公共驱动电源驱动IGBT和MCT。
本发明更多的目的和优点将在以下说明中举出，且部分地将从说明中显而易见，或可通过本发明的实践得到明确。借助于权利要求书中专门指出的手段和组合可确认并获得本发明的各种目的和优点。
结合进并构成本说明书的各附图举例说明本发明的现有最佳实施例，同时以上给出的总体说明和下文给出的最佳实施例的详细说明有助于阐明本发明的各种原理。
图1是按照本发明一实施例的桥式电力变换器的电路图，
图2是IGBT的典型Ic-VCE特性曲线图，
图3A和3B是说明用于晶体管（IGBT）逆变器的保护操作的波形图，
图4表示MCT的等效电路，
图5表示MCT的电路符号，
图6是MCT的典型IA-VAK特性曲线图，
图7A和7B是说明用于闸流晶体管（MCT）逆变器的保护操作的波形图，
图8是表示图1中驱动控制器结构的方框图，
图9A至9F是说明图8中驱动控制器操作的波形图，
图10是表示图1中驱动控制器结构的方框图，
图11A至11H是说明图10中驱动控制器操作的波形图，
图12是按照本发明另一实施例的逆变器电路图，
图13示出用于图12中逆变器的IGBT/MCT驱动器，
图14示出图12中逆变器之一部分等效电路图，
图15是包含一个IGBT晶体管组件的剖视图，
图16示出可用于图1中电力变换器的逆变器电桥一支路的实例图，
图17示出可用于图1中电力变换器的逆变器电桥一支路的另一实例图，
图18示出可用于图1中电力变换器的三相交流开关的再一实例图，
图19示出图12中逆变器的部分变型，
图20是按照本发明再一个实施例的附加IGBT逆变器的电路图，
图21是用以驱动图20中附加IGBT的信号的波形图，
图22A至22C表示可用于图12实施例的各种不同类型的缓冲器电路图。
参照图1下面将描述作为本发明一实施例的、使用晶体管电压型逆变器的主电路和保护电路。
来自交流电源1的交流电压通过二极管电桥2变换为直流电压，并通过电容器3加以平滑。该直流电压通过逆变器电桥4变换为第二交流电压，并供给负载电动机5。将MCT  51、53和55连接到逆变器电桥4的正直流母线P，而将IGBT  42、44和46连接到其负直流母线N。
用电流检测器6和7检测负载电流，用电流检测器8检测直流电流。当产生过电流时，驱动控制器9检出来自这些检测器的输出电平并断开驱动信号，从而断开过电流完成保护操作。
参照图1，如果负载端中出现短路时，来自直流电源（1至3）的电流通过各MCT和IGBT流往负载5。故障电流借助IGBT的晶体管效应（恒定电流特性）受到抑制。当由检测器8检出被抑制的过电流时，由控制器9迅速断开各MCT和IGBT，该电流可在MCT的最大断开电流以下被中断。
图8是表示图1中驱动控制器结构的方框图。图9A至9F是说明图8中控制器操作的波形图。
由电流互感器8检测图1逆变器中流经IGBT/MCT对任一支路的负载电流作为负载电流信号e8。在负载电流信号e8超过图9a中示出的预定过电流检测电平IL1时，过电流检测器102如图9B中所示在时刻t10产生过电流信号e102。
将过电流信号e102供给“与”门104和105。PWN控制器103把如图9C和9D所示脉宽调制控制信号PWM1和PWM2分别供给“与”门104和105。“与”门104把信号e102和PWM1的逻辑积e104供给选通电路106，而“与”门105把信号e102和PWM2的逻辑积e105供给选通电路107。
然后，电路106把IGBT选通信号G41如图9E所示供给IGBT42-46的每一个，而电路107把MCT选通信号G44如图9F所示供给MCT51-55的每一个。于是，当在时刻t10检出过电流时，选通信号G41和G44为断开（OFF）信号，并在稍后于时刻t10时，图1中示出的逆变器中每一支路的IGBT和MCT均被断开。
图10是表示图1中驱动控制器结构的方框图。图11A至11F是说明图10中驱动控制器操作的波形图。
由电流互感器8通过负载电流信号e8检测负载电流。当负载电流信号e8超过图11A中示出的预定过电流检测电平IL1时，过电流检测器102如图11B中所示在时刻t10产生过电流信号e102。
将过电流信号e102供给衰变栅压发生器108和延迟电路110。在从时刻t10逝去某一预定时间周期（例如，0.3至0.5微秒）之后，发生器108产生如图11C在时刻t12所示具有某一预定信号电平的步进信号e108。同时，在从时刻t10逝去另一预定时间周期（例如，5至10微秒）之后，电路110产生如图11D中时刻t14所示的延迟的信号e110。
PWM控制器103分别产生如图11E和11F所示的脉宽调制控制信号PWM1和PWN2。信号PWM1和PWM2分别供给“与”门104和105。“与”门104和105两者都接收来自延迟电路110的延迟的信号e110。“与”门104把信号PWM1和e110的逻辑积e104供给选通电路106，而“与”门105把信号e110和PWM2供给选通电路107。
选通电路106接收来自衰变栅压发生器108的步进信号e108，并用信号e108调制IGBT选通信号G41的振幅。然后，电路106把具有如图11G所示波形的IGBT选通信号G41供给IGBT42-46的每一个，而电路107把如图11H所示MCT选通信号G44供给MCT  51-55的每一个。（可使IGBT选通信号的振幅按指数律地进行衰变，如图11G中用虚线G41＊所示出的）。
当把如图11G所示具有台阶形波形的选通信号G41供给IGBT时，IGBT的集电极电流响应图11G中在时刻t12处信号G41电平的减小而减小，使得负载电流如图14A所示在时间t12后也相应地减小。其后在时间t14断开图1示出的在逆变器的每一支路中的IGBT和MCT，此时过电流已从其峰值下降一定数值。
另外，流经IGBT的集电极-发射极电路的过电流可通过检测每一IGBT的集电极-发射极电压VCE值而进行检测。这种用VCE的过电流检测可用于代替图8或10中过电流检测器102。
在1988年6月26日颁发的美国专利第4，721，869号中公开过上述用IGBT的VCE检测过电流的一个实例。上述美国专利的全部公开内容都被结合在本发明的详细说明之中。
按照该实施例，可将MCT的低损耗特性（恒定电压特性）和IGBT的恒定电流特性有效地用于改进操作效率，并可不用象电抗器那样的大器件而在MCT的安全断开电流范围内中断由于负载短路所引起的过电流。因此，可获得一种紧凑而经济的桥式电力变换器。
另外，由于将MCT安排在直流母线的正侧，只需要一个选通电源用于各MCT，同样地，由于将IGBT安排在直流母线的负侧，只需要一个选通电源用于各IGBT。因此，可获得一种非常紧凑而经济的桥式电力变换器。
应当指出，可颠倒图1中示出的MCT与IGBT之间的位置关系。
尽管已描述的逆变器电桥中串联元件数是两个，但串联元件个数或桥路的布局并不局限于这种逆变器电桥。例如，可将本发明应用到如图16至18所示的诸结构。
另外，所述元件也并不局限于MCT和IGBT。例如，场效应晶体管（FET）、静态感应晶体管（SIT）、静态感应闸流晶体管（SITH）、闸门电路断开闸流晶体管（GTO），等等都可用作上述元件。
按照本发明，由于可以采用具有象闸流晶体管之类低损耗特性的开关元件，因而可实现高效操作。而且由于可以采用具有象晶体管（IGBT）那样的恒定电流特性的开关元件，因而可既不用大容量电抗器又不用昂贵的高速二极管而使故障电流在开关元件可允许的最大电流之下得以抑制并安全地被中断。
而且，将MCT作为具有低损耗特性的开关元件连接到直流母线的正侧，而将IGBT作为具有恒定电流特性的开关元件连接到直流母线的负侧。因此，可以使选通驱动电源的尺寸减为最小从而实现一种紧凑而经济的桥式电力变换器。
下面，将参照图12和13描述本发明另一实施例的电路。图12示出逆变器电桥的一相。
电源10的直流母线正侧部分别经由熔断器31a、31b和31c连接到各IGBT  41a、41b和41c的集电极。将IGBT的发射极相互并联，并连接到并联的各MCT54a、54b和54c的阳极以形成桥路的输出端GO。
MCT  54a、54b和54c的阴极分别经由熔断器32a、32b和32c连接到直流母线的负侧N。将IGBT  41a、41b和41c的栅极并联连接到端子G41，并将MCT  54a、54b和54c的栅极并联连接到端子G44。
缓冲电容器6a连接在IGBT  41a的集电极与MCT  54a的阴极之间。缓冲电容器6b连接在IGBT  41b的集电极与MCT  54b的阴极之间。缓冲电容器6c连接在IGBT  41c的集电极与MCT  54c的阴极之间。
如图13所示，一选通驱动信号经由驱动电源11a与11b的中点GO和IGBT驱动器106供给各IGBT的栅极G41，并经由中点GO和MCT驱动器107供给各MCT的栅极G44。选通信号的公共点GO对IGBT和MCT是共用的。
当在MCT  54a的栅极（G）和阳极（A）之间加上一负选通信号时，接通ON  FET。然后接通构成MCT的一个NPN晶体管，使基极电流流向PNP晶体管，从而接通所述PNP晶体管。结果，MCT的两个晶体管起一个闸流晶体管作用。为断开该MCT就把正栅压加到栅极G。结果，由于接通OFFFET使PNP晶体管的基极和发射极短路，断开PNP晶体管从而也断开了NPN晶体管。
如图14所示，借助电容器6a吸收由安装熔线31a所产生杂散电感7和8的能量，以及由安装熔线32a所产生杂散电感9和10的能量。因此，可接通/断开IGBT和MCT而不会由于所安装熔线招致增大电感而受到不利影响。另外，由于电容器6a的电容很小，即使元件出现短路，其放电能量如此小以致也不会损坏元件的外壁。
图15示出组件晶体管的实用结构。参照图15，将良导热陶瓷片81粘着于铜基底80上用以形成散热片辐射热量，并将铜电极82、集电极83和发射极84粘着于陶瓷片81上。晶体管的小弹丸（pellet）85有一粘着于铜电极82上的集电极和一粘着于其上的发射极端子，该端子通过焊接线87连接到发射极84。焊接线86连接到集电极83并将其引出作为集电极。
在这种结构的情况下，由于焊接线86的冷却效率高而焊接线87的冷却效率低，所以焊接线87总是在焊接线86之前被熔化。
在这种熔化之前，必须借助一快速熔断器断开故障电流。
另外，如图12所示，由于可利用信号线GO既供给IGBT  41a、41b和41c的选通信号，又可供给MCT  54a、54b和54c的选通信号，所以驱动电源11a和11b可共用于IGBT和MCT。
如上所述，按照本发明由于可将选通驱动电源共用于电桥的上和下元件，故而可提供一种紧凑而经济的桥路。
另外，由于在直流部分元件侧提供的缓冲电路可以吸收由安装熔线产生增大的杂散电感而造成的冲击能量。故而可抑制浪涌电压。因此，可提供高度安全和高效率的半导体元件电桥电路。
虽然在图12中示出的电路中使用了IGBT和MCT的组合，但如果完善了IGBT的附加P沟道（当前，P沟道只有狭窄的操作范围，所以还没有投入实用），本发明可只利用IGBT来加以实现。而且，将来还将发展到用另外的元件组合来获得相同的效果。
图20示出由P/N互补IGBT构成的逆变器的一相电路图。供给图20中P/N  IGBT的选通信号可具有如图21A和21B所示的波形。在图21A和21B中，提供周期Tx1和Tx2以制止两个P/N  IGBT同时接通。
而且，缓冲电路可采用如图22A至22C所示，例如二极管、电容器和电阻等各种不同类型的组合。
此外，如图19所示，可将单个熔断器插入用于多个元件。
如上已描述的，按照本发明把一熔断器与一元件串联以防止元件的外壁被击坏。另外，由配置到桥路的元件侧直流端的缓冲电路吸收由连接该熔线产生增大电感而造成的开关能量，由引给开关元件的安全操作范围置定一个界限。因此，可改进桥路的可靠性，并因为减少开关损耗而提高其效率。
此外，可将一共用驱动电源用于电桥的上部和下部各元件，从而提供一种紧凑而经济的半导体开关元件电桥电路。
对本行技术人员来说很容易想到另外的优点和变型。因此，本发明在广义范围并不局限于已示出和描述的说明细节和代表性设备。从而，在不违背由附录权利要求书和它们的相等物所定义总体发明概念的精神或范围条件下可作出各种不同变型。

Claims (10)

1、一种桥式电力变换器，其特征在于它包含：
配置有第一和第二接线端(阳极和阴极)并具有低导电电阻但无限流特性(图6)的第一开关元件(5)，
配置有第一和第二接线端(集电极和发射极)并基本上具有恒定电流特性(图2)的第二开关元件(42)，
配置有第一和第二接线端(阳级和阴极)并具有低导电电阻但无限流特性(图6)的第三开关元件(53)，
配置有第一和第二接线端(集电极和发射极)、并基本上具有恒定电流特性(图2)的第四开关元件(44)，
由第一线路(P)和第二线路(N)构成的一对直流线路(P和N)，所述第一线路(P)被连接到所述第一和第三开关元件(51、53)的第一接线端，而所述第二线路(N)被连接到所述第二和第四开关元件(42、44)的第二接线端，
具有第一和第二节点的负载电路(5)，将其中一个节点连接到所述第一开关元件(51)的第二接线端和所述第二开关元件(41)的第一接线端，而将其中的另一节点连接到所述第三开关元件(53)的第二接线端和所述第四开关元件(44)的第一接线端，以及
用以控制所述第一至第四开关元件(51、42、53、44)的通/断状态的装置(8，9)。
2、按照权利要求1的电力变换器，其特征在于所述控制装置（8，9）包括：
用于检测流过所述第一和第二开关元件（51、53）之一和流过所述第二和第四开关元件（42、44）之一的电流信息、并提供第一信号（e8）的装置（8），
用于把所述第一信号（e8）的电平与预定的代表所述第一至第四开关元件（51、42、53、44）中任一的过电流电平（IL1）作比较，并在所述第一信号（e8）超过超过所述预定电平（IL1）时产生第二信号（e102）的装置（102），以及
响应所述第二信号（e102）、用于强制断开所述第一至第四开关元件（51、42、53、44）中至少两个用以通过与所述预定电平（IL1）相应的过电流的装置（104、105）。
3、按照权利要求1或2的电力变换器，其特征在于所述控制装置（8，9）包括：
用于共用控制所述第一和第三开关元件（51、53）的通/断状态的装置（106），以及
用于共用控制所述第二和第四开关元件（42、44）的通/断状态的装置（107）。
4、按照权利要求1至3中任何一项的电力变换器，其特征在于另外还包含（图19）：
插入在所述直流线路（P和N）的第一线路（P）和所述第一与第三开关元件（41a、41b）的第一接线端之间，用于防止过电流流到所述第一与第三开关元件（41a、41b）的第一过电流防护装置（31a），以及
插入在所述直流线路（P和N）的第二线路（N）和所述第二与第四开关元件（54a、54b）的第二接线端之间、用于防止过电流流到所述第二与第四开关元件（54a、54b）的第二过电流防护装置（32a）。
5、按照权利要求4的电力变换器，其特征在于进一步包含：
具有第一和第二端的缓冲电路（图22A至22C），将所述第一端连接到在所述第一过电流防护装置（31a）与所述第一和第三开关元件（41a、41b）之间的结点上，而将所述第二端点连接到在所述第二过电流防护装置（32a）与所述第二和第四开关元件（54a、54b）之间的结点上。
6、按照权利要求1至3中任一项的电力变换器，其特征在于另外还包含：
插入在所述直流线路（P和N）的第一线路（P）和所述第一开关元件（41a）的第一接线端之间，用于防止过电流流到所述第一开关元件（41a）的第一过电流防护装置（31a），以及
插入在所述直流线路（P和N）的第二线路（N）和所述第二开关元件（54a）的第二接线端之间、用于防止过电流流到所述第二开关元件（54a）的第二过电流防护装置（32a）。
7、按照权利要求6的电力变换器，其特征在于进一步包含：
具有第一和第二端的缓冲电路（图22A至22C），将所述第一端连接到在所述第一过电流防护装置（31a）与所述第一开关元件（41a）之间的结点上，而将所述第二端点连接到在所述第二过电流防护装置（32a）与所述第二开关元件（54a）之间的一结点上。
8、按照权利要求1的电力变换器，其特征在于所述控制装置（8，9）包括（图8）：
用于检测流过所述负载电路（5）的电流信息从而产生第一信号（e8）的装置（8），
用于把所述第一信号（e8）的电平与某一给定的过电流检测电平（IL1）作比较，从而在所述第一信号（e8）的电平达到所述过电流检测电平（IL1）时产生第二信号（e102）的装置（102），
用以产生第一通/断控制信号（PWM1）和第二通/断控制信号（PWM2）的装置（103），
当产生所述第二信号（e102）时用于通过所述第一通/断控制信号（PWM1）而提供第三信号（e104）的第一门装置（104），
当产生所述第二信号（e102）时用于通过所述第二通/断控制信号（PWM2）而提供第四信号（e105）的第二门装置（105），
用于响应所述第三信号（e104）驱动所述第二和第四开关元件（42，44），以便对所述第二和第四开关元件（42、44）进行通/断控制的第一驱动装置（106），以及
用于响应所述第四信号（e105）驱动所述第一和第三开关元件（51，53），以便对所述第一和第三开关元件（51、53）进行通/断控制的第二驱动装置（107）。
9、按照权利要求1的电力变换器，其特征在于所述控制装置（8，9）包括（图10）：
用于检测流过所述负载电路（5）的电流信息从而产生第一信号（e8）的装置（8），
用于把所述第一信号（e8）的电平与某一给定的过电流检测电平（IL1）作比较，从而在所述第一信号（e8）的电平达到所述过电流检测电平（IL1）时产生第二信号（e102）的装置（102），
用以产生第一通/断控制信号（PWM1）和第二通/断控制信号（PWM2）的装置（103），
用于使所述第二信号（e102）延迟某一预定时间周期（数微秒）而提供经延迟的信号（e110）的装置（110），
当提供所述延迟信号（e110）时用于通过所述第一通/断控制信号（PWM1）而提供第三信号（e104）的第一门装置（104），
当提供所述延迟信号（e110）时用于通过所述第二通/断控制信号（PWM2）而提供第四信号（e105）的第二门装置（105），
用于响应所述第三信号（e104）驱动所述第二和第四开关元件（42，44），以便对所述第二和第四开关元件（42、44）进行通/断控制的第一驱动装置（106），
用于响应所述第四信号（e105）驱动所述第一和第三开关元件（51，53），以便对所述第一和第三开关元件（51、53）进行通/断控制的第二驱动装置（107），以及
响应所述第二信号（e102）用以衰变驱动所述第二和第四开关元件（42、44）的振幅的装置（108）。
10、按照权利要求1的电力变换器，其特征在于每个所述第一和第三开关元件（51、53）包括一MOS控制的闸流晶体管（MCT），而每个所述第二和第四开关元件（42，44）包括一个绝缘栅双极晶体管（IGBT）。
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