CN107431445B - 直流/交流系统互连装置及交流/交流系统互连装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于，以简单的结构相互进行直流电和交流电之间、或与交流电之间的电力变换。因此，具备：双向开关电路(10)；控制部(20)，其生成双向开关电路(10)的开关图形，以便以规定的开关周期与根据三相交流电中的各相的电压的大小关系区分出的多个模式相对应地进行求得所述三相交流电中选择2相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，并且，根据与应所述多个模式对应的第二载波波形图形CW2和对应于输出侧的相的P相的信号电平G1，对应多个线间电压产生区间进行虚拟DC/DC变换处理；电流设定部(50)，其被输入流经电力线LU的电流的电流方向和电流量；电流检测部(51)，其检测电力线LU的电流方向和电流量；电流调整部(52)，其以成为所输入的电流方向和电流量的方式增减了信号电平G1。

Description

直流/交流系统互连装置及交流/交流系统互连装置
技术领域
本发明涉及能够以简易的结构相互进行直流电和交流电之间的电力变换的直流/交流系统互连装置、及能够以简易的结构相互进行交流电之间的电力变换的交流/交流系统互连装置。
背景技术
通常，使直流电和交流电相互变换的DC/AC变换器使用采用了IGBT等开关元件的三相全桥。该三相全桥被用作PWM变换器。
另一方面，作为使用矩阵变换器进行交流电和直流电的变换的装置，例如，专利文献1中记载有将三相－三相矩阵变换器应用于直流电机驱动用的装置。具体而言，通常，三相－三相矩阵变换器的两个输出被供给到直流电机的电枢，三相－三相矩阵变换器的第三输出与直流电机的励磁电路连接，进而，相经由对应的二极管与输入电力线的各相连接。
另外，通常，作为矩阵变换器，将交流电不变换成直流电而直接变换成交流电的电力变换器也是公知的。矩阵变换器中，进行变换的开关元件为1级。由此，与将变换器及逆变器组合而成的电力变换器相比，可以提高效率，且因为无需处理直流电压的电路，所以也不需要平滑用的电容器，可延长装置寿命，能够提高可靠性。例如，专利文献2中记载有将所输入的三相交流电直接变换成三相交流电并向负载输出的矩阵变换器。
先前技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2003－88174号公报
专利文献2：日本特开2014－143825号公报
发明内容
发明所要解决的课题
但是，作为DC/AC变换器的PWM变换器需要使直流电压比系统电压高。因此，在直流电压、例如蓄电池电压比系统电压高的情况下，可以将直流电压变换成系统电压，但在蓄电池电压比系统电压低的情况下，需要连接用于将蓄电池电压升压而提高PWM变换器的直流再使用的双向DC/DC斩波器。因此，现有DC/AC变换器在进行双向的电力变换的情况下，需要设置双向DC/DC斩波器等，零件数量增多，并且导致成本上升。
在此，期望使用矩阵变换器可以将蓄电池电力和三相电力相互、且直接进行电力变换，但当前还未实现。即，不能使用矩阵变换器直接进行直流电和交流电之间的系统互连。
另一方面，专利文献2所记载的矩阵变换器是将变换后的三相交流电输出到负载侧，不能在三相交流电间直接进行双向的电力变换。在此，期望在变电站等，能够以简易的结构实现具有任意的频率及电压的三相交流电源间的系统互连。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而创立的，其目的在于，提供一种能够以简易的结构相互进行直流电和交流电之间的电力变换的直流/交流系统互连装置。另外，本发明的目的在于，提供一种能够以简易的结构相互进行交流电间的电力变换的交流/交流系统互连装置。
用于解决课题的技术方案
为了解决上述课题，实现目的，本发明提供一种直流/交流系统互连装置，可以相互且直接进行三相交流电和直流电之间的电力变换，其特征在于，具备：双向开关电路，其设置于三相交流电源和直流电源之间，在所述三相交流电源和所述直流电源之间进行开启/关闭；控制部，其生成所述双向开关电路的开关图形，以便以规定的开关周期与多个模式相对应地生成具有根据各模式为不同的图形的第一载波波形图形，所述多个模式是根据所述三相交流电中各相电压的大小关系区分出的多个模式，且在所述规定开关周期内，根据所述第一载波波形图形和对应于所述三相交流电的相的第一控制信号，进行求得所述三相交流电中选择2相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，并且，与通过该虚拟AC/DC变换处理而求出的所述多个线间电压产生区间对应地生成根据所述多个模式而不同的第二载波波形图形，对在所述多个线间电压产生区间选择的2相的线间电压，根据生成的所述第二载波波形图形和对应于所述直流电的相的第二控制信号，进行与所述多个模式相对应的不同的虚拟DC/DC变换处理；电流设定部，其输入表示流经所述直流电源和所述双向开关电路之间的电流的电流方向和电流量的电流设定值；电流检测部，其检测流经所述直流电源和所述双向开关电路之间的电流的电流方向和电流量；以及电流调整部，其生成以所述电流检测部检测到的电流方向和电流量成为所述电流设定值的方式增减了信号电平的所述第二控制信号。
另外，本发明的直流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，所述电流调整部，在将所述三相交流电向所述直流电进行变换时，所述电流调整部生成相比所述直流电的相间电压，增大通过在所述控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的平均直流电压，同时，根据所述直流电的相间电压和所述平均直流电压的电压差的大小来调整电流量的所述第二控制信号，在将所述直流电向所述三相交流电进行变换的情况下，生成相比所述直流电的相间电压，减小所述平均直流电压，同时，根据所述直流电的相间电压和所述平均直流电压的电压差的大小来调整电流量的所述第二控制信号。
另外，本发明的直流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，具备反相部，其将所述第二控制信号设为正的第二控制信号，生成将所述正的第二控制信号反转后的负的第二控制信号，所述平均直流电压的大小与所述正的第二控制信号的信号电平和所述负的第二控制信号的信号电平的差相对应。
另外，本发明的直流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，所述控制部识别所述三相交流电中的最大电压相、最小电压相及中间电压相，将所述多个线间电压产生区间分为与中间电压相及最小电压相对应的第一区间、与最大电压相及最小电压相对应的第二区间、与最大电压相及中间电压相对应的第三区间而进行求取。
另外，本发明的直流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，所述第二载波波形图形具有横跨所述多个线间电压产生区间中连续的两个区间、电平呈山形变化的图形。
另外，本发明的直流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，所述第二载波波形图形在将各所述多个线间电压产生区间中的两个电压相中电压值大的电压相设为+侧相，将各所述多个线间电压产生区间中的两个电压相中电压值小的电压相设为－侧相时，在所述线间电压产生区间切换时+侧相或－侧相存在共通的相的情况下，具有横跨切换的两个所述线间电压产生区间、电平呈山形连续的图形，在所述线间电压产生区间切换时+侧相和－侧相之间存在反转的相的情况下，具有在切换的两个所述线间电压产生区间的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
另外，本发明提供一种交流/交流系统互连装置，进行三相交流电源间的电力变换，其特征在于，具备：第一双向开关电路，其由开关进行第一三相交流电源侧的第一三相交流电和第一直流电之间的相互电力变换；第二双向开关电路，其由开关进行第二三相交流电源侧的第二三相交流电和第二直流电之间的相互电力变换；直流电力线，其与所述第一双向开关电路及所述第二双向开关电路连接，进行所述第一直流电和所述第二直流电之间的电力移动；第一控制部，其控制所述第一双向开关电路的开关；第二控制部，其控制所述第二双向开关电路的开关；电量检测部，其检测流经所述第一双向开关电路和所述第二双向开关电路之间的电流的电流方向和移动的电量；电量指示部，其指示在所述第一三相交流电源和所述第二三相交流电源之间移动的电量和电流方向，其中所述第一控制部生成所述第一双向开关电路的开关图形，所述第二控制部生成所述第二双向开关电路的开关图形，以使所述电量检测部检测到的所述电流方向和检测到的电量成为由所述电量指示部指示的电流方向和电量。
另外，本发明的交流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，所述第一控制部生成所述第一双向开关电路的开关图形，以便以规定的开关周期与多个模式相对应地生成具有根据各模式为不同的图形的所述第一双向开关电路用的第一载波波形图形，所述多个模式是根据所述第一三相交流电源中的各相的电压的大小关系区分出的多个模式，且在所述规定开关周期内，根据所述第一双向开关电路用的第一载波波形图形和对应于所述第一三相交流电源的相的第一双向开关电路用的第一控制信号，进行求得从所述第一三相交流电源中选择2相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，并且，与通过该虚拟AC/DC变换处理而求出的所述多个线间电压产生区间对应地生成根据所述多个模式而不同的所述第一双向开关电路用的第二载波波形图形，对在所述多个线间电压产生区间选择的2相的线间电压，根据生成的所述第一双向开关电路用的第二载波波形图形和对应于所述第一直流电的相的所述第一双向开关电路用的第二控制信号，进行与所述多个模式相对应的不同的虚拟DC/DC变换处理，所述第二控制部生成所述第二双向开关电路的开关图形，以便以规定的开关周期与多个模式相对应地生成具有根据各模式为不同的图形的所述第二双向开关电路用的第一载波波形图形，所述多个模式是根据所述第二三相交流电源中各相电压的大小关系而区分出的多个模式，且在所述规定开关周期内，根据所述第二双向开关电路用的第一载波波形图形和对应于所述第二三相交流电源的相的第二双向开关电路用的第一控制信号，进行求得从所述第二三相交流电源中选择2相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，并且，与通过该虚拟AC/DC变换处理而求出的所述多个线间电压产生区间对应地生成根据所述多个模式而不同的所述第二双向开关电路用的第二载波波形图形，对在所述多个线间电压产生区间选择的2相的线间电压，根据生成的所述第二双向开关电路用的第二载波波形图形和对应于所述第二直流电的相的所述第二双向开关电路用的第二控制信号，进行与所述多个模式相对应的不同的虚拟DC/DC变换处理。
另外，本发明的交流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，还具备：第一电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第一双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第一控制部；以及第二电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第二双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第二控制部，其中，在经由所述直流电力线从所述第一双向开关电路向所述第二双向开关电路进行电力移动的情况下、所述第一电压调整部将所述第一三相交流电向所述第一直流电进行变换时，生成相比与所述第二直流电对应的直流电压，增大通过在所述第一控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的第一平均直流电压，同时，根据与所述第二直流电对应的直流电压和所述第一平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第一双向开关电路用的第二控制信号，及/或，所述第二电压调整部在将所述第二三相交流电向所述第二直流电进行变换时，生成相比与所述第一直流电对应的直流电压，减小通过在所述第二控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的第二平均直流电压，同时，根据与所述第一直流电对应的直流电压和所述第二平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第二双向开关电路用的第二控制信号。
另外，本发明的交流/交流系统互连装置在上述发明的基础上，其特征在于，还具备：第一电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第一双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第一控制部；以及第二电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，输出所述第二双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第二控制部，其中，在经由所述直流电力线从所述第二双向开关电路向所述第一双向开关电路进行电力移动的情况下、所述第一电压调整部在将所述第一三相交流电向所述第一直流电进行变换时，生成相比与所述第二直流电对应的直流电压，减小通过在所述第一控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的第一平均直流电压，同时，根据与所述第二直流电对应的直流电压和所述第一平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第一双向开关电路用的第二控制信号，及/或，在所述第二电压调整部将所述第二三相交流电向所述第二直流电进行变换时，生成相比与所述第一直流电对应的直流电压，增大通过在所述第二控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的第二平均直流电压，同时，根据与所述第一直流电对应的直流电压和所述第二平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第二双向开关电路用的第二控制信号。
发明效果
根据本发明的直流/交流系统互连装置，无需设置双向升压装置等，能够以简易的结构相互、且直接进行直流电和交流电之间的电力变换。
根据本发明的交流/交流系统互连装置，能够以简易的结构在具有不同的频率及/或电压的三相交流电源之间直接进行相互的电力变换。
附图说明
图1是表示包含本发明实施方式的交流/交流系统互连装置使用的直流/交流系统互连装置的结构的框图。
图2是表示图1所示的双向开关的结构的一个例子的图。
图3是表示基于PN相间电压和通过虚拟DC/DC变换处理得到的平均直流电压的大小关系的、流经P线的电流方向和电流量的关系的图。
图4是表示图1所示的控制部识别的多个模式的图。
图5是表示图1所示的控制部进行的模式m1下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图6是表示图1所示的控制部进行的模式m2下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图7是表示图1所示的控制部进行的模式m3下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图8是表示图1所示的控制部进行的模式m4下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图9是表示图1所示的控制部进行的模式m5下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图10是表示图1所示的控制部进行的模式m6下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图11是表示从三相交流电源侧向蓄电池侧供给电力时的各部的电流及电压的变化的时序图。
图12是表示从蓄电池侧向三相交流电源侧供给电力时的各部的电流及电压的变化的时序图。
图13是表示本实施方式的交流/交流系统互连装置的结构的框图。
图14是表示第一控制部进行的模式m1下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图15是表示第二控制部进行的模式m1下的虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理的时序图。
图16是表示基于通过一个直流/交流系统互连装置的虚拟DC/DC变换处理得到的平均直流电压(与第一直流电对应的直流电压)和通过另一直流/交流系统互连装置的虚拟DC/DC变换处理得到的平均直流电压(与第二直流电对应的直流电压)的大小关系的、直流/交流系统互连装置之间的电流方向和电流量的关系的图。
图17是表示将三个直流/交流系统互连装置连接在一起的一个例子的框图。
具体实施方式
以下，参照附图对用于实施本发明的方式进行说明。
(直流/交流系统互连装置的整体结构)
图1是表示包含本发明实施方式的交流/交流系统互连装置使用的直流/交流系统互连装置1的结构的框图。如图1所示，直流/交流系统互连装置1从三相交流电源PS(交流装置)经由电力线LR、LS、LT分别被输入R相、S相、T相的三相交流电，不是暂且将所输入的三相交流电变换为直流电而是将其直接变换成直流电，并经由电力线LU(P线)、LV(N线)输出到蓄电池LD(直流装置)。另外，反过来，将来自蓄电池LD的直流电直接向三相交流电源PS侧输出交流电。即，直流/交流系统互连装置1相互且直接进行三相交流电与蓄电池电力之间的电力变换。
直流/交流系统互连装置1具有输入电容器40、电抗器30、双向开关电路10、控制部20、电流检测部51、电流调整部52及电流设定部50。
输入电容器40具有电容器41～43。电容器41～43的一端与R相、S相、T相分别连接，另一端被共通连接。输入电容器40减小各相的电流·电压的脉动。
电抗器30被配置于电力线LU上，减小脉动。
双向开关电路10对输入的三相交流电向蓄电池LD的供给进行开启/关闭，以将被输入的三相交流电变换成直流电。另外，双向开关电路10对输入的直流电向三相交流电源PS的供给进行开启/关闭，以将被输入的直流电变换成三相交流电。双向开关电路10具有双向开关组SW。双向开关组SW具有6个双向开关SRP、SSP、STP、SRN、SSN、STN。双向开关电路10基于控制部20的控制，6个双向开关SRP、SSP、STP、SRN、SSN、STN分别在规定的时刻开启/关闭，由此，将被输入的三相交流电变换成单相交流电。
双向开关SRP开启/关闭R相和P线之间的连接。双向开关SSP开启/关闭S相和P线之间的连接。双向开关STP开启/关闭T相和P线之间的连接。双向开关SRN开启/关闭R相和N线之间的连接。双向开关SSN开启/关闭S相和N线之间的连接。双向开关STN开启/关闭T相和N线之间的连接。
此外，各双向开关SRP、SSP、STP、SRN、SSN、STN例如与图2(a)所示的开关S等效。图2(a)所示的开关S从控制部20经由控制端子CT接收开关信号，开启是将端子T1和端子T2连接，关闭是将端子T1和端子T2切断。通过开关S在端子T1和端子T2之间可以流过双向电流。
图2(a)所示的开关S为理想的开关。实际上构成开关的元件由于存在开关时间，考虑到换向时的开放模式、短路模式，例如也可以如图2(b)或图2(c)所示那样连接而构成。图2(b)所示的结构例如是将具有反向阻断功能的元件EL1、EL2并联连接而实现的结构。具有反向阻断功能的元件EL1、EL2例如也可以是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。端子T1’、T2’分别对应于图2(a)所示的端子T1、T2，控制端子CT1’、CT2’对应于图2(a)所示的控制端子CT。
或者，图2(c)所示的结构例如为将没有反向阻断功能的元件EL11、EL12串联连接而实现的结构。没有反向阻断功能的元件EL11、EL12例如可以为两端连接有续流二极管的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，或者也可以为场效应晶体管(FET)。端子T1”对应于图2(a)所示的端子T1。端子T2”对应于图2(a)所示的端子T2。控制端子CT1”、CT2”对应于图2(a)所示的控制端子CT。
电流设定部50将表示流经电力线LU的电流的电流方向F/B和电流量A的电流设定值，作为在三相交流电源PS和蓄电池LD之间移动的电量及电力的移动方向输入电流调整部52。电流检测部51检测流经电力线LU的电流的电流方向F/B和电流量A1，将该检测结果输入电流调整部52。电流调整部52将作为第二控制信号的信号电平G1输出到控制部20，使得电流检测部51检测到的电流方向F/B和电流量A1成为从电流设定部50输入的电流设定值。
(控制部的处理概要)
控制部20生成双向开关电路10中的双向开关组SW的开关图形。控制部20生成双向开关电路10的开关图形(即，开关信号的图形)，以便对输入到双向开关电路10的三相交流电进行虚拟AC/DC变换处理，且对进行了虚拟AC/DC变换处理的电力进行虚拟DC/DC变换处理。以下，所谓“进行虚拟AC/DC变换处理”是指虚拟地进行虚拟AC/DC变换处理，所谓“进行虚拟DC/DC变换处理”是指虚拟地进行虚拟DC/DC变换处理。
控制部20生成双向开关电路10的开关图形，以便对所输入的三相交流电，与根据输入的三相交流电中各相电压的大小关系区分出的多个模式(例如图4所示的模式m1～m6)相对应地进行互不相同的虚拟AC/DC变换处理。在此，以R相电压为最大值时(或S相电压和T相电压交叉时)为起点(0°)，模式m1为0°～60°的相位区间。同样，模式m2～m6分别为60°～120°、120°～180°、180°～240°、240°～300°、300°～360°的相位区间。
控制部20具有同步信号检测部21。同步信号检测部21检测S相和T相的电压差为0的交叉点，将该交叉点相位设为0°，将输入侧的各相(R相、S相、T相)的交流电压推定为第一控制信号，同时，根据推定的各相的交流电压的大小关系，识别此时的模式为多个模式m1～m6中的哪一种模式。
控制部20具有第一载波波形图形产生部22。第一载波波形图形产生部22对于输入的三相交流电，在每个开关周期T重复生成根据多个模式m1～m6而不同的第一载波波形图形、例如图5～图10所示的第一载波波形图形CW11～CW13。即，第一载波波形图形产生部22根据由同步信号检测部21识别的模式m1～m6，对每一开关周期T决定虚拟AC/DC变换处理应使用的第一载波波形图形CW11～CW13。开关周期T例如为100μs左右。
控制部20具有相位信息生成部23。如图5(a)所示，相位信息生成部23将第一载波波形图形产生部22决定的第一载波波形图形CW11～CW13和对应于输入侧的相的第一控制信号进行比较，根据比较结果产生使各双向开关SRP～STN虚拟地产生直流电那样的虚拟的多个开关信号(R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲)。随之，相位信息生成部23求出与虚拟的多个开关信号(R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲)的电平(High、Low)的组合相应的多个线间电压产生区间(例如图5(d)所示的模式m1的区间TS11、TS12、TS13)。另外，相位信息生成部23求出线间电压产生区间中的被选择的+侧相和－侧相。相位信息生成部23求出多个线间电压产生区间以使在各模式m1～m6得到的开关周期T内的选择2相间电压的平均相等。换言之，如后述，相位信息生成部23对各双向开关SRP～STN虚拟地进行AC/DC变换处理(虚拟AC/DC变换处理)，以使各双向开关SRP～STN进行使直流电产生那样的虚拟的开关动作。
此外，虚拟的开关动作是指与实际上各双向开关SRP～STN进行的动作不同的开关动作，是为了假想在虚拟AC/DC变换→虚拟DC/DC变换的中途阶段会产生虚拟的直流电，而看作各双向开关SRP～STN虚拟地进行的开关动作。在中途阶段产生虚拟的直流电的处理终归是虚拟的，实际上该处理本身不会进行。
另外，控制部20控制双向开关电路10的开关图形(即开关信号的图形)，以便对进行了虚拟AC/DC变换处理的电力，进行关于多个模式m1～m6互不相同的虚拟DC/DC变换处理。
具体而言，控制部20具有第二载波波形图形产生部24。第二载波波形图形产生部24生成根据同步信号检测部21识别到的多个模式m1～m6而不同的第二载波波形图形(例如，图5～图10所示的第二载波波形图形CW21～CW26)。控制部20使用该第二载波波形图形CW21～CW26控制双向开关电路10，以进行虚拟DC/DC变换处理。即，控制部20根据所识别的模式m1～m6，生成对应于虚拟DC/DC变换处理使用的多个线间电压产生区间的第二载波波形图形CW21～CW26。该第二载波波形图形CW21～CW26也可以开关周期T重复生成，只要在同一模式内即可。此时，多个线间电压产生区间对应虚拟的多个开关信号的电平的组合。即，控制部20根据所识别的模式和各双向开关SRP～STN虚拟地产生直流电那样的多个开关信号的电平的组合，生成第二载波波形图形CW21～CW26。
在此，控制部20将输入的P线的信号电平G1输入P线比较器CP的－侧。另外，反相器27将P线的信号电平G1反转，将反转后的N线的信号电平G2输入N线比较器CN的－侧。P线比较器CP及N线比较器CN的各+侧，被输入第二载波波形图形产生部24生成的第二载波波形图形CW2(CW21～CW26)。
P线比较器CP将P线的信号电平G1和第二载波波形图形CW2进行比较，将比较结果输出到开关控制部28。另一方面，N线比较器CN将N线的信号电平G2和第二载波波形图形CW2进行比较，将比较结果输出到开关控制部28。开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，对通过线间电压产生区间的R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲得到的选择2相间电压进行PWM控制，生成开关与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关信号另外，开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，对线间电压产生区间的选择2相间电压进行PWM控制，生成开关与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关信号PN线间电压是在每一开关周期T在控制部20内生成的PN线间的电压。
如图3所示，电流调整部52，在设为从三相交流电源PS侧向蓄电池LD侧的电流方向(F)的情况下，生成相比蓄电池LD的PN相间电压Vb(参照图1)，增大通过控制部20的虚拟DC/DC变换处理而生成的在开关周期T的电压P1、P2、P3的平均直流电压Vave(例如，图5(h)的PN线间电压的平均)，同时，将与蓄电池LD侧的PN相间电压Vb和PN线间电压的平均直流电压Vave的电压差成比例的量作为电流量的信号电平G1(第二控制信号)，在设为从蓄电池LD侧向三相交流电源PS侧的电流方向(B)的情况下，生成相比蓄电池LD侧的PN相间电压Vb，减小PN线间电压的平均直流电压Vave，同时，将与蓄电池LD侧的PN相间电压Vb和PN线间电压的平均直流电压Vave的电压差成比例的量作为电流量的信号电平G1(第二控制信号)。
即，电流调整部52调整在三相交流电源PS和蓄电池LD之间移动的电量及电力的移动方向。具体而言，相比PN相间电压Vb，增大或减小平均直流电压Vave，由此改变电流方向(F/B)，且根据该电压差的大小(绝对值)调整电流量A。
(模式的说明)
在此，使用图4说明通过同步信号检测部21识别的多个模式m1～m6。
同步信号检测部21根据检测到的各相(R相、S相、T相)的交流电压的大小关系，识别图4所示的6个模式m1～m6。
在模式m1，R相为最大电压相，T相为最小电压相，S相为中间电压相。例如，同步信号检测部21在识别到R相为最大电压相、T相为最小电压相、S相为中间电压相的情况下，识别为当前的模式是模式m1。
在模式m2，S相为最大电压相，T相为最小电压相，R相为中间电压相。例如，同步信号检测部21在识别到S相为最大电压相、T相为最小电压相、R相为中间电压相的情况下，识别为当前的模式是模式m2。
在模式m3，S相为最大电压相，R相为最小电压相，T相为中间电压相。例如，同步信号检测部21在识别到S相为最大电压相、R相为最小电压相、T相为中间电压相的情况下，识别为当前的模式是模式m3。
在模式m4，T相为最大电压相，R相为最小电压相，S相为中间电压相。例如，同步信号检测部21在识别到T相为最大电压相、R相为最小电压相、S相为中间电压相的情况下，识别为当前的模式是模式m4。
在模式m5，T相为最大电压相，S相为最小电压相，R相为中间电压相。例如，同步信号检测部21在识别到T相为最大电压相、S相为最小电压相、R相为中间电压相的情况下，识别为当前的模式是模式m5。
在模式m6，R相为最大电压相，S相为最小电压相，T相为中间电压相。例如，同步信号检测部21在识别到R相为最大电压相、S相为最小电压相、T相为中间电压相的情况下，识别为当前的模式是模式m6。
此外，同步信号检测部21也可以以R相的检测电压成为最大的点的、模式m1的开始时间点为基准，识别各模式m1～m6。
(具体的虚拟AC/DC变换处理)
接着，使用图5～图10说明多个模式m1～m6各自中的虚拟AC/DC变换处理。此外，图5～图10中，对在各模式m1～m6内连续的两个开关周期T进行了表示。此外，以下，为了简化说明，示范性地说明根据信号电平G1决定的直流电压设定增益为1的情况。
[模式m1]
在模式m1，如图5(a)所示，第一载波波形图形产生部22决定具有下降的锯齿状波W11和上升的锯齿状波W12的第一载波波形图形CW11，将其作为虚拟AC/DC变换处理应使用的第一载波波形图形CW1。此外，“下降的锯齿状波”是指振幅随着时间的经过而线性地减少的具有负倾斜的锯齿状波，“上升的锯齿状波”是指振幅随着时间的经过而线性地增加的具有正倾斜的锯齿状波。
另一方面，相位信息生成部2 3被输入同步信号检测部21直接检测到的R相电压a、S相电压b、T相电压c。或者，相位信息生成部23以R相的检测电压为最大的点的、模式m1的开始时间点为基准，推定R相电压a、S相电压b、T相电压c。R相电压a、S相电压b、T相电压c在每一开关周期T均被求出，且随着开关周期T的经过而变化。此外，图5中，表示在相邻的开关周期T为R相电压a、S相电压b、T相电压c的情况。在此，输入或推定的R相电压a、S相电压b、T相电压c分别为将相电压在“-1”和“1”之间规格化的电压。此时，图5(d)所示的区间(线间电压产生区间)TS11、TS12、TS13的直流电压分别为ST间电压＝b－c、RT间电压＝a－c、RS间电压＝a－b。
参照图5(a)、(b)说明模式m1下的各相的脉冲。在模式m1，R相成为最大电压相，T相成为最小电压相，S相成为中间电压相。在最大电压相和最小电压相，脉冲开启与各电位成比例的时间量。因此，R相的脉宽x＝T|a|、T相的脉宽z＝T|c|。在此，R相脉冲开启的时刻(区间TS11结束的时刻)根据R相电压|a|和锯齿状波W11的交点求出。R相脉冲在R相电压|a|为锯齿状波W11的值以上时开启。由此，得到R相脉冲。T相脉冲关闭的时刻(区间TS11后的区间TS12结束的时刻)根据T相电压|c|和锯齿状波W12的交点求出。T相脉冲在T相电压|c|为锯齿状波W12的值以上时开启。由此，得到T相脉冲。中间相脉冲在最大电压相或最小电压相的脉冲中的任一个关闭时开启。因此，S相脉冲根据R相电压|a|和锯齿状波W11的交点、及T相电压|c|和锯齿状波W12的交点求出。
在此，线间电压产生区间TS11、TS12、TS13的宽度分别为T×(1－|a|)、T×(|a|+|c|－1)、T×(1－|c|)。即，通过虚拟AC/DC变换处理，生成用于生成虚拟的直流电压的、分别具有对应于线间电压产生区间TS11、TS12、TS13的宽度的虚拟的多个开关信号(R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲)。
另外，虚拟AC/DC变换处理中的线间电压产生区间TS11、TS12、TS13的直流电压(图5(c)所示的选择2相间电压)分别为ST间电压＝b－c、RT间电压＝a－c、RS间电压＝a－b。如果将选择2相间电压中的两个电压相中电平大的电压相设为+侧相，将电平小的电压相设为－侧相，则在线间电压产生区间TS11、TS12、TS13，S相、R相、R相为+侧相，T相、T相、S相为－侧相。相位信息生成部23每时每刻向第二载波波形图形产生部24及开关控制部28输出线间电压产生区间(TS11、TS12、TS13)，同时向开关控制部28输出+侧相及－侧相。
但是，开关周期T的直流电压的平均可以是将每个线间电压产生区间TS11、TS12、TS13与直流电压进行乘法运算并将各乘法运算值进行加法运算，然后再除以开关周期T，可以如下式(1)那样表示。
开关周期T的直流电压的平均＝{(b－c)×T×(1－a)+(a－c)×T×(a－c－1)+(a－b)×T×(1+c)}/T
＝a2+c2－b(a+c) (1)
在此，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则式(1)可以变形为下式(2)。
开关周期T的直流电压的平均＝a2+b2+c2 (2)
进而，根据交流理论，式(2)可以由a2+b2+c2＝3/2变形为下式(3)。
开关周期T的直流电压的平均＝3/2 (3)
如式(3)所示，可以将开关周期T的虚拟的直流电压的平均设定为恒定电压。
对模式m1中的输入电流进行说明。流过R相的输入电流是与R相电压a的时间成比例的正电流。流过T相的输入电流是与T相的电压大小|c|成比例的负电流。S相的输入电流在线间电压产生区间TS11流过正电流，在线间电压产生区间TS13流过负电流。因此，流过的电流成为T×(1－a)－T×(1+c)＝T(－a－c)＝Tb，若除以开关周期T，则成为S相电压b。因此，在R相、S相、T相分别流过与R相电压a、S相电压b、T相电压c成比例的电流，可以将输入交流电流的各相设定为正弦波。
[模式m2]
在模式m2，如图6(a)所示，第一载波波形图形产生部22决定具有上升的锯齿状波W12的第一载波波形图形CW12，将其作为虚拟AC/DC变换处理应使用的第一载波波形图形CW1。相位信息生成部23根据同步信号检测部21的检测结果取得或推定R相电压a、S相电压b、T相电压c。此时，图6(d)所示的线间电压产生区间TS21、TS22、TS23的直流电压分别为ST间电压＝b－c、RT间电压＝a－c、RS间电压＝b－a。
参照图6(a)、(b)对模式m2下的各相的脉冲进行说明。在模式m2，S相为最大电压相，T相为最小电压相，R相为中间电压相。相位信息生成部23不改变R、S、T相的脉冲的开启、关闭顺序，而是在最大电压相和最小电压相开启与各电位成比例的时间，因此，在模式m2，使用T相电压|c|和电压(|b|+|c|－1)和锯齿状波W12，生成图6(b)所示的各相脉冲的开启、关闭时刻。
在此，线间电压产生区间TS21、TS22、TS23的宽度分别为T×(|b|+|c|－1)、T×(1－|b|)、T×(1－|c|)。即，通过进行虚拟AC/DC变换处理，生成用于生成虚拟的直流电压的、分别具有对应于线间电压产生区间TS21、TS22、TS23的宽度的虚拟的多个开关信号(R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲)。
在此，虚拟AC/DC变换处理中的线间电压产生区间TS21、TS22、TS23的直流电压(图6(c)所示的选择2相间电压)分别成为ST间电压＝b－c、RT间电压＝a－c、SR间电压＝b－a。若将选择2相间电压中的两个电压相中电平大的电压相设为+侧相，将电平小的电压相设为－侧相，则在线间电压产生区间TS21、TS22、TS23，S相、R相、S相为+侧相，T相、T相、R相为－侧相。相位信息生成部23每时每刻向第二载波波形图形产生部24及开关控制部28输出线间电压产生区间(TS21、TS22、TS23)，同时，向开关控制部28输出+侧相及－侧相。
但是，模式m2下的开关周期T的直流电压的平均可以如下式(4)那样表示。
开关周期T的直流电压的平均＝{(b－c)×T×(－c+b－1)+(a－c)×T×(－b+1)+(b－a)×T×(1+c)}/T
＝b2+c2－a(b+c) (4)
在此，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则式(4)可以变形为下式(5)。
开关周期T的直流电压的平均＝a2+b2+c2 (5)
进而，根据交流理论，式(5)可以由a2+b2+c2＝3/2变形为下式(6)。
开关周期T的直流电压的平均＝3/2 (6)
如式(6)所示，可以将开关周期T的虚拟的直流电压的平均设定为恒定电压。
对模式m2下的输入电流进行说明。在模式m2，S相为最大电压相，T相为最小电压相，因此，S相中流过与S相电压b的时间成比例的正电流，T相中流过与T相电压c的时间成比例的负电流。R相在线间电压产生区间TS22流过负电流，在线间电压产生区间TS23流过正电流。因此，流过的电流成为T×(1－b)－T×(1+c)＝Ta，若除以开关周期T，则成为R相电压a。因此，各相中流过与电压成比例的电流，可以将输入交流电流的各相设定为正弦波。
[模式m3]
在模式m3，如图7(a)所示，第一载波波形图形产生部22决定具有下降的锯齿状波W11的第一载波波形图形CW13，将其作为虚拟AC/DC变换处理应使用的第一载波波形图形。相位信息生成部23根据同步信号检测部21的检测结果取得或推定R相电压a、S相电压b、T相电压c。此时，图7(d)所示的线间电压产生区间TS31、TS32、TS33的直流电压分别成为ST间电压＝c－b、RT间电压＝a－c、RS间电压＝a－b。
参照图7(a)、(b)对模式m3下的各相的脉冲进行说明。在模式m3，S相成为最大电压相，R相成为最小电压相，T相成为中间电压相。不改变R、S、T相的脉冲的开启、关闭顺序，而是在最大电压相和最小电压相开启与各电位成比例的时间，因此，在模式m3，使用R相电压|a|和电压(|a|+|b|－1)和锯齿状波W11，生成图7(b)所示的各脉冲的开启、关闭时刻。
在此，线间电压产生区间TS31、TS32、TS33的宽度分别成为T×(1－|a|)、T(1－|b|)、T×(|a|+|b|－1)。即，通过虚拟AC/DC变换处理，生成用于生成虚拟的直流电压的、分别具有对应于线间电压产生区间TS31、TS32、TS33的宽度的虚拟的多个开关信号(R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲)。
在此，虚拟AC/DC变换处理中的线间电压产生区间TS31、TS32、TS33的直流电压(图7(c)所示的选择2相间电压)分别成为ST间电压＝b－c、TR间电压＝c－a、SR间电压＝b－a。如果将选择2相间电压中的两个电压相中电平大的电压相设为+侧相、将电平小的电压相设为－侧相，则在线间电压产生区间TS31、TS32、TS33，S相、T相、S相为+侧相，T相、R相、R相为－侧相。相位信息生成部23每时每刻向第二载波波形图形产生部24及开关控制部28输出线间电压产生区间(TS31、TS32、TS33)，同时，向开关控制部28输出+侧相及－侧相。
但是，模式m3下的开关周期T的直流电压的平均可以如下式(7)那样表示。
开关周期T的直流电压的平均＝{(b－c)×T×(1+a)+(－a+c)×T×(1－b)+(－a+b)×T×(－a+b－1)}/T
＝a2+b2－c(a+b) (7)
在此，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则式(7)可以变形为下式(8)。
开关周期T的直流电压的平均＝a2+b2+c2 (8)
进而，根据交流理论，数式(8)可以由a2+b2+c2＝3/2变形为下式(9)。
开关周期T的直流电压的平均＝3/2(9)
如式(9)所示，可以将开关周期T的虚拟的直流电压的平均设为恒定电压。
对模式m3下的输入电流进行说明。在最大电压相的S相流过与S相电压b的时间成比例的正电流。在最小电压相的R相流过与R相电压a的时间成比例的负电流。T相在线间电压产生区间TS31流过负电流，在线间电压产生区间TS32流过正电流。因此，流过的电流成为T×(1－b)－T×(1+a)＝Tc，若除以开关周期T，则成为T相电压c。因此，在各相中流过与电压成比例的电流，可以将输入交流电流的各相设定为正弦波。
[模式m4～m6]
如图8所示，模式m4下的虚拟AC/DC变换处理与模式m1下的虚拟AC/DC变换处理(参照图5)相同。线间电压产生区间TS41、TS42、TS43也与模式m1同样地求出。在线间电压产生区间TS41、TS42、TS43，T相、T相、S相为+侧相，S相、R相、R相为－侧相。
如图9所示，模式m5下的虚拟AC/DC变换处理与模式m2下的虚拟AC/DC变换处理(参照图6)相同。线间电压产生区间TS51、TS52、TS53也与模式m2同样地求出。在线间电压产生区间TS51、TS52、TS53，T相、T相、R相为+侧相，S相、R相、S相为－侧相。
如图10所示，模式m6下的虚拟AC/DC变换处理与模式m3下的虚拟AC/DC变换处理(参照图7)相同。线间电压产生区间TS61、TS62、TS63也与模式m3同样地求出。在线间电压产生区间TS61、TS62、TS63，T相、R相、R相为+侧相，S相、T相、S相为－侧相。
(具体的虚拟DC/DC变换处理)
接着，参照图5～10，对多个模式m1～m6各自的虚拟DC/AC变换处理进行说明。首先，如图5(e)、(f)～图10(e)、(f)所示，第二载波波形图形产生部24与模式m1～m6相对应地，生成第二载波波形图形CW2(CW21～CW26)。第二载波波形图形CW2被决定为具有横跨多个线间电压产生区间中连续的两个线间电压产生区间、电平呈山形变化的图形。另外，第二载波波形图形CW2被决定为：在多个线间电压产生区间切换时+侧相或－侧相存在共通的相的情况下，具有横跨切换的两个线间电压产生区间、电平呈山形连续的图形，在线间电压产生区间切换时+侧相和－侧相之间存在反转的相的情况下，具有在切换的两个线间电压产生区间的边界、电平锯齿状变化的图形。
[模式m1]
如图5(e)、(f)所示，在模式m1，第二载波波形图形产生部24决定按线间电压产生区间TS11、TS12、TS13的顺序具有上升的锯齿状波、下降的锯齿状波、上升的锯齿状波的第二载波波形图形CW21，将其作为虚拟DC/AC变换处理应使用的第二载波波形图形CW2。
[双向开关SRP、SSP、STP的开关]
P线比较器CP将第二载波波形图形CW21和P线的信号电平G1进行比较。开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，控制与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关。该双向开关SRP、SSP、STP的开关对于P线的电压，等同于分别对R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲进行PWM控制。如图5(e)所示，在线间电压产生区间TS11，P线比较器CP的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，P线的信号电平G1大的时间点t1～t12期间，开关控制部28选择+侧相即S相，将开关信号设为开启电平，同时，将与P线连接的其它开关信号设为关闭电平。另一方面，在线间电压产生区间TS11，P线比较器CP的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，P线的信号电平G1小的时间点t12～t13期间，开关控制部28选择－侧相即T相，将开关信号设为开启电平，同时，将与P线连接的其它开关信号设为关闭电平。
同样地，在线间电压产生区间TS12，P线比较器CP的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，P线的信号电平G1大的情况下，开关控制部28选择+侧相即R相，将开关信号设为开启电平，同时，将与P线连接的其它开关信号设为关闭电平。另一方面，在线间电压产生区间TS12，P线比较器CP的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，P线的信号电平G1小的情况下，开关控制部28选择－侧相即T相，将开关信号设为开启电平，同时，将与P线连接的其它开关信号设为关闭电平。
进而，在线间电压产生区间TS13，P线比较器CP的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，P线的信号电平G1大的情况下，开关控制部28选择+侧相即R相，将开关信号设为开启电平，同时，将与P线连接的其它开关信号设为关闭电平。另一方面，在线间电压产生区间TS13，P线比较器CP的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，P线的信号电平G1小的情况下，开关控制部28选择－侧相即S相，将开关信号设为开启电平，同时，将与P线连接的其它开关信号设为关闭电平。
[双向开关SRN、SSN、STN的开关]
另一方面，N线比较器CN将第二载波波形图形CW21和N线的信号电平G2进行比较。开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，控制与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关。该双向开关SRN、SSN、STN的开关对于N线的电压，等同于分别对R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲进行PWM控制。如图5(f)所示，在线间电压产生区间TS11，N线比较器CN的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，N线的信号电平G2大的时间点t1～t11期间，开关控制部28选择+侧相即S相，将开关信号设为开启电平，同时，将与N线连接的其它开关信号设为关闭电平。另一方面，在线间电压产生区间TS11，N线比较器CN的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，N线的信号电平G2小的时间点t11～t13期间，开关控制部28选择－侧相即T相，将开关信号设为开启电平，同时，将与N线连接的其它开关信号 设为关闭电平。
同样，在线间电压产生区间TS12，N线比较器CN的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，N线的信号电平G2大的情况下，开关控制部28选择+侧相即R相，将开关信号设为开启电平，同时，将与N线连接的其它开关信号设为关闭电平。另一方面，在线间电压产生区间TS12，N线比较器CN的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，N线的信号电平G2小的情况下，开关控制部28选择－侧相即T相，将开关信号设为开启电平，同时，将与N线连接的其它开关信号设为关闭电平。
进而，在线间电压产生区间TS13，N线比较器CN的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，N线的信号电平G2大的情况下，开关控制部28选择+侧相即R相，将开关信号设为开启电平，同时，将与N线连接的其它开关信号设为关闭电平。另一方面，在线间电压产生区间TS13，N线比较器CN的比较结果为与第二载波波形图形CW21相比，N线的信号电平G2小的情况下，开关控制部28选择－侧相即S相，将开关信号设为开启电平，同时，将与N线连接的其它开关信号设为关闭电平。
此外，上述的开关控制部28进行的、双向开关SRP、SSP、STP、SRN、SSN、STN的开关为实际的开关控制。
[PN线间电压的平均直流电压]
在此，开关信号的脉宽是将R相脉冲的脉宽x(参照图5(b))与P线的信号电平G1(信号电平h)成比例地缩小后的hx。另外，开关信号的脉宽是将S相脉冲的脉宽y(参照图5(b))与P线的信号电平G1(信号电平h)成比例地缩小后的hy。另外，开关信号的脉宽是将T相脉冲的脉宽z(参照图5(b))与P线的信号电平G1(信号电平h)成比例地缩小后的hz。
另外，因为各开关信号为择一开启，所以在各开关信号的脉宽期间分别产生R相电压a、S相电压b、T相电压c。开关周期T的平均直流电压Vave是将各脉宽期间与电压进行乘法运算并将各乘法运算值进行加法运算，然后再除以开关周期T，可以如下式(10)那样表示。
开关周期T的P线输出电压的平均
＝{a(hx)+b(hy)+c(hz)}/T
＝h(ax+by+cz)/T (10)
从上述可知，由于R相的脉宽x＝T|a|、S相的脉宽y＝T|b|、T相的脉宽z＝T|c|，因此，式(10)可以变形为下式(11)。
开关周期T的P线输出电压的平均＝h(a2+b2+c2) (11)
进而，根据交流理论，式(11)可以由a2+b2+c2＝3/2变形为下式(12)。
开关周期T的P线输出电压的平均＝h×3/2 (12)
同样地，开关信号的脉宽是将R相脉冲的脉宽x(参照图5(b))与N线的信号电平G2的信号电平－h成比例地缩小后的－hx的绝对值。另外，开关信号的脉宽是将S相脉冲的脉宽y(参照图5(b))与N线的信号电平G2的信号电平－h成比例地缩小后的－hy的绝对值。另外，开关信号的脉宽是将T相脉冲的脉宽z(参照图5(b))与N线的信号电平G2的信号电平－h成比例地缩小后的－hz的绝对值。
因此，开关周期T的N线输出电压的平均用下式(13)表示。
开关周期T的N线输出电压的平均
＝{a(－hx)+b(－hy)+c(－hz)}/T
＝－h(ax+by+cz)/T (13)
从上述可知，由于R相的脉宽x＝T|a|、S相的脉宽y＝T|b|、T相的脉宽z＝T|c|，因此，式(13)可以变形为式(14)。
开关周期T的N线输出电压的平均＝－h(a2+b2+c2) (14)
进而，根据交流理论，式(14)可以由a2+b2+c2＝3/2变形为下式(15)。
开关周期T的N线输出电压的平均＝－h×3/2 (15)
其结果是，开关周期T的P线输出电压的平均和N线输出电压的平均都与信号电平h、－h成比例。此外，如图5(h)所示，开关周期T(t1～t2)中的PN线间电压成为从开关信号减去开关信号所得的信号图形。
另外，P线和N线之间的PN线间电压的平均是从式(12)的值减去式(15)的值，用下式(16)表示。
PN线间电压的平均直流电压Vave＝h×3/2－(－h×3/2)
＝h×3 (16)
因此，PN线间电压的平均直流电压Vave与信号电平h成比例。
此外，如图5所示，在上述的开关周期T，P线的信号电平G1为+h，N线的信号电平G2为－h，但也可以将N线的信号电平G2的值总是设定为0。
[模式m2～m6]
在模式m2，如图6(e)、(f)所示，第二载波波形图形产生部24决定按线间电压产生区间TS21、TS22、TS23的顺序具有上升的锯齿状波、下降的锯齿状波、下降的锯齿状波的第二载波波形图形CW22，将其作为虚拟DC/AC变换处理应使用的第二载波波形图形CW2。
在模式m2，与模式m1相同，如图6(e)所示，P线比较器CP将第二载波波形图形CW22和P线的信号电平G1进行比较。而且，如图6(g)所示，开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，控制与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关。另外，如图6(f)所示，N线比较器CN将第二载波波形图形CW22和N线的信号电平G2进行比较。而且，如图6(g)所示，开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，控制与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关。其结果是，如图6(h)所示，生成模式m2下的PN线间电压。另外，各开关周期T中的PN线间电压的平均直流电压Vave与信号电平h、－h成比例。进而，如上所述，基于平均直流电压Vave和PN相间电压Vb的大小关系，决定P线的电流方向及电流值。例如，信号电平G1为0.5、信号电平G2为－0.5时的平均直流电压Vave为与PN相间电压Vb相同的值的情况下，使信号电平G1大于0.5、使信号电平G2小于－0.5，由此，平均直流电压Vave超过PN相间电压Vb。而且，此时，电流从三相交流电源PS侧向蓄电池LD侧流通。
在模式m3，如图7(e)、(f)所示，第二载波波形图形产生部24决定按线间电压产生区间TS31、TS32、TS33的顺序具有上升的锯齿状波、上升的锯齿状波、下降的锯齿状波的第二载波波形图形CW23，将其作为虚拟DC/AC变换处理应使用的第二载波波形图形CW2。
在模式m3，与模式m1相同，如图7(e)所示，P线比较器CP将第二载波波形图形CW23和P线的信号电平G1进行比较。而且，如图7(g)所示，开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，控制与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关。另外，如图7(f)所示，N线比较器CN将第二载波波形图形CW23和N线的信号电平G2进行比较。而且，如图7(g)所示，开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，控制与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关。其结果是，如图7(h)所示，生成模式m3的PN线间电压。另外，各开关周期T中的PN线间电压的平均直流电压Vave与信号电平h、－h成比例。进而，如上所述，基于平均直流电压Vave和PN相间电压Vb的大小关系，决定P线的电流方向及电流值。
在模式m4，如图8(e)、(f)所示，第二载波波形图形产生部24决定按线间电压产生区间TS41、TS42、TS43的顺序具有下降的锯齿状波、上升的锯齿状波、下降的锯齿状波的第二载波波形图形CW24，将其作为虚拟DC/DC变换处理应使用的第二载波波形图形CW2。
在模式m4，与模式m1相同，如图8(e)所示，P线比较器CP对第二载波波形图形CW24和P线的信号电平G1进行比较。而且，如图8(g)所示，开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，控制与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关。另外，如图8(f)所示，N线比较器CN对第二载波波形图形CW24和N线的信号电平G2进行比较。而且，如图8(g)所示，开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，控制与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关。其结果是，如图8(h)所示，生成模式m4的PN线间电压。另外，各开关周期T中的PN线间电压的平均直流电压Vave与信号电平h、－h成比例。进而，如上所述，基于平均直流电压Vave和PN相间电压Vb的大小关系，决定P线的电流方向及电流值。
在模式m5，如图9(e)、(f)所示，第二载波波形图形产生部24决定按线间电压产生区间TS51、TS52、TS53的顺序具有下降的锯齿状波、上升的锯齿状波、上升的锯齿状波的第二载波波形图形CW25，将其作为虚拟DC/DC变换处理应使用的第二载波波形图形CW2。
在模式m5，与模式m1相同，如图9(e)所示，P线比较器CP对第二载波波形图形CW25和P线的信号电平G1进行比较。而且，如图9(g)所示，开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，控制与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关。另外，如图9(f)所示，N线比较器CN将第二载波波形图形CW25和N线的信号电平G2进行比较。而且，如图9(g)所示，开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，控制与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关。其结果是，如图9(h)所示，生成模式m5的PN线间电压。另外，各开关周期T中的PN线间电压的平均直流电压Vave与信号电平h、－h成比例。进而，如上所述，基于平均直流电压Vave和PN相间电压Vb的大小关系，决定P线的电流方向及电流值。
在模式m6，如图10(e)、(f)所示，第二载波波形图形产生部24决定按线间电压产生区间TS61、TS62、TS63的顺序具有下降的锯齿状波、下降的锯齿状波、上升的锯齿状波的第二载波波形图形CW26，将其作为虚拟DC/DC变换处理应使用的第二载波波形图形CW2。
在模式m6，与模式m1相同，如图10(e)所示，P线比较器CP将第二载波波形图形CW26和P线的信号电平G1进行比较。而且，如图10(g)所示，开关控制部28基于P线比较器CP的比较结果，控制与P线连接的双向开关SRP、SSP、STP的开关。另外，如图10(f)所示，N线比较器CN将第二载波波形图形CW26和N线的信号电平G2进行比较。而且，如图10(g)所示，开关控制部28基于N线比较器CN的比较结果，控制与N线连接的双向开关SRN、SSN、STN的开关。其结果是，如图10(h)所示，生成模式m6的PN线间电压。另外，各开关周期T中的PN线间电压的平均直流电压Vave与信号电平h、－h成比例。进而，如上所述，基于平均直流电压Vave和PN相间电压Vb的大小关系，决定P线的电流方向及电流值。
其结果是，如图3所示，直流/交流系统互连装置1调整信号电平G1、G2的值，以使其成为电流设定部50指示的电流设定值(电流方向F/B和电流量A)，且基于平均直流电压Vave和PN相间电压Vb的大小关系，控制P线的电流方向及电流值。即，在电流方向为F的情况下，以电流量A向蓄电池LD侧供给三相交流电，在电流方向为B的情况下，以电流量A向三相交流电源PS侧供给蓄电池LD的直流电。
此外，图1所示的电流检测部51仅将电流方向输入开关控制部28。这是因为，控制部20需要设定与电流方向对应的开关顺序。
另外，在上述的直流/交流系统互连装置中，开关信号 根据第二载波波形图形CW2进行调制，但通过该调制，对R相、S相、T相的开关被调制为依次如R相→S相→T相→R相…那样以规定顺序井然有序地连接且不重复，因此，能够抑制换向的失败。另外，开关信号的开关也同样地被调制为井然有序地连接，因此，能够抑制换向的失败。
另外，开关信号的脉宽优选比双向开关组SW的开关频率界限的周期大。由此，因为确保脉宽比双向开关组SW的开关时间界限长，所以能够抑制换向的失败。
(开关次数的抑制)
在此，对开关周期T内的双向开关组SW的开关次数的抑制进行说明。在虚拟DC/DC变换处理中，在一个载波波形图形期间(开关周期T)将输入侧的三种脉冲(R相脉冲、S相脉冲、T相脉冲)分别按三种线间电压产生区间调制为输出侧(P线、N线)。
假如在三种线间电压产生区间的每一区间以同样的三角波构成一个载波波形图形的情况下，关于双向开关SRP～STN，在每一开关周期T需要三次开关次数。
与之相反，本直流/交流系统互连装置中，如图5～图10所示，观察各输入电压相的选择(+侧相、－侧相)时，发现R相、S相、T相对于一个载波波形图形而言具有重复。即，图5～图10的(e)、(f)所示的多个第二载波波形图形CW21～CW26分别具有横跨多个线间电压产生区间中连续的两个区间、电平呈山形变化的图形。此外，各模式m1～m6包括多个开关周期T。
例如，如图5(e)、(f)所示，第二载波波形图形CW21具有横跨线间电压产生区间TS11、TS12、电平向上侧呈山形变化的图形，且具有横跨线间电压产生区间TS12、TS13、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，如图6(e)、(f)所示，第二载波波形图形CW22具有横跨线间电压产生区间TS21、TS22、电平向上侧呈山形变化的图形，且具有横跨线间电压产生区间TS23、TS21、电平向下侧电呈山形变化的图形。
另外，如图7(e)、(f)所示，第二载波波形图形CW23具有横跨线间电压产生区间TS32、TS33、电平向上侧呈山形变化的图形，且具有横跨线间电压产生区间TS33、TS31、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，如图8(e)、(f)所示，第二载波波形图形CW24具有横跨线间电压产生区间TS42、TS43、电平向上侧呈山形变化的图形，且具有横跨线间电压产生区间TS41、TS42、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，如图9(e)、(f)所示，第二载波波形图形CW25具有横跨线间电压产生区间TS53、TS51、电平向上侧呈山形变化的图形，且具有横跨线间电压产生区间TS51、TS52、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，如图10(e)、(f)所示，第二载波波形图形CW26具有横跨线间电压产生区间TS63、TS61、电平向上侧呈山形变化的图形，且具有横跨线间电压产生区间TS62、TS63、电平向下侧呈山形变化的图形。
更具体而言，各第二载波波形图形CW21～CW26在将多个线间电压产生区间各自的两个电压相中电压值大的电压相设为+侧相、将电压值小的电压相设为－侧相时，在线间电压产生区间切换时+侧相或－侧相存在共通的相的情况下，具有横跨切换的两个线间电压产生区间、电平呈山形连续的图形，在线间电压产生区间切换时+侧相和－侧相之间存在反转的相的情况下，具有在切换的两个线间电压产生区间的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
例如，关于线间电压产生区间TS11、TS12，－侧相存在共通的T相，因此，第二载波波形图形CW21具有横跨线间电压产生区间TS11、TS12、电平向上侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS12、TS13，+侧相存在共通的R相，因此，第二载波波形图形CW21具有横跨线间电压产生区间TS12、TS13、电平向下侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS13、TS11，+侧相和－侧相之间存在反转的S相，因此，第二载波波形图形CW21具有在线间电压产生区间TS13、TS11的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
另外，关于线间电压产生区间TS21、TS22，－侧相存在共通的T相，因此，第二载波波形图形CW22具有横跨线间电压产生区间TS21、TS22、电平向上侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS22、TS23，+侧相和－侧相之间存在反转的R相，因此，第二载波波形图形CW22具有在线间电压产生区间TS22、TS23的边界、电平呈锯齿状变化的图形。关于线间电压产生区间TS23、TS21，+侧相存在共通的S相，因此，第二载波波形图形CW22具有横跨线间电压产生区间TS23、TS21、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，关于线间电压产生区间TS31、TS32，+侧相和－侧相之间存在反转的T相，因此，第二载波波形图形CW23具有在线间电压产生区间TS31、TS32的边界、电平呈锯齿状变化的图形。关于线间电压产生区间TS32、TS33，－侧相存在共通的R相，因此，第二载波波形图形CW23具有横跨线间电压产生区间TS32、TS33、电平向上侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS33、TS31，+侧相存在共通的S相，因此，第二载波波形图形CW23具有横跨线间电压产生区间TS33、TS31、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，关于线间电压产生区间TS41、TS42，+侧相存在共通的T相，因此，第二载波波形图形CW24具有横跨线间电压产生区间TS41、TS42、电平向下侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS42、TS43，－侧相存在共通的R相，因此，第二载波波形图形CW24具有横跨线间电压产生区间TS42、TS43、电平向上侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS43、TS41，+侧相和－侧相之间存在反转的S相，因此，第二载波波形图形CW24具有在线间电压产生区间TS43、TS41的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
另外，关于线间电压产生区间TS51、TS52，+侧相存在共通的T相，因此，第二载波波形图形CW25具有横跨线间电压产生区间TS51、TS52、电平向下侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS52、TS53，+侧相和－侧相之间存在反转的R相，因此，第二载波波形图形CW25具有在线间电压产生区间TS52、TS53的边界、电平呈锯齿状变化的图形。关于线间电压产生区间TS53、TS51，－侧相存在共通的S相，因此，第二载波波形图形CW25具有横跨线间电压产生区间TS53、TS51、电平向上侧呈山形变化的图形。
另外，关于线间电压产生区间TS61、TS62，+侧相和－侧相之间存在反转的T相，因此，第二载波波形图形CW26具有在线间电压产生区间TS61、TS62的边界、电平呈锯齿状变化的图形。关于线间电压产生区间TS62、TS63，+侧相存在共通的R相，因此，第二载波波形图形CW26具有横跨线间电压产生区间TS62、TS63、电平向下侧呈山形变化的图形。关于线间电压产生区间TS63、TS61，－侧相存在共通的S相，因此，第二载波波形图形CW26具有横跨线间电压产生区间TS63、TS61、电平向上侧呈山形变化的图形。
进而，各第二载波波形图形CW21～CW26在将多个线间电压产生区间各自中的两个电压相中电平大的电压相设为+侧相、将电平小的电压相设为－侧相时，在模式切换时+侧相或－侧相存在共通的相的情况下，具有横跨切换的两个模式、电平呈山形连续的图形，在模式切换时+侧相和－侧相之间存在反转的相的情况下，具有在切换的两个模式的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
例如，在从模式m1向模式m2切换时，关于线间电压产生区间TS13、TS21，+侧相和－侧相之间存在反转的S相，因此，具有在线间电压产生区间TS13、TS21的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
另外，在从模式m2向模式m3切换时，关于线间电压产生区间TS23、TS31，+侧相存在共通的S相，因此，具有横跨线间电压产生区间TS23、TS31、电平向下侧呈山形变化的图形。
另外，在从模式m3向模式m4切换时，关于线间电压产生区间TS33、TS41，+侧相和－侧相之间存在反转的S相，因此，具有在线间电压产生区间TS33、TS41的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
另外，在从模式m4向模式m5切换时，关于线间电压产生区间TS43、TS51，+侧相和－侧相之间存在反转的S相，因此，具有在线间电压产生区间TS43、TS51的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
另外，在从模式m5向模式m6切换时，关于线间电压产生区间TS53、TS61，－侧相存在共通的S相，因此，具有横跨线间电压产生区间TS53、TS61、电平向上侧呈山形变化的图形。
这样，通过将上升和下降的锯齿状波组合，构成一个载波波形图形(第二载波波形图形CW2)，能够一次完成各开关周期T的各相的选择。即，最大电压相必然为+侧相，最小电压相必然为－侧相。中间电压相相对于最大电压相成为－侧相，相对于最小电压相成为+侧相。+侧相选择第二控制信号(例如P线的信号电平G1)比第二载波波形图形CW2大的期间，－侧相选择第二控制信号(例如P线的信号电平G1)比第二载波波形图形CW2小的期间。该情况下，若使下降的锯齿状波和上升的锯齿状波以向下侧且呈山形的方式连续，则进行1次最大电压相的选择即可。另外，若使上升的锯齿状波和下降的锯齿状波以向上侧呈山形的方式连续，则可1次完成最小电压相的选择。由此，在各模式内，关于各双向开关SRP～STN，在每一开关周期T均可实现1次开关次数。另外，在模式切换时，实质上，关于各双向开关SRP～STN，在每一开关周期T也均可实现1次开关次数。换言之，在各模式内和模式之间的切换中，能够实现同样的控制，因此，能够减少因伴随切换的断续而产生的输出电压的波动(由于空载时间等引起的波动)，也能够减少切换时的冲击。
另外，因为可横跨多个线间电压产生区间将各双向开关SRP～STP的开关信号维持在开启电平，所以如图5～图10的(g)所示，能够确保双向开关SRP～STP的开关信号的脉宽较宽。此外，关于双向开关SRN～STN的开关信号 也同样。即，即使在低负载时，也可确保比空载时间大的脉宽，因此，能够将低负载时的波形的畸变率抑制在与高负载时同等程度。
此外，上述的直流/交流系统互连装置的虚拟AC/DC变换处理中，各开关周期T的输出电压的平均总是恒定的。另外，直流电流被以输入电压的比分配到输入电流。进而，输出电力为恒定时，该输入电流成为三相交流波形(例如正弦波)。
即，
1)虚拟AC/DC变换处理中的输入电流在通过虚拟DC/DC变换处理得到的输出电力为恒定时，可以设为三相交流波形(例如正弦波)。通常，在短时间(0.1秒左右)内，电力是恒定的。
2)通过虚拟DC/DC变换处理得到的输出电压可以用与调制信号(第二控制信号)相同的信号得到。
(实验结果)
图11表示沿电流方向F、即从三相交流电源PS侧向蓄电池LD侧供给电力时的各部的电流及电压的变化的时序图。图11(a)表示R相的电压VR。系统相电压以实效值计为115V。电流IR表示R相的电流IR。如上所述，图11(c)所示的平均直流电压Vave例如为图5(h)所示的开关周期T的平均电压。该平均直流电压Vave实质上相当于85V的直流电压，比图11(e)所示的蓄电池LD侧的PN相间电压Vb(＝80V)大。而且，如图11(d)所示，流经蓄电池LD侧的电流Ib为25A。
另一方面，图12是表示沿电流方向B、即从蓄电池LD侧向三相交流电源PS侧供给电力时的各部的电流及电压的变化的时序图。图12(a)表示R相的电压VR。系统相电压为115V。电流IR表示R相的电流IR。如上所述，图12(c)所示的平均直流电压Vave例如是图5(h)所示的开关周期T的平均电压。该平均直流电压Vave实质上相当于75V的直流电压，比图12(e)所示的蓄电池LD侧的PN相间电压Vb(＝80V)小。而且，如图12(d)所示，从蓄电池LD侧向三相交流电源PS侧流通的电流Ib加进电流方向后为－25A。此外，电流IR与电压VR相位错开，成为负的电力。
在该直流/交流系统互连装置中，即使不将蓄电池LD侧的直流电压提升为系统电压以上，也能够进行DC/DC变换，因此，不需要升压斩波器。另外，在上述的直流/交流系统互连装置中，目前，在三相交流电源侧的各相设置有三个电抗器，但因为输入输出三相交流为正弦波，所以不需要该三个电抗器，可以仅设置配置于蓄电池LD侧的一个电抗器30。进而，在上述的直流/交流系统互连装置中，对蓄电池LD的充放电，仅设定控制PN相间电压Vb和平均直流电压Vave的大小即可容易地进行。
另外，在上述的直流/交流系统互连装置中，控制部20生成双向开关电路10的开关图形，对输入的三相交流电，与根据被输入的三相交流电中各相电压的大小关系区分出的多个模式m1～m6相应地进行不同的虚拟AC/DC变换处理，且对进行了虚拟AC/DC变换处理的电力，与多个模式m1～m6相应地进行不同的虚拟DC/DC变换处理。具体而言，控制部20生成双向开关电路10的开关图形，对输入的三相交流电，使用根据多个模式m1～m6而不同的第一载波波形图形CW11～CW13进行虚拟AC/DC变换处理，且对进行了虚拟AC/DC变换处理的电力，使用根据多个模式m1～m6而不同的第二载波波形图形CW21～CW26进行虚拟DC/DC变换处理。由此，无需进行如矩阵运算那样复杂的运算，便能以简单的处理相互且直接进行三相交流电和直流电之间的电力变换。
另外，在上述的直流/交流系统互连装置中，控制部20在多个模式m1～m6的各模式中，将第一载波波形图形CW11～CW13和对应于输入侧的相(R相、S相、T相)的第一控制信号(例如图5～图10的(a)所示的电压|a|、电压|c|、电压(|b|+|c|－1)、电压(|a|+|b|－1))进行比较，求出多个线间电压产生区间TS11～TS63。而且，控制部20生成与多个线间电压产生区间TS11～TS63对应的第二载波波形图形CW21～CW26，并将生成的第二载波波形图形CW21～CW26和对应于输出侧(P线、N线)的第二控制信号(例如图5～图10的(e)、(f)所示的P线的信号电平G1、N线的信号电平G2)进行比较，生成双向开关电路10的开关图形。由此，无需进行复杂的矩阵运算，便能够简单地进行虚拟AC/DC变换处理及虚拟DC/DC变换处理。
进而，在上述的直流/交流系统互连装置中，控制部20识别输入的三相交流电中的最大电压相、最小电压相及中间电压相。而且，控制部20将1开关周期T中的多个线间电压产生区间分为与中间电压相及最小电压相对应的第一区间、与最大电压相及最小电压相对应的第二区间、与最大电压相及中间电压相对应的第三区间而进行求取。第一区间例如包括图5～图10所示的线间电压产生区间TS11、TS22、TS32、TS43、TS53、TS61。第二区间例如包括图5～图10所示的线间电压产生区间TS12、TS21、TS33、TS42、TS51、TS63。第三区间例如包括图5～图10所示的线间电压产生区间TS13、TS23、TS31、TS41、TS52、TS62。因此，可以在1开关周期T中虚拟地产生最大－最小、最大－中间、中间－最小这三种线间电压，能够利用电流的减法等物理现象并通过其虚拟的线间电压，使虚拟的直流电压大致恒定，根据大致恒定的虚拟的直流电压可以对在各电压区间制作的第二载波波形图形和第二控制信号进行比较，生成开关信号。由此，通过将第一控制信号设为正弦波，将第二控制信号设为直流，能够容易地使直流/交流系统互连装置1的输入电流成为正弦波，且使输出电压成为直流。
另外，在上述的直流/交流系统互连装置中，第二载波波形图形CW21～CW26(参照图5～图10的(e)、(f))具有横跨多个线间电压产生区间中连续的两个区间、电平呈山形变化的图形。由此，因为可以减少各开关周期T的开关次数，所以可减少双向开关电路10中的各双向开关SRP～STN的开关损失。
进而，在上述的直流/交流系统互连装置中，第二载波波形图形CW21～CW26(参照图5～图10的(e)、(f))具有横跨多个线间电压产生区间中连续的两个区间、电平呈山形变化的图形，因此，能够容易地确保双向开关电路10中的各双向开关SRP～STN的开关信号的脉宽较广。由此，能够减少换向的失败。另外，可提高电力的变换效率。
另外，在上述的直流/交流系统互连装置中，控制部20识别输入的三相交流电中的最大电压相、最小电压相及中间电压相。由控制部20生成的第二载波波形图形CW21～CW26在将多个线间电压产生区间各自中的两个电压相中电平大的电压相设为+侧相，将电平小的电压相设为－侧相时，在模式切换时+侧相或－侧相存在共通的相的情况下，具有横跨切换的两个模式、电平呈山形连续的图形，在模式切换时+侧相和－侧相之间存在反转的相的情况下，具有在切换的两个模式的边界、电平呈锯齿状变化的图形。由此，即使在模式切换时，实质上，关于各双向开关SRP～STN，在每一开关周期T也均可实现1次开关次数。换言之，在各模式内和模式之间的切换中，可实现同样的控制，因此，也能够减少切换时的冲击。
进而，在上述的直流/交流系统互连装置中，也能够对输入交流电压的2相的交叉点求出电压差的零交叉点，以该零交叉点为同步信号，推定各相的输入交流电压。该情况下，与检测各相的输入交流电压的情况相比，可以简易地构成直流/交流系统互连装置。
(交流/交流系统互连装置)
图13是表示本实施方式的交流/交流系统互连装置100的结构的框图。图1所示的直流/交流系统互连装置1相互进行蓄电池LD和三相交流电源PS之间的电力变换，但该交流/交流系统互连装置100是将三相交流电源PS1、PS2间的电力相互直接变换的装置。在此，三相交流电源PS1、PS2的频率及电压是任意的，也可以不同。
如图13所示，交流/交流系统互连装置100将与直流/交流系统互连装置1对应的两个直流/交流系统互连装置1a、1b，经由直流电力线103将各自的直流电侧连接。另外，直流/交流系统互连装置1a与三相交流电源PS1连接。进而，直流/交流系统互连装置1b与三相交流电源PS2连接。此外，直流电力线103连接有用于除噪的电抗器104。
交流/交流系统互连装置100具有在三相交流电源PS1和直流/交流系统互连装置1a之间检测三相交流电源PS1的三相交流电的电力检测部101a、在三相交流电源PS2和直流/交流系统互连装置1b之间检测三相交流电源PS2的三相交流电的电力检测部101b、电量指示部102。
电量指示部102基于电力检测部101a检测到第一三相交流电的值、电力检测部101b检测到的第二三相交流电的值、在第一检测部51a及第二检测部51b检测到的第一三相交流电源PS1和第二三相交流电源PS2之间移动的电量和作为电力的移动方向的电流方向，向各直流/交流系统互连装置1a、1b侧指示在三相交流电源PS1和三相交流电源PS2之间移动的电量。
与图1所示的直流/交流系统互连装置1相对应地说明本实施方式的直流/交流系统互连装置1a。直流/交流系统互连装置1a具有与输入电容器40对应的未图示的输入电容器、与双向开关电路10对应的第一双向开关电路10a、与控制部20对应的第一控制部20a、与电流检测部51对应的第一检测部51a、与电流调整部52对应的第一电压调整部52a、及与电流设定部50对应的第一电压设定部50a。另外，直流/交流系统互连装置1b具有与输入电容器40对应的未图示的输入电容器、与双向开关电路10对应的第二双向开关电路10b、与控制部20对应的第二控制部20b、与电流检测部51对应的第二检测部51b、与电流调整部52对应的第二电压调整部52b、及与电流设定部50对应的第二电压设定部50b。此外，第一检测部51a及第二检测部51b检测电量及电流方向。另外，第一电压调整部52a及第二电压调整部52b与电流调整部52不同，使用电压值生成输出信号电平G11、G12、G21、G22。进而，第一电压设定部50a及第二电压设定部50b与电流设定部50不同，分别将电压值输出到第一电压调整部52a及第二电压调整部52b。直流/交流系统互连装置1a、1b的其它结构是与图1所示的直流/交流系统互连装置1相同的结构。即，作为图1所示的直流/交流系统互连装置1，设置直流/交流系统互连装置1a，代替蓄电池LD，设置有与直流/交流系统互连装置1相同的直流/交流系统互连装置1b。
电量指示部102设定第一电压设定部50a及第二电压设定部50b的电压设定值，以使第一检测部51a或第二检测部51b检测到电流方向(相当于电力的移动方向)和检测到的电量成为电量指示部102指示的电流方向(相当于电力的移动方向)和电量。
第一电压设定部50a将从电量指示部102输入的移动电量、即作为在直流电力线103中移动的电力的移动方向F/B的电流方向F/B和与移动电量对应的电压设定值V1输出到第一电压调整部52a。同样，第二电压设定部50b将从电量指示部102输入的移动电量、即作为在直流电力线103中移动的电力的移动方向F/B的电流方向F/B和与移动电量对应的电压设定值V2输出到第二电压调整部52b。该电压设定值V1和电压设定值V2的电压差相当于移动的电量。
第一电压调整部52a基于从电量指示部102指示的电流方向F/B及移动电量以及第一检测部检测到的电流方向F/B及移动电量，生成第一双向开关电路用的第二控制信号G11、G12并将其输出到第一控制部20a。例如，如图14所示，第一电压调整部52a输出例如对应于图5所示的信号电平G1、G2的第二控制信号G11、G12。另外，第二电压调整部52b基于从电量指示部102指示的电流方向F/B及移动电量以及第二检测部51b检测到的电流方向F/B及移动电量，生成第二双向开关电路用的第二控制信号G21、G22并将其输出到第二控制部20b。例如，如图15所示，第二电压调整部52b输出例如对应于图5所示的信号电平G1、G2的第二控制信号G21、G22。
如图16所示，第二控制信号G11、G12增减通过第一控制部20a的虚拟DC/DC变换处理而生成的在规定开关周期中的平均直流电压(与第一直流电相应的直流电压)Vave1。另外，第二控制信号G21、G22增减通过第二控制部20b的虚拟DC/DC变换处理而生成的在规定开关周期中的平均直流电压(与第二直流电相应的直流电压)Vave2。在此，移动电量与平均直流电压Vave2和平均直流电压Vave1的电压差的绝对值成比例。因此，在使电力沿电流方向F、即从三相交流电源PS1向三相交流电源PS2移动的情况下，只要使平均直流电压Vave1与平均直流电压Vave2相比相对较大即可。另一方面，在使电力沿电流方向B、即从三相交流电源PS2向三相交流电源PS1移动的情况下，只要使平均直流电压Vave2与平均直流电压Vave1相比相对较大即可。此外，图13所示的Vr是直流电力线103中的实际的直流电压，为|Vr|＝|Vave1－Vave2|。
例如，电量指示部102将第二电压设定部50b的电压设定值V2固定(设定为中间值)，生成所需要的电流方向及移动电量，为此，对于第一电压设定部50a，增减电压设定值V1。此时，电量指示部102经由第一检测部51a检测移动电量。电量指示部102在检测到的移动电量到达目标值的情况下，将电压设定值V1固定，由此，决定第二控制信号G11、G12及第二控制信号G21、G22。另一方面，电量指示部102在检测到的移动电量未到达目标值的情况下，根据电流方向将电压设定值设定为最大或最小。
具体而言，在使所希望的移动电量沿电流方向F移动的情况下，电量指示部102将电压设定值V2固定在中间值，使电压设定值V1比电压设定值V2大。在此，电量指示部102基于第一检测部的检测结果，如果能够得到所希望的移动电量，则决定为与该电压设定值V1、V2对应的第二控制信号G11、G12及第二控制信号G21、G22。另一方面，电量指示部102在无法得到所希望的移动电量的情况下，即，即使使电压设定值V1最大也无法得到所希望的移动电量的情况下，将电压设定值V2固定在最小，对电压设定值V1进行增减变更。
另外，在使所希望的移动电量沿电流方向B移动的情况下，电量指示部102将电压设定值V1固定在中间值，使电压设定值V2比电压设定值V1大。在此，电量指示部102基于第二检测部51b的检测结果，如果能够得到所希望的移动电量，则决定为与该电压設置值V1、V2对应的第二控制信号G11、G12及第二控制信号G21、G22。另一方面，电量指示部102在无法得到所希望的移动电量的情况下，即，即使使电压设定值V2最大也无法得到所希望的移动电量的情况下，将电压设定值V1固定在最小，对电压设定值V2进行增减变更。
即，电量指示部102可以并非同时调整第一电压设定部50a和第二电压设定部50b，而是仅对对任意一方进行可变控制。通过这样控制，能够防止实际的移动电量不能纳入由电量指示部102指示的移动电量的现象(所谓波动现象)。但是，只要不产生波动现象，则也可以同时调整第一电压设定部50a和第二电压设定部50b。如果能够同时调整第一电压设定部50a和第二电压设定部50b，则能够使实际的移动电量迅速地接近由电量指示部102指示的移动电量。
此外，在上述的实施方式中，使用第一电压设定部50a及第二电压设定部50b进行了所希望移动电量的移动，但仅通过第一电压设定部50a进行的电压调整、或仅通过第二电压设定部50b进行的电压调整，也可以使所希望的移动电量向所希望的电流方向移动。
由此，不经由蓄电池LD等能量蓄积功能，也可以进行第一三相交流电源PS1和第二三相交流电源PS2之间的电量的移动。
此外，图13所示的交流/交流系统互连装置100将两个直流/交流系统互连装置1a、1b进行直流连结，但也可以如图17所示，将三个直流/交流系统互连装置1a、1b、1c例如放射状地进行直流连结。该情况下，电量指示部102基于第一～第三电力检测部101a～101c检测到的电量，向各直流/交流系统互连装置1a～1c侧指示在各三相交流电源PS1～PS3间移动的电量。
在此，在图1中说明的实施方式中，电流检测部51、电流调整部52、电流设定部50以电流为对象，检测、控制移动电量和作为移动方向的电流方向。另一方面，在图13中说明的实施方式中，第一检测部51a、第二检测部51b、第一电压设定部50a、第二电压设定部50b、第一电压调整部52a、第二电压调整部52b以电压为对象，检测、控制移动电量和作为移动方向的电流方向。但是，本发明只要能够检测、控制移动电量和作为移动方向的电流方向即可，因此，检测对象和控制对象可以只是电流，也可以是电流和电压。
符号说明
1、1a、1b、1c 直流/交流系统互连装置
10 双向开关电路
10a 第一双向开关电路
10b 第二双向开关电路
20 控制部
20a 第一控制部
20b 第二控制部
21 同步信号检测部
22 第一载波波形图形产生部
23 相位信息生成部
24 第二载波波形图形产生部
27 反相器
28 开关控制部
30、104 电抗器
40 输入电容器
41～43 电容器
50 电流设定部
50a 第一电压设定部
50b 第二电压设定部
51 电流检测部
51a 第一检测部
51b 第二检测部
52 电流调整部
52a 第一电压调整部
52b 第二电压调整部
100 交流/交流系统互连装置
101a、101b、101c 电力检测部
102 电量指示部
103 直流电力线
CP P线比较器
CN N线比较器
LD 蓄电池
PS、PS1～PS3 三相交流电源
G1、G2 信号电平
G11、G12 第一双向开关电路用的第二控制信号
G21、G22 第二双向开关电路用的第二控制信号
SW 双向开关组
SRP、SSP、STP、SRN、SSN、STN 双向开关

Claims (9)

1.一种直流/交流系统互连装置，是可以相互且直接进行三相交流电和直流电之间的电力变换的直流/交流系统互连装置，其特征在于，具备：
双向开关电路，其设置于三相交流电源和直流电源之间，在所述三相交流电源和所述直流电源之间进行开启/关闭；
控制部，其生成所述双向开关电路的开关图形，以便以规定的开关周期与多个模式相对应地生成具有根据各模式为不同的图形的第一载波波形图形，所述多个模式是根据所述三相交流电中各相电压的大小关系区分出的多个模式，且在所述规定开关周期内，根据所述第一载波波形图形和基于所述三相交流电的各相的电压生成的第一控制信号，进行求得从所述三相交流电中选择两相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，并且，与通过该虚拟AC/DC变换处理而求出的所述多个线间电压产生区间对应地生成根据所述多个模式而不同的第二载波波形图形，对在所述多个线间电压产生区间选择的两相的线间电压，根据生成的所述第二载波波形图形和基于所述直流电的相的第二控制信号，进行与所述多个模式相对应的不同的虚拟DC/DC变换处理；
电流设定部，其输入表示流经所述直流电源和所述双向开关电路之间的电流的电流方向和电流量的电流设定值；
电流检测部，其检测流经所述直流电源和所述双向开关电路之间的电流的电流方向和电流量；以及
电流调整部，其生成以所述电流检测部检测到的电流方向和电流量成为所述电流设定值的方式使信号电平变动的所述第二控制信号。
2.根据权利要求1所述的直流/交流系统互连装置，其特征在于，
在将所述三相交流电向所述直流电进行变换时，所述电流调整部生成相比所述直流电的相间电压，增大通过在所述控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的平均直流电压，同时，根据所述直流电的相间电压和所述平均直流电压的电压差的大小来调整电流量的所述第二控制信号，
在将所述直流电向所述三相交流电进行变换时，所述电流调整部生成相比所述直流电的相间电压，减小所述平均直流电压，同时，根据所述直流电的相间电压和所述平均直流电压的电压差的大小来调整电流量的所述第二控制信号。
3.根据权利要求2所述的直流/交流系统互连装置，其特征在于，
具备反相部，其将所述第二控制信号设为正的第二控制信号，生成将所述正的第二控制信号反转后的负的第二控制信号，
所述平均直流电压的大小与所述正的第二控制信号的信号电平和所述负的第二控制信号的信号电平的差相对应。
4.根据权利要求1所述的直流/交流系统互连装置，其特征在于，
所述控制部识别所述三相交流电中的最大电压相、最小电压相及中间电压相，将所述多个线间电压产生区间分为与中间电压相及最小电压相对应的第一区间、与最大电压相及最小电压相对应的第二区间、与最大电压相及中间电压相对应的第三区间而进行求取。
5.根据权利要求1所述的直流/交流系统互连装置，其特征在于，
所述第二载波波形图形具有横跨所述多个线间电压产生区间中连续的两个区间、电平变化的图形。
6.根据权利要求1所述的直流/交流系统互连装置，其特征在于，
所述第二载波波形图形在将各所述多个线间电压产生区间中的两个电压相中电压值大的电压相设为正侧相，将各所述多个线间电压产生区间中的两个电压相中电压值小的电压相设为负侧相时，在所述线间电压产生区间切换时正侧相或负侧相存在共通的相的情况下，具有横跨切换的两个所述线间电压产生区间、电平连续的图形，在所述线间电压产生区间切换时正侧相和负侧相之间存在反转的相的情况下，具有在切换的两个所述线间电压产生区间的边界、电平呈锯齿状变化的图形。
7.一种交流/交流系统互连装置，是进行三相交流电源间的电力变换的交流/交流系统互连装置，其特征在于，具备：
第一双向开关电路，其由开关进行第一三相交流电源侧的第一三相交流电和第一直流电之间的相互电力变换；
第二双向开关电路，其由开关进行第二三相交流电源侧的第二三相交流电和第二直流电之间的相互电力变换；
直流电力线，其与所述第一双向开关电路及所述第二双向开关电路连接，进行所述第一直流电和所述第二直流电之间的电力移动；
第一控制部，其控制所述第一双向开关电路的开关；
第二控制部，其控制所述第二双向开关电路的开关；
电量检测部，其检测流经所述第一双向开关电路和所述第二双向开关电路之间的电流的电流方向和移动的电量；
电量指示部，其指示在所述第一三相交流电源和所述第二三相交流电源之间移动的电量和电流方向，其中，
所述第一控制部生成所述第一双向开关电路的开关图形，所述第二控制部生成所述第二双向开关电路的开关图形，以使所述电量检测部检测到的所述电流方向和检测到的电量成为由所述电量指示部指示的电流方向和电量，
所述交流/交流系统互连装置还具备：
第一电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第一双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第一控制部；以及
第二电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第二双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第二控制部，其中，
在经由所述直流电力线从所述第一双向开关电路向所述第二双向开关电路进行电力移动的情况下、所述第一电压调整部在将所述第一三相交流电向所述第一直流电进行变换时，生成相比与所述第二直流电对应的直流电压，增大通过在所述第一控制部的虚拟DC/DC变换处理而生成的规定开关周期的第一平均直流电压，同时，根据与所述第二直流电对应的直流电压和所述第一平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第一双向开关电路用的第二控制信号，
及/或，所述第二电压调整部在将所述第二三相交流电向所述第二直流电进行变换时，生成相比与所述第一直流电对应的直流电压，减小通过在所述第二控制部的虚拟DC/DC变换处理而生成的规定开关周期的第二平均直流电压，同时，根据与所述第一直流电对应的直流电压和所述第二平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第二双向开关电路用的第二控制信号。
8.根据权利要求7所述的交流/交流系统互连装置，其特征在于，
所述第一控制部生成所述第一双向开关电路的开关图形，以便以规定的开关周期与多个模式相对应地生成具有根据各模式为不同的图形的所述第一双向开关电路用的第一载波波形图形，所述多个模式是根据所述第一三相交流电源中各相电压的大小关系区分出的多个模式，且
在所述规定开关周期内，根据所述第一双向开关电路用的第一载波波形图形和基于所述第一三相交流电源的相的第一双向开关电路用的第一控制信号，进行求得从所述第一三相交流电源中选择两相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，对应通过该虚拟AC/DC变换处理而求出的所述多个线间电压产生区间，生成根据所述多个模式而不同的所述第一双向开关电路用的第二载波波形图形，对在所述多个线间电压产生区间选择的两相的线间电压，根据生成的所述第一双向开关电路用的第二载波波形图形和基于所述第一直流电的相的所述第一双向开关电路用的第二控制信号，进行与所述多个模式相对应的不同的虚拟DC/DC变换处理，
所述第二控制部生成所述第二双向开关电路的开关图形，以便以规定的开关周期与多个模式相对应地生成具有根据各模式为不同的图形的所述第二双向开关电路用的第一载波波形图形，所述多个模式是根据所述第二三相交流电源中的各相的电压的大小关系区分出的多个模式，且在所述规定开关周期内，根据所述第二双向开关电路用的第一载波波形图形和基于所述第二三相交流电源的相的第二双向开关电路用的第一控制信号，进行求得从所述第二三相交流电源中选择两相的多个线间电压产生区间的虚拟AC/DC变换处理，对应通过该虚拟AC/DC变换处理而求出的所述多个线间电压产生区间，生成根据所述多个模式而不同的所述第二双向开关电路用的第二载波波形图形，对在所述多个线间电压产生区间选择的两相的线间电压，根据生成的所述第二双向开关电路用的第二载波波形图形和基于所述第二直流电的相的所述第二双向开关电路用的第二控制信号，进行与所述多个模式相对应的不同的虚拟DC/DC变换处理。
9.根据权利要求8所述的交流/交流系统互连装置，其特征在于，还具备：
第一电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第一双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第一控制部；以及，
第二电压调整部，其基于由所述电量指示部指示的电流方向及电量以及所述电量检测部检测到的所述电流方向及所述电量，生成所述第二双向开关电路用的第二控制信号并将其输出到所述第二控制部，其中，
在经由所述直流电力线从所述第二双向开关电路向所述第一双向开关电路进行电力移动的情况下、所述第一电压调整部在将所述第一三相交流电向所述第一直流电进行变换时，生成相比与所述第二直流电对应的直流电压，减小通过在所述第一控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的第一平均直流电压，同时，根据与所述第二直流电对应的直流电压和所述第一平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第一双向开关电路用的第二控制信号，
及/或，所述第二电压调整部在将所述第二三相交流电向所述第二直流电进行变换时，生成相比与所述第一直流电对应的直流电压，增大通过在所述第二控制部的所述虚拟DC/DC变换处理而生成的所述规定开关周期的第二平均直流电压，同时，根据与所述第一直流电对应的直流电压和所述第二平均直流电压的电压差的大小来调整电压量的所述第二双向开关电路用的第二控制信号。
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