CN102598497A

CN102598497A - 三相整流器

Info

Publication number: CN102598497A
Application number: CN2010800283015A
Authority: CN
Inventors: 一木敏
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2009-06-26
Filing date: 2010-06-28
Publication date: 2012-07-18
Anticipated expiration: 2030-06-28
Also published as: US8817505B2; AU2010263537B2; AU2010263537A1; JP4687824B2; EP2448101A1; JP2011030409A; US20120106213A1; WO2010150909A1; EP2448101B1; CN102598497B; EP2448101A4

Abstract

一种三相整流器，其将由三相交流电源供给的三相交流电力转换为直流电力，所述三相整流器具备：全波整流电路，其将所述三相交流电力整流为直流电力；双向开关电路，其打开/关闭自所述三相交流电源至所述全波整流电路的各相输入；及控制单元，其检测所述三相交流电源的各相的电压，基于各相的检测电压，生成用于打开/关闭所述双向开关电路的各相开关方式，并基于所生成的开关方式，对所述双向开关电路进行开关控制。

Description

三相整流器

技术领域

本发明涉及一种将三相交流电力转换为直流电力的三相整流器。

背景技术

以往作为将三相交流电力转换为直流电力的方式，通常使用三相全波整流方式。然而，在三相全波整流方式中，各相的电位在一周期间成为其他两相的电位的中间电位的情况，以60°区间宽度有两次，此区间为无电流流通的不导通区间，因此，输入电流为包含高次谐波电流的波形。并且，其直流电压追随输入线间电压的最大电压，因此呈脉动地波形。

作为减少输入的不导通区间以减少高次谐波电流的所谓的被动方法，使用下述手段：在输入端连接大容量的电抗器以蓄积电力并在不导通区间释放出，由此来减少不导通区间。另外，作为减少输入不导通区间的所谓的主动方法，使用下述手段：使用半导体构成PFC电路或PWM整流电路，用小容量的电抗器补偿输入不导通区间。另外，在除去直流电压波动的方法中，被动和主动方法均是将大容量的电容器连接至直流侧来进行。

在现有方法中，被动方式需要蓄积电力。在此方式中，蓄积电力需要大容量的电抗器和电容器，因此存在价格高昂且电路规模大型化的问题。

另一方面，在主动方式中，由于通常会检测直流电压来控制输入电流，因此需要直流电压稳定，且需要考虑到负载变动或输入电压变动带来的直流电压变动，来选择作为电力蓄积要素的直流中间电容器，因此，存在其容量的小型化有局限性的问题。另外，由于控制较为复杂，且仅有升压功能，因此负载耐压要使用较大的直流中间电容器，所以存在价格高昂的问题。

作为上述以外的主动方式中所使用的电流型三相降压型整流器，公知有例如专利文献1、2。在专利文献1中，通过由自消弧开关元件来构成电流型的降压转换器，并将通过全脉冲关闭或短路脉冲而使直流电压为0的区间插入至整流器输出，由此使直流电压平滑化并减少高频电流。在专利文献2中，提出了将此方式的直流电抗器小型化的方案。然而，在这些方式中，并未试图使直流电压为稳定电压，无法完全消除电源频率分量，因此存在下述问题：用于吸收电源频率分量的电抗器和电容器的容量必须为与电源频率(例如50Hz)对应的一定大小以上。

(专利文献)

专利文献1：日本特开昭59-139868号公报

专利文献2：日本特开2005-143212号公报

发明内容

[发明所要解决的问题]

本发明是鉴于上述问题而完成的，目的在于提供一种即便在使用小容量的电容器或电抗器时也可减少直流电压的脉动或输入电流的高次谐波的降压型三相整流器。

[解决问题的技术手段]

为了解决所述课题，达成目的，本发明提供一种三相整流器，其将由三相交流电源供给的三相交流电力转换为直流电力，所述三相整流器的特征在于具备：全波整流电路，其将所述三相交流电力整流为直流电力；双向开关电路，其打开/关闭自所述三相交流电源至所述全波整流电路的各相输入；及控制单元，其检测所述三相交流电源的各相的电压，基于各相的检测电压，生成用于打开/关闭所述双向开关电路的各相开关方式，并基于所生成的开关方式，对所述双向开关电路进行开关控制。

并且，根据本发明的优选形态，所述各相的开关模式具有预定的开关周期，

所述控制单元检测所述三相电源的各相的电压的最大电位相、中间电位相及最小电位相，对于最大电位相和最小电位相生成的开关方式为：打开时间与各电位成比例，并在所述开关周期内至少一者为打开，对于中间电位相生成总是打开的开关方式。

并且，根据本发明的优选形态，所述三相交流电源与所述双向开关电路之间连接电容器。

并且，根据本发明的优选形态，所述全波整流电路与负载之间连接直流电抗器。

并且，根据本发明的优选形态，所述控制单元根据各相的电压的大小关系而区分为多个模式，在各模式下按各相生成不同的开关方式，所述开关方式在所有模式下的同一相具有相同的规律性。

并且，根据本发明的优选形态，所述各相的开关方式具有预定的开关周期，所述控制单元在各开关周期内加入至少两个相关闭的期间。

并且，根据本发明的优选形态，所述控制单元在其中一相的开关方式中插入0电压。

(发明的效果)

本发明的三相整流器将由三相交流电源供给的三相交流电力转换为直流电力，所述三相整流器具备：全波整流电路，其将所述三相交流电力整流为直流电力；双向开关电路，其打开/关闭自所述三相交流电源至所述全波整流电路的各相输入；及控制单元，其检测所述三相交流电源的各相的电压，基于各相的检测电压，生成用于打开/关闭所述双向开关电路的各相开关方式，并基于所生成的开关方式，对所述双向开关电路进行开关控制；因此具有下述效果：能够提供一种即便在使用小容量的电容器或电抗器时也可减少直流电压的脉动或输入电流的高次谐波的三相整流器。

附图说明

图1是表示应用了本实施方式的降压型三相整流器的电力转换装置的一构成示例的图。

图2是表示双向开关电路的一个相的开关的构成示例的电路图。

图3是表示开关方式产生器的构成示例的方块图。

图4是表示在通过开关方式产生器生成开关方式时所使用的锯齿状波1、2的波形示例的图。

图5是表示图3的方式信号产生器的构成示例的电路图。

图6是表示图3的相电压判别器的构成示例的图。

图7是用于说明R相电压、S相电压、T相电压的各区间的图。

图8是表示R、S、T相控制电压ka、kb、kc、锯齿状波1、2及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图9是表示图1的电路的直流电压和直流电流的模拟结果的图。

图10是表示双向开关电路的另一构成示例的电路图。

图11-1是表示模式I、II下的实施方式1中的R、S、T相控制电压ka、kb、kc、锯齿状波1、2及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图11-2是表示模式III、IV下的实施方式1中的R、S、T相控制电压ka、kb、kc、锯齿状波1、2及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图11-3是表示模式V、VI下的实施方式1中的R、S、T相控制电压ka、kb、kc、锯齿状波1、2及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图12是表示实施方式2的开关方式产生器的一示例的方块图。

图13是表示通过锯齿状波产生器生成的锯齿状波1、2的波形示例的图。

图14是表示相电压判别器的构成示例的图。

图15是表示方式信号产生器的构成示例的图。

图16是表示模式II、V下的调制波形、锯齿状波及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图17是表示模式I、IV下的调制波形、锯齿状波及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图18是表示模式III、VI下的调制波形、锯齿状波及R、S、T相脉冲的一示例的图。

图19是表示在实施方式1的电路构成中输入电容器＝3μF、开关频率＝20kHz时的模拟结果的图。

图20是表示在实施方式1的电路构成中输入电容器＝9μF、开关频率＝50kHz时的模拟结果的图。

图21是表示在实施方式2的电路构成中输入电容器＝3μF、开关频率＝20kHz时的模拟结果的图。

图22是表示双向开关电路的另一构成示例的电路图。

[符号的说明]

1 三相交流电源

2 直流电抗器

3 双向开关电路

4 全波整流电路

5 开关方式产生器

6 驱动电路

7 负载

8 三相电抗器

9 输入电容器

11 方式信号产生器

12 电压设定器

13 相电压判别器

14R～14T、15R～15T 比较器

16R～16T、17R～17T、18R～18T AND电路

19R～19T OR电路

51 方式信号产生器

52 相电压判别器

53 直流电压设定器

54 锯齿状波产生器

55-1～55-3 比较器

56-1、56-2 NOT电路

57-1、57-2 OR电路

58-1、58-2 NOT电路

59-1、59-2 AND电路

60R～60T AND电路

60S～60T OR电路

61～61T NAND电路

62R～62T AND电路

63R～63T R电路

61 AND电路

具体实施方式

以下，参照图式来详细说明本发明。另外，本发明并不限定于此实施方式。并且，在本发明中具有通常知识的人员容易想到或实质相同的技术方案也包含在下述实施方式的构成要素中。

(实施方式1)

[三相整流器的构成示例]

图1是表示应用了实施方式1的降压型三相整流器的电力转换装置的一构成示例的图。如图1所示，本实施方式的电力转换装置具备：三相交流电源1，其产生R、S、T相电压；与三相交流电源1的输出侧连接的三相电抗器8和输入电容器9；全波整流电路4，其将三相电压整流为直流电压，具备6个整流管；双向开关电路3，其打开/关闭全波整流电路4的各相的输入；开关方式产生器5，其检测三相的相电压，生成双向开关电路3的开关方式；驱动电路6，其基于通过开关方式产生器5生成的开关方式，对双向开关电路3的开关元件进行开关控制；与全波整流电路4的输出侧连接的直流电抗器2和电容器10；及负载7，其与电容器10并联并被供给直流电力。

在上述构成中，开关方式产生器5和驱动电路6作为控制单元发挥以下功能，检测三相交流电源3的各相的电压，基于各相的检测电压，生成用于打开/关闭双向开关电路3的各相开关方式，并基于所生成的开关方式，对双向开关电路3进行开关控制。

图2是表示双向开关电路3的一个相的开关的构成示例的电路图。示于此图中的双向开关电路3由于是由整流管和IGBT等开关元件所构成的公知电路，所以省略对双向开关电路3的详细说明。

(开关方式产生器的构成示例)

图3是表示开关方式产生器5的一示例的方块图。图4是表示在通过开关方式产生器5生成开关方式时所使用的锯齿状波1、2的波形示例的图。图5是表示开关方式产生器5的方式信号产生器11的构成示例的电路图。图6是表示开关方式产生器5的相电压判别器13的构成示例的图。

开关方式产生器5为了抑制直流电压的脉动和输入电流的高次谐波而生成如下所说明的相双向开关电路3的开关方式(R、S、T相脉冲)。开关方式产生器5在开关周期的开始等预定的定时，分别检测三相交流电源1的各相的电压的最大电位相、中间电位相及最小电位相，对于最大电位相和最小电位相生成的开关方式为：打开时间与各电位成比例，并在开关周期T内至少一者为打开，对于中间电位相生成总是打开的开关方式(参照下述图8)。另外，将开关周期T设定为相对于电源频率(例如50Hz)充分短的周期(例如1/100kHz＝10μsec)。

如图3所示，开关方式产生器5具备方式信号产生器11、电压设定器12、相电压判别器13、比较器14R～T、比较器15R～T、AND电路16R～T、AND电路17R～T、AND电路18R～T及OR电路19R～T。

电压设定器12对方式信号产生器11设定根据直流电压设定值(欲降低的目标电压)而定的直流电压设定增益k(其中k＝0.5～1)。

方式信号产生器11将R、S、T相电压a、b、c分别规格化成-1～+1之后，运算R、S、T相电压a、b、c与由电压设定器12输入的直流电压设定增益k(0.5～1)的积，并作为R相、S相、T相的控制电压ka、kb、kc输出。

相电压判别器13对R、S、T相电压a、b、c进行比较，对每一相电压为最大、最小或中间进行判断，并分别输出R、S、T相的最大判定信号(最大时为“1”，非最大时为“0”)、最小判定信号(最小时为“1”，非最小时为“0”)、中间判定信号(中间时为“1”，非中间时为“0”)。

比较器14R～T分别对R相、S相、T相控制电压ka、kb、kc与锯齿状波1(参照图4)进行比较，并输出比较信号。比较器15R～T分别对R相、S相、T相控制电压ka、kb、kc与锯齿状波2(参照图4)进行比较，并输出比较信号。AND电路16R～T分别进行比较器14R～T的比较信号与R、S、T相最大判定信号的AND运算。AND电路17R～T分别进行比较器15R～T的比较信号与R、S、T相最小判定信号的AND运算。AND电路18R～T分别进行定值“1”与R、S、T相中间判定信号的AND运算。OR电路19R～T分别对AND电路16R～18R的输出、AND电路16S～18S的输出及AND电路16T～18T的输出进行OR运算，并作为最终的R、S、T相脉冲(开关方式)输出至驱动电路6。

下面对R相的相关动作进行说明。比较器14R对由方式信号产生器11输入的R相控制电压ka与锯齿状波1进行比较，并将比较信号(R相控制电压ka＞锯齿状波1时为“1”，R相控制电压ka≤锯齿状波1时为“0”)输出至AND电路16R。AND电路16R进行由比较器14R输入的比较信号与R相最大判定信号的AND运算，并输出至OR电路19R。

比较器15R对锯齿状波2与由方式信号产生器11输入的R相控制电压ka进行比较，并将比较信号(锯齿状波2＞R相控制电压ka时为“1”，锯齿状波2≤R相控制电压ka时为“0”)输出至AND电路17R。AND电路17R进行由比较器15R输入的比较信号与R相最小判定信号的AND运算，并输出至OR电路19R。

AND电路18R进行固定信号“1”与R相中间判别信号的AND运算，并输出至OR电路19R。OR电路19R对AND电路16R～18R的输出进行OR运算，并作为最终的R相脉冲输出。

下面对S相的相关动作进行说明。比较器14S对由方式信号产生器11输入的S相控制电压kb与锯齿状波1进行比较，并将比较信号(S相控制电压kb＞锯齿状波1时为“1”，S相控制电压ka≤锯齿状波1时为“0”)输出至AND电路16S。AND电路16S进行由比较器14S输入的比较信号与S相最大判定信号的AND运算，并输出至OR电路19S。

比较器15S对锯齿状波2与由方式信号产生器11输入的S相控制电压kb进行比较，并将比较信号(锯齿状波2＞S相控制电压kb时为“1”，锯齿状波2≤S相控制电压kb时为“0”)输出至AND电路17S。AND电路17S进行由比较器15S输入的比较信号与S相最小判定信号的AND运算，并输出至OR电路19S。

AND电路18S进行固定信号“1”与S相中间判别信号的AND运算，并输出至OR电路19S。OR电路19S对AND电路16S～18S的输出进行OR运算，并作为最终的S相脉冲输出。

下面对T相的相关动作进行说明。比较器14T对由方式信号产生器11输入的T相控制电压kc与锯齿状波1进行比较，并将比较信号(T相控制电压kc＞锯齿状波1时为“1”，T相控制电压kc≤锯齿状波1时为“0”)输出至AND电路16T。AND电路16T进行由比较器14T输入的比较信号与T相最大判定信号的AND运算，并输出至OR电路19T。

比较器15T对锯齿状波2与由方式信号产生器11输入的T相控制电压kc进行比较，并将比较信号(锯齿状波2＞S相控制电压kc时为“1”，锯齿状波2≤T相控制电压kc时为“0”)输出至AND电路17T。AND电路17T进行由比较器15T输入的比较信号与T相最小判定信号的AND运算，并输出至OR电路19T。

AND电路18T进行固定信号“1”与T相中间判别信号的AND运算，并输出至OR电路19T。OR电路19T对AND电路16T～18T的输出进行OR运算，并作为最终的T相脉冲输出。

如图5所示，方式信号产生器11具备乘法计算器30R、30S、30T，其分别对R、S、T相电压a、b、c与由电压设定器12输出的直流电压控制增益k进行乘法计算，并分别输出R相、S相、T相控制方式ka、kb、kc。

如图6所示，相电压判别器13具备：比较器40R、40S、40T；AND电路41R、41S、41T；AND电路42R、42S、42T；及NOR电路43R、43S、43T。

比较器40R对R相电压a与S相电压b进行比较，并将比较信号(R相电压a＞S相电压b时为“1”，R相电压a≤S相电压b时为“0”)输出至AND电路41R、42S、41T、42T。比较器40S对S相电压b与T相电压c进行比较，并将比较信号(S相电压b＞T相电压c时为“1”，R相电压a≤T相电压c时为“0”)输出至AND电路41R、42R、41S、42T。比较器40T对T相电压c与R相电压a进行比较，并将比较信号(T相电压c＞R相电压a时为“1”，T相电压c≤R相电压a时为“0”)输出至AND电路42R、41S、42S、41T。

AND电路41R将比较器40R的比较信号与比较器40S的比较信号的AND运算结果作为R相最大判定信号输出。AND电路42R将比较器40S的比较信号与比较器40T的比较信号的AND运算结果作为R相最小判定信号输出。AND电路41S将比较器40S的比较信号与比较器40T的比较信号的AND运算结果作为S相最大判定信号输出。AND电路42S将比较器40T的比较信号与比较器40R的比较信号的AND运算结果作为S相最小判定信号输出。AND电路41T将比较器40T的比较信号与比较器40R的比较信号的AND运算结果作为T相最大判定信号输出。AND电路42T将比较器40R的比较信号与比较器40S的比较信号的AND运算结果作为T相最小判定信号输出。

NOR电路43R将R相最大判定信号与R相最小判定信号的NOR运算结果作为R相中间判定信号输出。NOR电路43S将S相最大判定信号与S相最小判定信号的NOR运算结果作为S相中间判定信号输出。NOR电路43T将T相最大判定信号与T相最小判定信号的NOR运算结果作为T相中间判定信号输出。

[根据实施方式1降低直流电压的脉动和输入电流的高次谐波的原理]

接着，说明本实施方式中的降低直流电压的脉动和输入电流的高次谐波的原理。在本实施方式中，通过利用开关方式产生器5和驱动电路6如下地对双向开关电路3进行开关，来降低直流电压的脉动和输入电流的高次谐波。图7是用于说明R相电压、S相电压、T相电压的各区间的图。图8是表示R、S、T相控制电压ka、kb、kc、锯齿状波1、2及R、S、T相脉冲(开关方式)的一示例的图。

首先，就直流电压进行说明。在图7中，三相交流电压根据R相电压、S相电压、T相电压的大小关系而区分为6个模式(区间)I～VI。分别进行如下区分：R＞T＞S为模式I，R＞S＞T为模式II，S＞R＞T为模式III，S＞T＞R为模式IV，T＞S＞R为模式V，T＞R＞S为模式VI。

此处，就区间II中R相为最大、S相为中间、T相为最小的情况进行说明。R相电压a、S相电压b、T相电压c如上所述，相电压被规格化成“-1”和“1”之间。直流电压设定增益k如上所述，是在电压设定器12中根据直流电压设定值而定的增益，为0.5～1间的常数。直流电压设定增益k在方式信号产生器11中与R相电压a、S相电压b、T相电压c进行乘法计算，计算出的R相控制电压ka、S相控制电压kb、T相控制电压kc为与锯齿状波1、2相交的波形(参照图8)。

在图8中，T表示开关周期，x表示R相脉冲宽度，y表示S相脉冲宽度，z表示T相脉冲宽度。区间1、2、3的直流电压分别为区间1电压＝ST间电压＝b-c、区间2电压＝RT间电压＝a-c、区间3电压＝RS间电压＝a-b。区间1的宽度为T-x，区间2的宽度为x-(T-z)＝x+z-T，区间3的宽度为T-z。另一方面，R相脉冲宽度x根据T∶x＝1∶ka而为x＝kaT，T相脉冲宽度z根据T∶z＝1∶-kc而为z＝-kcT。因此，区间1的宽度为T-x＝T-kaT＝T(1-ka)，区间3的宽度为T-z＝T-(-kcT)＝T(1+kc)，区间2的宽度为x+z-T＝kaT+(-kcT)-T＝T(ka-kc-1)。

开关周期T的直流电压的平均值是分别在各区间内用区间宽度乘以直流电压，再分别相加，然后用开关周期T来除，可如下表示。

开关周期T的电压的平均值＝{(b-c)×T×(1-ka)+(a-c)×T×(ka-kc-1)+(a-b)×T×(1+kc)}/T

＝k(a²+c²)-kb(a+c)

此处，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则

＝k(a²+b²+c²)

并且，根据交流理论，a²+b²+c²＝3/2，可得出

＝k×3/2

另外，所述开关周期T的电压的平均值是基于相电压来表示的。

因此，直流电压的开关区间的平均值是固定的，为直流电压设定增益k×3/2，与锯齿状波1、2相比较的直流电压设定增益k成比例。因此，通过选择直流电压设定增益k，可控制降压而获得的直流电压的大小。此处，为使R相脉冲与T相脉冲在开关周期T中两者均为打开，而直流电压设定增益k的最小值为0.5，为使R相控制电压ka、S相控制电压kb、T相控制电压kc不超过锯齿状波1、2，而直流电压设定增益k的最大值为1。因此，k的可设定范围在0.5～1的范围内。

接着，对输入电流进行说明。R相的输入电流是与R相控制电压ka的时间成比例的正电流。T相的输入电流是与T相控制电压kc的绝对值|kc|成比例的负电流，也就是与T相控制电压kc成比例的电流。S相的输入电流在区间1＝T×(1-ka)中是正电流，在区间3＝T×(1+kc)中是负电流。因此，流过的正电流为T×(1-ka)-T×(1+kc)＝T×(-ka-kc)＝T×k×(-a-c)＝T×k×b，用T除以开关周期T的平均值即为S相控制电压kb。如此一来，R相、S相、T相的电流是与R相控制电压ka、S相控制电压kb、T相控制电压kc成比例的电流，即与输入电压成比例的电流平均地流过。

根据本开关操作的直流电压和输入电流可归纳如下。

(1)开关周期T中的直流电压的平均值为经降压的固定电压值。

(2)开关周期T中的输入电流的平均值按输入电压比被分配。

接着，对输入电流成为正弦波的情况进行说明。将三相交流电压的R相电压设为Vsin(ωt)，将S相电压设为Vsin(ωt+120)，将T相电压设为Vsin(ωt+240)。根据所述(2)，输入电流可普遍性的表示成R相电流为I(t)sin(ωt)，S相电流为I(t)sin(ωt+120)，T相电流为I(t)sin(ωt+240)。其中，I(t)为输入电流的振幅。

此时的输入功率P可如下表示。

P＝Vsin(ωt)×I(t)sin(ωt)+Vsin(ωt+120)×I(t)sin(ωt+120)Vsin(ωt+240)+I(t)sin(ωt+240)＝V×I(t)sin²(ωt)+V×I(t)sin²(ωt+120)+V×I(t)sin²(ωt+240)

＝V×I(t){sin²(ωt)+sin²(ωt+120)+sin²(ωt+240)}

对{ }内进行计算，{ }内为常数3/2，因此

将P＝V×I(t)×3/2变形，得出I(t)＝P/V×2/3

此处，当P固定时，V为固定值，因此I(t)是与时间无关的固定值。即输入电流为正弦波。

(3)在所述(2)的条件下，当功率为固定值时，输入电流为正弦波。

在所述图1的电路中，通过开关方式产生器5和驱动电路6进行所述开关操作，并且在全波整流器4的输出侧连接有除去开关周期T内的直流电压变动的直流电抗器2，因此根据所述(1)，直流电压是固定的。通常，负载在短时间(100msec左右)内可视为固定功率。通过将除去开关周期T内的输入电流变动的输入电容器9连接至双向开关电路3的输入侧，根据所述(3)，输入电流就成为正弦波。

[模拟]

参照图9，对本实施方式的直流电压和直流电流的模拟结果进行说明。图9是表示所述图1的电路的直流电压和直流电流的模拟结果。按照下述条件进行了模拟：在图1的电路中，直流输入电压三相＝200V(线间电压)，作为负载7，负载阻抗＝20Ω，作为输入三相电抗器8，考虑到系统的电抗，为100μH，输入电容器9＝3μF/相，电容器10＝2μF，直流电抗器2＝2mH，开关频率为50kHz，直流电压设定增益k＝0.9。相对于三相电压的全波整流的波动的下限电压(作为直流电压产生的最大电压)为200×2^1/2×(3^1/2/2)＝245V，如图9所示，在本实施方式中，直流电压为理论值的约DC220V，且固定，电压得以降低，并且，直流电流也是固定的，输入电流虽然伴随开关操作会有变动但是仍然呈正弦波形状。另外，所述模拟是基于线间电压而进行的，直流电压和直流电流分别是负载10两端的电压和流入至负载10的电流。

由此可以知道，通过实施方式1的电路构成和开关方式(产生与直流电压对应的固定脉冲方式的方法)能够使输入电流成为降低了其高次谐波的正弦波，并能够使直流电压成为固定电压。输入电容器9和直流电抗器2的目的在于除去开关周期T内的波动电流和电压，因此可为极小的容量，而且通过增大开关频率T可进一步减小其容量。

当负载7上串联有电感器，具有使直流电压固定的功能时，可省去图1的直流电抗器2。并且，当直流输出连接有变换器，存在依赖于载体的波动电流时，安装上除去波动的电容器10即可。当输入系统阻抗较低，开关周期T内的直流电流变动影响到输入系统时，在输入侧连接三相电抗器8即可。因此，在本实施方式中，三相电抗器8和电容器10为任意的构成要素。也就是说，这些电容器和电抗器作用与以往需要其来平滑因电源频率而产生的波动是并不同的。

如上所述，根据实施方式1，可提供一种三相整流器，由于其具备：全波整流电路4，其将三相交流电力整流为直流电力；双向开关电路3，其打开/关闭自三相交流电源1至全波整流电路4的各相输入；及控制单元(开关方式产生器5和驱动电路6)，其检测三相交流电源的各相的电压，基于各相的检测电压，生成用于打开/关闭双向开关电路3的各相开关方式，并基于所生成的开关方式，对双向开关电路3进行开关控制；因此，即便在使用小容量的电容器或电抗器时，也可减少直流电压的脉动或输入电流的高次谐波。

并且，根据实施方式1，各相的开关方式具有预定的开关周期，控制单元检测三相电源的各相的电压的最大电位相、中间电位相及最小电位相，对于最大电位相和最小电位相生成的开关方式为：打开时间与各电位成比例，并在开关周期内至少一者为打开，对于中间电位相生成总是打开的开关方式，因此，能够使输入电流成为降低了其高次谐波的正弦波形状，并能够使直流电压为固定电压。

另外，以往技术是以电源频率(例如50Hz)为对象，而需要大容量的电抗器(例如数+mH)或电容器(例如数百μF)来作为能量蓄积要素，根据实施方式1，能量蓄积要素可以以开关频率(例如100kHz)为对象。也就是说，由于电抗器或电容器的容量仅依赖于开关频率而不依赖于输入频率分量，因此可为极小的容量。并且，现有PFC或PWM转换器需要检测直流电压来控制输入电流，本发明则无需这些。并且，由于PFC或PWM转换器仅为升压功能，因此在400V输入系统中，直流中间电路的电压较高，因而负载的耐压能力也需要较高，根据本实施方式，由于是进行降压，因此可使用耐压能力较低的价格低廉的构件。

另外，本发明并不限定于所述实施方式，作为双向开关电路3，通过将如图10所示的电路连接至图1的e～u上，也能发挥相同的功能。并且，已经说明了在本实施方式中为了生成开关方式而使用锯齿状波的情形，但本发明并不限定于此，只要能满足对最大电压相和最小电压相的限制即可，也可使用例如三角波等载体波形。

(实施方式2)

参照图11-1～图22，对实施方式2的三相整流器进行说明。根据所述实施方式1的三相整流器，即便在使用小容量的电容器或电抗器时，也可减少直流电压的脉动或输入电流的高次谐波。本申请案申请人为了在使用更小容量的电容器或电抗器时也可减少直流电压的脉动或输入电流的高次谐波，而对所述实施方式1的改善点进行了研究。

在所述实施方式1中，通过使如图3所示的电压设定器12的增益k为小于1的值，而将中间电位相(以下称为“中间相”)与最大电位相(以下称为“最大相”)的导通时间及中间相与最小电位相(以下称为“最小相”)的导通时间两者皆扩大(缩小最大相与最小相同时导通的时间)，以降低电压。然而，如果使增益k为较小的值，则在图7的模式的切换处附近，在输入电流中可能会出现钉状的波形，高次谐波电流增大。以下说明其理由(1)、(2)。图11-1～图11-3是表示图7的各模式I～VI下的实施方式1中的R、S、T相控制电压ka、kb、kc、锯齿状波1、2及R、S、T相脉冲的一示例的图。

(1)如果减小增益k，则中间相的导通宽度扩大，因此中间相的电流的流入和流出量增大，中间相的输入电容器的电压变动增加。当中间相的电压变动增大，而与最大相或最小相的电压发生逆转时，中间相不再是中间电位，因此最大相向中间相流通的电流，或中间相向最小相流通的电流就不再流通。此现象即为如图19所示的中间相与最大相和最小相切换时附近的钉状电流波形的原因。

(2)如图11-1～图11-3所示，模式I～VI下的区间电压的R、S、T脉冲的顺序分别是不规律的。例如，区间1电压在模式II下是ST间电压，而在模式III下是RT间电压。如果脉冲顺序不规律，则输入电容器的充放电会变得不均衡，从而成为如图19所示的钉状电流波形的产生原因。

针对这样的问题，在实施方式1的图3中，通过(1)提高电压设定器12的增益k，(2)提高载体频率(开关频率)，(3)增大输入电容器，可解决此问题。然而会出现下述问题：(1)提高k会限定直流电压的降压范围，(2)增大电容器会增加成本，(3)提高频率会增加开关损耗。

因此，在实施方式2中，根据以下方针解决了实施方式1的问题点。

(1)通过设置下述开关区间来进行降压(降低电压而不扩大中间相的导通宽度)，所述开关区间是将全部相(R相、T相、S相)中的至少两个相的双向开关电路关闭，从而全部相都没有电流流过。

(2)通过使所有模式I～VI下的区间电压的脉冲顺序具有规律性(在所有模式下的同一相具有相同的规律性的开关方式)，从而使输入电容器有规律地进行充放电。

根据所述(1)，由于不扩大中间相的导通宽度即可降低直流电压，因此可不增加中间相的输入电容器的电压变动。根据所述(2)，通过使各模式I～VI下的区间电压的脉冲顺序具有规律性，而使得各相的输入电容器均衡地充放电。据此，不提高开关频率即可防止输入电容器充放电时的钉状电流波形。并且，由于中间相的输入电容器的电压变动不会增加，因此可使用小容量的输入电容器。

应用了实施方式2的降压型三相整流器的电力转换装置的整体构成与图1相同。

(开关方式产生器的构成示例)

图12是表示图1的开关方式产生器5的一示例的方块图。图13是表示通过开关方式产生器5生成开关方式时所使用的锯齿状波1、2的波形示例的图。图14是表示开关方式产生器5的相电压判别器52的构成示例的图。图15是表示开关方式产生器5的方式信号产生器51的构成示例的电路图。

本实施方式的开关方式产生器5是基于所述方针生成如图16～图18所示的开关方式(R、S、T相脉冲)。开关方式产生器5在开关周期开始等预定的定时检测三相交流电源1的哪一个相为中间电位相，通过根据检测结果而产生的调制波形和锯齿状波来获得开关方式的打开/关闭定时，以生成开关方式。开关方式产生器5如图12所示，具备：方式信号产生器51；相电压判别器52；直流电压设定器53；锯齿状波产生器54；比较器55-1～55-3；NOT电路56-1、56-2；OR电路57-1、57-2；NOT电路58-1、58-2；AND电路59-1、59-2；AND电路60R、60T；OR电路60S；NAND电路61R～61T；AND电路62R～62T；OR电路63R～63T；及AND电路64。

方式信号产生器51为了使所有模式I～VI下的区间电压的脉冲顺序具有规律性，而计算将输入相电压的峰值规格化为“1”的R相电压规格化信号a、S相电压规格化信号b、T相电压规格化信号c，并输出调制波形1、调制波形2A、调制波形2B、调制波形3。

直流电压设定器53对锯齿状波产生器54设定直流电压设定增益k(其中k≤1)。锯齿状波产生器54输出锯齿状波1和锯齿状波2。相电压判别器52对输入的R相电压规格化信号a、S相电压规格化信号b及T相电压规格化信号c的电位进行比较，判别R相为中间、S相为中间、T相为中间，并分别输出中间判定信号(中间时为“1”，非中间时为“0”)。具体而言，当S相为中间时，输出调制波形1、3，输出锯齿状波1、2(参照图16)。当T相为中间时，输出调制波形1、2A，输出锯齿状波1(参照图17)。当R相为中间时，输出调制波形3、2B，输出锯齿状波2(参照图18)。如此一来，在开关方式产生器5中，根据中间相为哪一相来变更开关方式的生成方法。由此使得在所有模式下相同相的开关方式具有相同的规律性。

由比较器55-1比较调制波形1与锯齿状波1得出的比较信号、与由NOT电路58-1对R相中间信号进行NOT运算得出的输出，由AND电路60R进行AND运算，并作为R相非中间时脉冲输出。

由比较器55-3比较调制波形2B与锯齿状波2得出的比较信号、与由NOT电路58-2对T相中间信号进行NOT运算得出的输出，由AND电路60T进行AND运算，并作为T相非中间时脉冲输出。

由比较器55-2A比较调制波形2A与锯齿状波1得出的比较信号、与由NOT电路56-1对比较器55-1的比较信号进行NOT运算得出的输出，由OR电路57-1进行OR运算。由比较器55-2B比较调制波形2B与锯齿状波2得出的比较信号、与由NOT电路56-2对比较器55-3的比较输出进行NOT运算得出的输出，由OR电路57-2进行OR运算。

由AND电路59-1对由OR电路57-1进行OR运算得出的输出与T相中间信号进行AND运算得出的输出、与由AND电路59-2对由OR电路57-2进行OR运算得出的输出与R相中间信号进行AND运算得出的输出，由OR电路60S进行OR运算，并输出S相非中间时脉冲27。

由NAND电路61R对S相非中间时脉冲与T相非中间时脉冲进行NAND运算得出的输出、与R相中间信号，由AND电路62R进行AND运算，并输出R相中间时脉冲。

由NAND电路61S对R相非中间时脉冲与T相非中间时脉冲进行NAND运算得出的输出、与S相中间信号，由AND电路62S进行AND运算，并作为S相中间时脉冲输出。

由NAND电路61T对R相非中间时脉冲与S相非中间时脉冲进行NAND运算得出的输出、与T相中间信号，由AND电路62T进行AND运算，并作为T相中间时脉冲输出。

比较器65，对锯齿状波1与“0”输入进行比较，并将比较信号作为0电压插入信号输出。

由OR电路63R对R相非中间时脉冲与R相中间时脉冲进行OR运算得出的输出、与0电压插入信号，由AND电路64进行AND运算，并作为R相脉冲输出。由此在R相脉冲中加入关闭双向开关的开关方式(区间4)。

由OR电路63T对T相非中间时脉冲与T相中间时脉冲进行OR运算，并作为T相脉冲输出。相关T相脉冲由于OR电路63T的输出在0电压插入信号期间时为“0”，因此不进行与0电压插入信号之间的运算。

由OR电路63T对S相非中间时脉冲与S相中间时脉冲进行OR运算，并输出S相脉冲。R相脉冲与T相脉冲在0电压插入信号期间时为“0”，S相脉冲即便打开也不会产生直流电压。为了不增加T相的开关次数，而不进行与0电压插入信号之间的运算。

如图13所示，锯齿状波产生器54基于直流电压产生器53的直流电压设定增益k，在为周期T时，输出连接(时间轴kT、增益轴0)与(时间轴0、增益轴1)的直线型锯齿状波1。并且，锯齿状波产生器54基于直流电压设定增益k，输出连接(时间轴0、增益轴0)与(时间轴kT、增益轴1)的直线型锯齿状波2。

如图14所示，相电压判别器52具备：比较器70R、70S、70T；AND电路71R、71S、71T；AND电路72R、72S、72T；及NOR电路73R、73S、73T。

比较器70R对R相电压规格化信号a与S相电压规格化信号b进行比较，并将比较信号(R相电压规格化信号a＞S相电压规格化信号b时为“1”，R相电压规格化信号a≤S相电压规格化信号b时为“0”)输出至AND电路71R、72S、71T、72T。比较器70S对S相电压规格化信号b与T相电压规格化信号c进行比较，并将比较信号(S相电压规格化信号b＞T相电压规格化信号c时为“1”，S相电压规格化信号b≤T相电压规格化信号c时为“0”)输出至AND电路71R、72R、71S、72T。比较器70T对T相电压规格化信号c与R相电压规格化信号a进行比较，并将比较信号(T相电压规格化信号c＞R相电压规格化信号a时为“1”，T相电压规格化信号c≤R相电压规格化信号a时为“0”)输出至AND电路72R、71S、72S、71T。

AND电路71R输出比较器70R的比较信号与比较器70S的比较信号的AND运算结果。AND电路72R输出比较器70S的比较信号与比较器70T的比较信号的AND运算结果。AND电路71S输出比较器70S的比较信号与比较器70T的比较信号的AND运算结果。AND电路72S输出比较器70T的比较信号与比较器70R的比较信号的AND运算结果。AND电路71T输出比较器70T的比较信号与比较器70R的比较信号的AND运算结果。AND电路72T输出比较器70R的比较信号与比较器70S的比较信号的AND运算结果。

NOR电路73R将AND电路71R的输出与AND电路72R的输出的NOR运算结果(中间时为“1”，非中间时为“0”)作为R相中间信号输出。NOR电路73S将AND电路71S的输出与AND电路72S的输出的NOR运算结果(中间时为“1”，非中间时为“0”)作为S相中间信号输出。NOR电路73T将AND电路71T的输出与AND电路72T的输出的NOR运算结果(中间时为“1”，非中间时为“0”)作为T相中间信号输出。

如图15所示，形成各调制波形的方式信号产生器51具备：绝对值电路80R、80S、80T；及三输入加法器81-1、81-2。绝对值电路80R对R相电压规格化信号a的绝对值|a|进行运算，输出调制波形1。绝对值电路80S对S相电压规格化信号b的绝对值|b|进行运算并输出。绝对值电路80T对T相电压规格化信号c的绝对值|c|进行运算并输出调制波形3。

三输入加法器81-1将调制波形1、绝对值电路80S的输出、常数-1相加，输出调制波形2A。三输入加算器81-2将调制波长3、绝对值电路80S的输出、常数-1相加，输出调制波形2B。

[各模式I～VI下的开关动作的直流电压和各相的电流]

参照图16～图18，说明所述图7的各模式I～VI下的开关动作的直流电压和各相的电流。在模式I与模式IV下均是T相为中间相，在模式II与模式V下均是S相为中间相，在模式III与模式VI下均是R相为中间相，因此，下面就模式I、II、III进行说明。图16是表示模式II、V下的调制波形、锯齿状波及R、S、T相脉冲的一示例的图。图17是表示模式I、IV下的调制波形、锯齿状波及R、S、T相脉冲的一示例的图。图18是表示模式III、VI下的调制波形、锯齿状波及R、S、T相脉冲的一示例的图。

如图16～图18所示，在所有模式I～VI中，R相脉冲为关闭→打开→关闭，S相脉冲为打开→关闭→打开，T相脉冲为打开→关闭，在所有模式I～VI下的同一相是打开关闭变化为规律的、即具有相同规律性的方式。并且，在所有模式I～VI中R相脉冲设置有插入0电压插入信号的期间(区间4)，在插入有此0电压插入信号的期间，在R相脉冲插入关闭双向开关电路的开关方式。因此，在区间4中，三相中两相(R相和T相)为关闭，因此全部相都没有电流流过。

(1)模式II

首先，就直流电压进行说明。在图16中，区间1、2、3、4的直流电压分别为ST间电压＝b-c、RT间电压＝a-c、RS间电压＝a-b、整流器输出短路电压＝0。接着，就各相脉冲进行说明。在模式II下，R相为最大相，T相为最小相，S相为中间相。与实施方式1(图8)相同，对于最大相和最小相，脉冲打开与各电位成比例的时间。因此，R相的脉冲宽度x＝kT|a|，T相的脉冲宽度z＝kT|c|。此处，R相脉冲打开的定时(区间1)是根据R相电压|a|与锯齿状波1的交点来求出。并且，R相脉冲关闭的定时(区间1+区间2+区间3)是根据锯齿状波1与增益轴0的交点来求出。由此可获得R相脉冲。另一方面，T相脉冲关闭的定时(区间1+区间2)是根据T相电压|c|与锯齿状波2的交点来求出。由此可获得T相脉冲。中间相脉冲在最大相和最小相的脉冲中一者关闭时打开。因此，S相脉冲是根据R相电压|a|与锯齿状波1的交点以及T相电压|c|与锯齿状波2的交点来求出。并且，区间1、2、3、4的宽度分别为kT×(1-|a|)、kT×(|a|+|c|-1)、kT×(1-|c|)、T×(1-k)。开关周期T的直流电压的平均值是分别在各区间内用区间宽度乘以直流电压，再分别相加，然后用开关周期T来除，可如下表示。开关周期T的直流电压的平均值＝{(b-c)×kT×(1-a)+(a-c)×kT×(a-c-1)+(a-b)×kT×(1+c)+0×T×(1-k)}/T

＝k{a²+c²-b(a+c)}

此处，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则

＝k(a²+b²+c²)

并且，根据交流理论，a²+b²+c²＝3/2，可得出

＝k×3/2

如此一来，开关周期T的直流电压的平均值为与k成比例的固定电压。

接着，就输入电流进行说明。R相的输入电流是与R相电压a的时间成比例的正电流。T相的输入电流是与T相的电压的大小|c|成比例的负电流。S相的输入电流在区间1中为正电流，在区间3中为负电流。因此，流过的电流为kT×(1-a)-kT×(1+c)-kT(-a-c)＝kTb，在开关周期T中，用除了插入0电压插入信号的区间4以外的期间kT来除，则为S相电压b。因此，R相、S相、T相中流过与R相电压a、S相电压b、T相电压c成比例的电流，为正弦波电流。

(2)模式I

在图17中，区间1、2、3、4的直流电压分别为ST间电压＝c-b、RT间电压＝a-c、RS间电压＝a-b、整流器输出短路电压＝0。接着，就各相的脉冲进行说明。在模式I下，R相为最大相，S相为最小相，T相为中间相。为了不改变R、S、T相的脉冲的打开和关闭顺序且对最大相和最小相打开与各电位成比例的时间，因此，在模式I中，使用调制波形1、2A和锯波状波1，以获得图17所示的各脉冲的打开和关闭定时。并且，区间1、2、3、4的宽度分别为kT×(1-|a|)、kT(1-|b|)、kT×(|a|-|b|-1)、T×(1-k)。开关周期T的直流电压的平均值可如下表示。

开关周期T的直流电压的平均值＝{(c-b)×kT×(1-a)+(a-c)×kT×(b+1)+(a-b)×kT×(a-b-1)+0×kT×(1-k)}/T

＝k{a²+b²-c(a+b)}

此处，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则

＝k(a²+b²+c²)

并且，根据交流理论，a²+b²+c²＝3/2，可得出

＝k×3/2

接着，就输入电流进行说明。与模式II的情况相同，最大相R相流过与R相电压a的时间成比例的正电流。最小相S相流过与S相电压b的时间成比例的负电流。T相在区间1中为负电流，在区间2中为正电流。因此，流过的电流为kT×(1-a)-kT×(1+b)＝kTc，除以kT则为c。因此，与电压成比例的电流流向各相，为正弦波电流。

(3)模式III

在图18中，区间1、2、3、4的直流电压分别为ST间电压＝b-c、RT间电压＝a-c、RS间电压＝b-a、整流器输出短路电压＝0。接着，就各相的脉冲进行说明。在模式III中，S相为最大相，T相为最小相，R相为中间相。与模式I相同，为了不改变R、S、T相的脉冲的打开和关闭顺序且对最大相和最小相打开与各电位成比例的时间，因此，在模式III中，使用调制波形3、2B和锯齿状波2，以获得图18所示的各相脉冲的打开和关闭定时。并且，区间1、2、3、4的宽度分别为kT×(|b|+|c|-1)、kT×(1-|b|)、kT×(1-|c|)、T×(1-k)。开关周期T的直流电压的平均值可如下表示。

开关周期T的直流电压的平均值＝{(b-c)×kT×(-c+b-1)+(a-c)×kT×(-b+1)+(b-a)×kT×(1+c)+0×kT×(1-k)}/T

＝k{b²+c²-a(b+c)}

此处，如果考虑a+b+c＝0(三相条件)，则

＝k(a²+b²+c²)

并且，根据交流理论，a²+b²+c²＝3/2，可得出

＝k×3/2

接着，就输入电流进行说明。在模式III中，S相为最大相，T相为最小相，因此S相流过与S相电压b的时间成比例的正电流，T相流过与T相电压c的时间成比例的负电流。R相在区间2中流过负电流，在区间3中流过正电流。因此，流过的电流为kT×(1-b)-kT×(1+c)＝kTa，除以RT则为a。因此，与电压成比例的电流流向各相，为正弦波电流。

如上所述，可在所有模式下将直流电压控制为与k成比例的电压，可使输入电流为正弦波。

[模拟]

参照图19～图21，对本实施方式的直流电压和直流电流(R相电流)的模拟结果进行说明。除了输入电容器的容量和开关频率以外，在与所述实施方式1的模拟条件相同的条件下进行模拟。

图19是表示在实施方式1的电路构成中输入电容器＝3μF、开关频率＝20kHz时的模拟结果。如图19所示，在输入电容器＝3μF、开关频率＝20kHz的条件下，会产生钉状电流波形，并且，电流的振动较大。

图20是表示在实施方式1的电路构成中输入电容器＝9μF、开关频率＝50kHz时的模拟结果。如图20所示，通过增大输入电容器的容量，提高开关频率，虽然不会产生钉状电流波形，但电流的变动仍然较大。

图21是表示在实施方式2的电路构成中输入电容器＝3μF、开关频率＝20kHz时的模拟结果。如图21所示，即便是在输入电容器＝3μF、开关频率＝20kHz的条件下也不会产生钉状电流波形，并且，与实施方式1相比，电流的振动减小，因而可以确认实施方式2的有效性。

如上所述，根据实施方式2，由于在各开关周期内加入开关方式为全部相不流过电流的区间，以降低电压，因此，不扩大中间相的导通宽度即可降低直流电压，从而可减少中间相的输入电容器的电压变动。由此，不会增加中间相的输入电容器的电压变动，所以可使用容量极小的输入电容器。

并且，为了加入全部相不流过电流的区间，仅在一个相的开关方式中设计关闭双向开关电路的区间(0电压插入信号插入期间)，因此可将电路构成简化。

并且，根据实施方式2，根据各相的电压的大小关系而区分为多个模式，在各模式下按各相来生成不同的开关方式，在所有模式下的同一相的开关方式具有相同的规律性，因此可使各相的输入电容器均衡地进行充放电。由此，无需提高开关频率即能够防止输入电容器充放电时的钉状电流波形。

另外，本发明并不限定于实施方式2，作为双向开关电路3，通过将如图22所示的电路连接至图1的e～u，也能发挥相同的功能。图22的电路是在图10的电路的输出侧连接0电压插入时的回流电流用整流管D 1而成。并且，已经说明了在本实施方式中为了生成开关方式而使用锯齿状波的情形，但本发明并不限定于此，也可使用例如三角波等载体波形。

(产业上的可利用性)

如上所述，本发明的三相整流器可广泛应用于各种装置中，尤其可用于空调机、冰箱、洗衣机、清洁器、排气扇、及这些机器所使用的电动机驱动装置和电动机驱动用变换器控制装置等中。

Claims

1.一种三相整流器，其将由三相交流电源供给的三相交流电力转换为直流电力，所述三相整流器的特征在于具备：

全波整流电路，其将所述三相交流电力整流为直流电力；

双向开关电路，其打开/关闭自所述三相交流电源至所述全波整流电路的各相输入；及

控制单元，其检测所述三相交流电源的各相的电压，基于各相的检测电压，生成用于打开/关闭所述双向开关电路的各相开关方式，并基于所生成的开关方式，对所述双向开关电路进行开关控制。

2.如权利要求1所述的三相整流器，其特征在于：

所述各相的开关模式具有预定的开关周期，

3.如权利要求1或2所述的三相整流器，其特征在于：

在所述三相交流电源与所述双向开关电路之间连接有电容器。

4.如权利要求1、2或3所述的任一三相整流器，其特征在于：

在所述全波整流电路与负载之间连接有直流电抗器。

5.如权利要求1所述的三相整流器，其特征在于：

所述控制单元根据各相的电压的大小关系而区分为多个模式，在各模式下按各相来生成不同的开关方式，

所述开关方式在所有模式下的同一相具有相同的规律性。

6.如权利要求1或5所述的三相整流器，其特征在于：

所述各相的开关方式具有预定的开关周期，

所述控制单元在各开关周期内加入至少两个相为关闭的期间。

7.如权利要求6所述的三相整流器，其特征在于：

所述控制单元在其中一相的开关方式中插入0电压。