CN101364782B - 变换器装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种变换器装置和模块，无需电压相位传感器和相电流传感器，即可实现检测出控制变换器装置所必需的交流电压相位初始值的机构，稳定地启动。变换器装置的开关元件群中，对上臂的元件群或下臂的元件群按顺序提供导通/关断控制信号，在所提供的元件处于导通或者关断的状态时，检测母线直流电流，根据检测到的母线直流电流和上述导通/关断控制信号的顺序生成各相的检测电流信号，通过上述各相的检测电流信号推定电压相位、频率以及相顺序，实现稳定的启动。

Description

变换器装置

技术领域

本发明涉及一种将交流变换为直流的变换器装置。

背景技术

作为能使得用于从交流变换为直流的电力变换器所发出的高次谐波电流非常小的电力变换器，正弦波PWM变换器装置正广为普及。

PWM变换器装置在输入侧的交流电源之间连接有电抗器，输出侧的直流端子间连接有平滑电容器和负荷。因此，从电源侧向负荷侧供给电力时，对PWM变换器进行控制，来以与电源电压相同的相位产生正弦波状的输入电流。另外，在从负荷侧向电源侧再生电力时，控制PWM变换器，来以与电源电压相反的相位产生正弦波状的输入电流。

具体来说，给出输入电流的振幅指令，使平滑电容的直流电压达到给定值，并作为与电源电压相位同步的电流指令值，对PWM变换器的交流输入电压进行控制，使输入电流检测值与该指令值一致。

要按照这种方法控制PWM变换器，就必须检测电源电压相位以及给变换器的输入电流。

上述正弦波PWM变换器的开发从很早就开始了，所以提出了很多方式。

这里，作为一种不使用电源电压传感器的、三相PWM变换器的控制方式，由平成6年电气学会论文志D部门114卷12号记载的《电源电压无传感器三相PWM变换器的一种方式》提出。这种方式，不需要检测电源电压相位，就可产生与电源电压相位同步的正弦波电流。另外，特开2006-25587号公报上，公开了仅启动时利用电源零交叉信号，而平时运转时切换到无相位传感器控制的方式。

【专利文献1】特开2006-25587号公报

【非专利文献1】平成6年电气学会论文志D部门114卷12号记载的《无电源电压传感器三相PWM变换器的一种方式》。

如上述所示的背景技术中，虽然提出了各种的方式，但平成6年电气学会论文志D部门114卷12号记载的《电源电压无传感三相PWM变换器的一种方式》中，要在PWM变换器启动时进行电源电压初始相位的检测，需要让PWM变换器在适当的相位进行开关动作，使用由此得到电压、电流信息推定电源电压相位。

因此，在进行上述开关动作时，要注意避免过电流，根据使用用途(产品)的不同，有时不适用上述方法。

另外，在检测和处理上述电流信息时，至少需要2个高性能电流传感和高性能数字控制器，成本非常高。

进而，在启动PWM变换器时，在有负荷时，需要从二极管整流模式切换到PWM控制模式，由于二极管整流电压只能充电到电源电压的峰值，所以启动时变换器的输入电压指令较大时，会产生过调制，启动时变换器的输入电压指令较小时，对交流电抗器的施加电压差过大，发生过电流现象。

作为以往的解决方法，虽然有通过其他电源初次充电至升压电压方式和将启动时的直流电压指令从二极管整流电压缓慢上升到升压电压的方式，但是在直流侧有负荷的情况下，由于原理上因二极管整流电压为较低的状态，变换器所能输出的电压较小，所以抑制突入电流的效果甚微。

发明内容

本发明的目的是解决上述课题，不使用电压相位传感器和相电流传感器，使用开关动作时流入的母线直流电流推定交流电源电压的相位、频率、相顺序，来提供一种能够稳定启动的变换器装置。

为了达成上述目的，按顺序向构成变换器电路的开关元件群的多个开关元件提供导通/关断控制信号，利用这时流动的母线直流电流与导通/关断控制信号的关系，检测出上述交流电源的电压相位、频率以及相顺序的至少一个。

能够提供一种稳定启动的变换器装置，无需使用电压相位传感器和相电流传感器，能用开关动作时流动的母线直流电流推定交流电源电压的相位、频率、相顺序。

附图说明

图1是表示本发明第1实施例的PWM变换器装置构成图。

图2是本发明第1实施例的变换器起动序列。

图3是本发明第1实施例的相位检测时的变换器电路和控制信号。

图4是表示本发明第1实施例的相位检测时的控制信号发生方法的图。

图5是表示三相电源电压波形与相位区域的图。

图6是在电源相位区域I中表示通电路径的等价电路。

图7是在电源相位区域II或III中表示通电路径的等价电路。

图8是本发明的第1实施例的从母线直流电流表示各相检测电流波形图。

图9是微机内部，本发明第1实施例的相位运算算法的说明图。

图10是适用本发明第1实施例的用于进行直流电容充电和相位检测的流程图。

图11是本发明第2实施例的从母线直流电流表示U相的检测电流波形和移动平均处理后的电流波形的图。

图12是微机内部，本发明第2实施例的相位运算算法的说明图。

图13是本发明的第2实施例的计数值与相顺序关系的表。

图14是本发明的第3实施例的变换器模块的构成图。

图15是表示本发明的第4实施例的电动机控制模块的构成图。图16是本发明的第4实施例的变换器·逆变器模块的构成图。

图中：1-交流电源，2-波纹滤波器，3-电抗器，4-变换器电路，4a-逆变器电路，5-平滑电容，6-变换器控制部，6a-变换器/逆变器控制部，7-母线直流电流检测电路，7a-母线直流电流检测电路，8-直流电压检测电路，9-负荷，10-直流电压波形，11-U相电流波形，12-导通/关断控制信号，13-U相指令值，14-载波，15-Qx的控制信号，16-分解的电流波形(对应U相)，17-分解的电流波形(对应V相)，18-分解的电流波形(对应W相)，19-微机内部计数值，20-移动平均処理后的U相电流波形，21-控制基板，22-功率元件(模块)

具体实施方式

以下，用附图说明实施例。

【实施例1】

以下，用图1至图12说明本发明第1实施例。图1是本发明的实施例的PWM变换器装置。表示了本发明的PWM变换器装置的最终利用形态的-例。

如图1所示，PWM变换器装置，由三相交流电源上通过波纹滤波器(ripple filter)2和电抗器3连接的变换器电路4、上述变换器电路4的直流输出端子上连接的平滑电容5以及负荷9、控制上述变换器电路4的变换器控制部、检测母线直流电流的电流检测电路7、和直流电压检测电路8构成。另外，变换器控制部6，使用了微型计算机或者DSP(数字信号处理器)等半导体运算元件。

在进行以下说明时，设变换器电路4为3相桥结线，上臂侧的开关元件为Qr、Qs、Qt，下臂侧的开关元件为Qx、Qy、Qz，各自开关元件上逆向并列的二极管为Dr、Ds、Dt、Dx、Dy、Dz，以此用记号进行表示。

图2表示上述变换器装置的启动序列。本实施例的变换器装置启动序列为，进行(1)负荷推定，(2)升压动作，(3)相位检测并切换到无传感器控制。下面，详细说明该启动序列的情况。

(1)负荷推定：通过上述母线直流电流检测电路7，检测二极管整流动作时的直流侧电流，通过上述变换器控制部6内的运算处理(未作图示)得到的低通滤波器，或者一定时间的平均处理，取出直流成分。该直流成分大于设定值时，启动变换器。

(2)升压动作：将图3所示的导通/关断控制信号12提供给各开关元件，对直流电压进行升压。图3所示的导通/关断控制信号12，向三相开关元件中的两相提供导通信号，依次改变提供上述导通信号的相。比如，开关元件Qx由导通状态转换到关断时，Qx中流动的电流通过Dr，向平滑电容5进行充电，对直流电压进行升压。通过对直流电压进行升压，可对无传感器控制切换时的过电流进行抑制。

另外，上臂三相的所有开关元件，均被提供关断信号。

另外，也可以对上臂的开关元件提供导通/关断控制信号，对下臂的开关元件全部提供关断信号。

另外，通过调整提供给开关元件的通流率(导通时间率)，可以调整直流电压。为了避开过电压和过电流，各导通/关断控制信号的脉宽最好从0逐渐扩大。如图4所示，这些导通/关断控制信号，从三角波的载波14与1相的指令值13的比较中得到。三相的导通/关断控制信号P_Qx、P_Qy、P_Qz，通过将各相指令值错位载波1周期而得出。另外，为了确保以下说明的相位检测的精度，最好将载波频率设定为电源频率的数十～数百倍。

在扩大控制信号的脉宽的同时，使用直流电压检测电路8，检测直流电压。若检测出的直流电压高于设定值，则固定上述控制信号的脉宽，进入相位检测处理。

(3)相位检测：保持上述控制信号的脉宽，在开关元件为导通的状态下，通过上述母线电流检测电路7检测出电流，进行以下说明的相位检测。

图5表示电源1周期的三相电压波形。根据各相电压的大小关系，表记为I～III的3个区域。根据各开关元件的导通/关断状态和各相电压的大小关系的不同，检测出的电流信号也不同。

例如，在开关元件Qx为关断、Qy与Qz为导通的状态下，电源相位区域I的情况下，如图6所示，因为U相电压比V相或W相高，因此即使Qy与Qz处于导通的状态，二极管Dr和Dy或者Dz通流，这时，母线直流电流被检测出来。另外，这时的母线直流电流对应U相输入电流。

相反，电源相位区域II与III的情况下，如图7所示，由于U相电压比V相或者W相低，开关元件Qy和Qz处于导通的状态时，相间短路电流在Qy或者Qz通流。这时，母线直流电流不会被检测出来。

同样，在Qy关断、Qx和Qz为导通的状态下，仅电源相位区域II的情况下，从母线直流电流检测出V相输入电流。Qz关断、Qx与Qy为导通的状态下，仅电源相位区域III的情况下，从母线直流电流检测出W相输入电流。

如以上说明的那样，仅电源相位区域I，且在开关元件Qx关断，Qy与Qz导通的状态下，具有母线直流电流与U相输入电流对应的特征。同样，在开关元件Qy关断，Qx和Qz导通的状态下，电源相位区域II上，母线直流电流与V相输入电流对应。在开关元件Qz关断，Qx与Qy导通的状态下，电源相位区域III上，母线直流电流与W相输入电流对应。

如此，在1相所对应的开关元件关断，其它2相所对应的开关元件处于导通的状态下，将检测到的母线直流电流信号根据关断状态的元件所对应的相进行分离。具体来讲，将Qx关断，Qy和Qz导通的状态下检测出的电流设为U相电流；将Qy关断、Qx和Qz导通的状态下检测出的电流设为V相电流；将Qz关断，Qx和Qy导通的状态下检测出的电流设为W相电流。

图8表示如上所述那样将检测电流分离得到的波形图。如图8所示，由于电源电压相位和检测电流流出点(电流由0变正的点)和流止点(电流由正变0的点)基本一致，因此，可以推定电源电压相位。另外，从各检测波形的顺序，可以判断出电源的相顺序。再有，还可以从各检测波形的时间差运算出电源频率。

例如，在U相所对应的检测电流波形16，如果将检测电流流出点的时刻定为t1，对应其时点(起点)的电源电压相位为约30。，将检测电流流止点的时刻定为t2时，对应其时点(终点)的电源电压相位为约150°。

根据以上的对应关系，从图8所示的检测电流波形就可以推定电源电压相位。但是，受电源电感和负荷的大小影响，上述的起点和终点多少会有些偏离，如果使用上述起点与终点的中点，那么检测精度会得到提高。

下面，使用图9对变换器控制部6内部进行的相位推定的具体运算算法进行说明。

图9中，表示在相位检测动作开始时(时刻t0)被清零并在之后以载波周期为单位记数的计数值19、和图8所示的U相所对应的检测电流波形16。这里为了说明，仅对U相进行说明。

时刻t0以后，变换器控制部6中，进行检测电流值的上次值与本次值以及0值的比较，周期性探索满足下述条件的点。

条件1：本次值大于上次值，上次值为0值

条件2：本次值小于上次值，本次值为0值

这里，所谓0值虽然表示检测电流值为0的值(理想值)，但实际上，由于A/D变换器的变换精度和噪声的影响，并不能完全达到0，所以需要将给定的设定值以下设为0值。

图9上，点A是条件1的点，点B是条件2的点，将条件1时的计数值保存为N_1u，将条件2时的计数值保存为N_2u。

由上述原因，可以检测出电源电压相位为约30°时点的计数值(时刻t1)N_1u、和电源电压相位为约150°时的计数值N_2u(时刻t2)。

通过以上的数据用下面的公式，求出当前时点(时刻t3)的电源电压相位θ_dc。

θ_dc＝(N-(N_2U+N_1U)/2)×Δθ+90°

这里，N：当前时点(时刻t3)的计数值，Δθ：载波1周期的相位增加量(Δθ＝360°×电源频率/载波频率)。

从上述公式中可以知道，虽然本实施例中，通过条件1与条件2的2点求出平均值的相位(90°)，并以此为基准相位计算出当前时点的相位，但也可在检测出条件1以及条件2后，以该相位作为基准相位计算出当前时点的相位。

如上述所示，可以根据检测电流值检测出当前时点的电源电压相位。

另外，以上的说明中，假定电源电压的相顺序为正顺(U，V，W的顺)。如果不知道电源电压相顺序，则需要先判定电源的相顺序。

下面，说明电源电压相顺序的判定方法。

要判定相顺序，需要在各相中进行上述检测。详细内容不再表述，但是可以根据各相的条件所对应的计数值(N_1u、N_1v、N_1w、N_2u、N_2v、N_2w)的大小关系判定相顺序。

例如，

在N_1u＜N_1v＜N_1w或者N_1w＜N_1u＜N_1v或者N_1v＜N_1w＜N_1u时，电源电压对应U，V，W的顺序(正顺)。

在N_1u＜N_1w＜N_1v或者N_1w＜N_1v＜N_1u或者N_1v＜N_1u＜N_1w时，电源电压对应U，W，V的顺序(逆顺)。

在上述判断条件中，也可取代N_1u、N_1v、N_1w，使用N_2u、N_2v、N_2w或者(N_1u+N_2u)、(N_1v+N_2v)、(N_1w+N_2w)。

如果判定为电源相顺序是逆顺，由于相位的前进方向相反，所以将电源电压相位θ_dc的运算式的Δθ值设定为负数(Δθ＝-360°×电源频率/载波频率)。

下面说明电源频率的检测方法。和上述内容一样，可以用各相所对应的计数值(N_1u，N_1v，N_1w，N_2u，N_2v，N_2w)来进行运算。作为简单的方法有：用某一个相的条件1的计数值(例如N_1u)与条件2的计数值(例如N_2u)之差来求取的方法，以及使用同相的1周期前后的计数值之差来求取的方法。

本实施例中，表示利用相邻相的条件1的计数值和条件2的计数值之差的方法。但是，本运算法需要在上述相顺序的判定后进行。

作为一例，说明N_1u＜N_1v＜N_1w或者N_1w＜N_1u＜N_1v的情况。该例的情况下的频率的运算式如下。

fs＝120×fc/(360×|N_1v-N_1u|)

  ＝fc/(3×|N_1v-N_1u|)

这里，fs：电源频率，fc：载波频率，N_1u：U相电流起点计数值，N_1v：V相电流終点计数值。

如上所述，进行相位、频率、相顺序的检测之后，切换到无传感器控制。

图10表示变换器装置的到起动为止的控制流程。

本实施例中，如上所示，由于设定为变换器装置的负荷如果不达到一定值以上就不使其动作，因此检测出母线直流电流并推定负荷。所以，在F2，F3，检测出母线直流电流，并监视其是否达到启动条件。若清空启动条件，则在F4，F5中，进行上述直流电压的升压处理。

直流电压升压后，将开关元件的脉宽(F6)固定，通过上述的相位、相顺序、频率检测方法，检测出电源电压相位和相顺序以及电源频率，并在控制系统中设置(F7～F9)，并移至无传感器控制(F10)。

【实施例2】

用图11到图13，对本发明的第2实施例进行说明。

本实施例，表示第1实施例的相位检测时，检测电流中有噪声成分时的对策。图1是本发明实施例的PWM变换器装置。

图1的构成已经在第1实施例中进行了说明。

本实施例的各开关元件的导通/关断控制信号和启动序列，均与第1实施例相同。

上述第1实施例的相位检测方法中，利用检测电流波形的零交叉时点(即，检测电流流出点和检测电流流止点)，推定电源相位。但是，检测电流上有噪声成分时，会发生上述零交叉时点的位置错位和判定错误，相位推定结果的误差将会增大。

另外，为了检测出上述零交叉时点，需要将检测电流与0进行比较。实际上，因为A/D变换器的变换精度和噪声的影响，给定的比较值需要设定得大于0。在噪声成分大的情况下，该比较值也需要设定得大一些。

为了降低上述噪声的影响，进行检测电流的移动平均处理。特别是如图8所示的电流波形，由于其特征是在电源的1/3周期之间有检测电流，因此对于图8所示的电流波形，如果将移动平均处理的平均区间的长度设定为电源周期的1/3，则能得到平均処理的输出的最大值。

图11为U相检测电流波形16和移动平均处理后的波形20。移动平均处理后的波形的最大值所对应的时点，对应于U相检测电流流止点。因此，利用移动平均处理后的波形的最大值所对应的时点，与以往的相位运算方法同样，可以推定电源相位。

以下，对于相顺序、频率以及电源相位的具体的运算算法，使用图12与图13进行说明。

图12中，表示移动平均处理后的三相检测电流波形20a、20b、20c，以及被在相位检测动作开始时(时刻t0)清零，并在之后以载波周期为单位计数的微机内部计数值19。

时刻t0到t4之间，探索满足下述条件的点(寻找同相的检测电流的移动平均值的最大值所对应的计数值)。

计数值更新条件：移动平均值大于上次最大值。

动作：将移动平均值的最大值变更为本次移动平均值，将计数值保存为N_x(x＝u，v，w)。

为了在1电源周期的期间，可靠地检测出三相移动平均值的最大值，探索时间T_det，需要设定为电源周期的1～4/3倍。由于电源频率为50Hz或者60Hz，因此探索时间最好如下设定。

【数1】

$T_{\det }=\frac{1/50+1/60\·4/3}{2}=0.0211\left[s\right]$

该值是50Hz电源周期的1倍和60Hz电源周期的4/3倍的平均值。

上述最大值探索结束后(时刻t4)，利用各相的电流最大值所对应的计数值N_u、N_v、N_w，如下进行相顺序判定、频率计算、相位运算处理。

(1)相顺序判定处理

利用电流最大值所对应的计数值N_u、N_v、N_w，根据图13(表1)所示的大小关系，决定相顺序和θ₀及ΔN。

(2)电源频率的运算

由于图13的ΔN所对应的相位是240°，因此可以通过下面的公式求出电源频率fs。

fs＝240°×fc/(360°×ΔN)[Hz]

这里，fs：电源频率，fc：载波频率。

由于实际的电源频率只能是50Hz和60Hz，因此根据ΔN的大小，可以直接判定电源频率。

(3)电源相位运算

电源相位运算，根据相顺序的不同，如下式那样求出。

正顺时：

θ_dc＝θ₀+(N-(N_u+N_v+N_w)/3)×Δθ[°]

逆顺时：

θ_dc＝θ₀-(N-(N_u+N_v+N_w)/3)×Δθ[°]

这里，N：当前时点(时刻t4)的计数值，Δθ：载波1周期的相位增加量(Δθ＝360°×电源频率/载波频率)。

完成相顺序判定、频率计算、相位运算处理之后，与第1实施例同样，设置在控制系统中，并移至无感器控制。

【实施例3】

使用图14对本发明的第3实施例进行说明。本实施例，是将第1实施例和第2实施例的三相变换器装置模块化的方案。

模块的电路结构，与第1实施例的图1同样。图14表示由控制基板21和功率元件(功率模块)22构成的、实际的模块的硬件电路的一例。

这里，图1的母线直流电流检测电路7、直流电压检测电路8、变换器控制部6(单片微机)和变换器电路4，均配置在图14的控制基板21上，形成与功率元件22收置于1个模块内的形态。

这里所说的模块，意思是“标准化的构成单位”，是由可分离的硬件/软件的部件构成的。另外，虽然在制造上优选集成在同一基板上来构成，但是并非限定在同一基板。这样，也可以构成在内置于同一箱体的多个电路基板上。

根据本发明，可以提供一种变换器模块，无需使用电源电压传感器、电流传感器和相位传感器，并且即使在价格低廉的电路结构的变换器装置中，采用小型的交流电抗器，也能在短时间内平滑(无过电压、过电流现象)启动。

【实施例4】

通过图15和图16对本发明的第4实施例进行说明。本实施例，是将第1实施例及第2实施例的三相变换器装置和电动机驱动用逆变器装置模块化的方案。

这里，逆变器直流电流检测电路7a、变换器直流电流检测电路7、直流电压检测电路8、变换器/逆变器控制部6a，构成作为单芯片微机的一部分。另外，单芯片微机、变换器电路4和逆变器电路4a在同一基板上构成，形成收置于1个模块内的形态。

通过模块化，可以减少控制部的部件(例如，共用微机、电源电路、直流电压检测电路)。另外，通过共享逆变器和变换器的控制信息，控制的响应也更快。

图15中用虚线表示构成模块的部分。这里所说的模块，意思是“标准化的构成单位”，是由可分离的硬件/软件部件构成的。另外，虽然在制造上优选构成在同一基板上，但是并非限定在同一基板。这样，也可以构成在内置于同一箱体的多个电路基板上。另外，虽然图15所示的方法使用分流电阻(shunt resistance)来检测母线电流，单实际上，并不限定于分流电阻，也可以使用一部分的电流传感器等。

如上所示，根据本发明，可以提供一种PWM变换器·逆变器模块，无需使用交流电压传感器和电流传感器，即使在价格低廉的电路结构的PWM变换器装置和电动机驱动用逆变器装置中，也可以较短时间平滑(无过电压、过电流现象)启动。

Claims (10)

1.一种变换器装置，由开关元件群以及与开关元件群中的各开关元件并联连接的二极管构成，具备将由交流电源提供的交流变换成直流的三相的变换器电路、检测出上述变换器电路的直流侧的母线直流电流的母线直流电流检测电路、以及利用检测出的母线直流电流控制变换器电路的控制机构，其中，

将构成上述变换器电路的开关元件群的上臂或者下臂的开关元件全部关断，

对上述上臂或者下臂之中不同于开关元件被全部关断的臂的另一个臂的开关元件群，对三相中的二相提供导通信号，通过依次改变提供上述导通信号的相，检测出母线直流电流，

根据检测出的母线直流电流，推定出上述交流电源的电压相位、频率、以及相顺序的至少一个。

2.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

上述变换器装置处于停止状态，根据检测到的母线直流电流推定上述变换器装置的直流负荷状态，直流负荷状态大于设定值时，启动上述变换器装置，直流负荷状态小于设定值时，停止上述变换器装置。

3.如权利要求2所述的变换器装置，其特征在于，

上述变换器装置的直流负荷状态，将上述母线直流电流通过低通滤波器或者进行一定时间的平均处理或者双方来进行推定。

4.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

根据上述母线直流电流再现各相电流，从该再现得到的各相电流信息中检测上述电压相位。

5.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

从上述母线直流电流再现各相电流，从该再现得到的各相电流的流出点和流止点的中心推定上述电压相位。

6.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

检测出上述母线直流电流停止流动的时间或者为给定值以下的时间，以及上述母线直流电流流出的时间或者为给定值以上的时间，使用检测出的各个时间推定上述电压相位。

7.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

利用检测出的母线直流电流和被提供导通/关断控制信号的开关元件的关系，按各相分离上述母线直流电流的检测信号，对分离出的电流信号进行移动平均处理，利用移动平均处理后的信号最大值，推定上述交流电源的电压相位、频率以及相顺序的至少一个。

8.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

提供给三相开关元件中二相的导通信号，错开使上述开关元件动作的开关周期的整数倍的周期，按顺序输出。

9.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

提供给三相开关元件中二相的导通信号的脉宽，调整为让直流侧的直流电压值达到给定值。

10.如权利要求1所述的变换器装置，其特征在于，

上述变换器装置启动时，在构成上述变换器电路的开关元件群中，对上臂的开关元件群或者下臂的开关元件群依次提供导通/关断信号控制信号，通过调整上述导通/关断信号的脉宽，来将上述变换器电路的直流侧的直流电压升压到给定值。

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