CN101136602B - 三相整流器、逆变器以及模块 - Google Patents

Abstract

提供一种实现了不使用电压相位传感器和相电流传感器，来检测控制整流器装置或逆变器装置所需要的交流电压相位的方法，并且可以稳定地启动的整流器装置、逆变器装置以及模块。按顺序对整流器装置或逆变器装置的开关元件组中的上支路的元件组或下支路的元件组提供接通·断开控制信号，在被提供了接通·断开控制信号的元件的接通或者断开的状态时检测母线直流电流，并根据检测到的母线直流电流和所述接通·断开控制信号的顺序生成各相的检测电流信号，根据所述各相的检测电流信号来推测电压相位、频率以及相序，由此来实现稳定的启动。

Description

三相整流器、逆变器以及模块

技术领域

本发明涉及将交流变换为直流的整流器装置、将直流变换为交流的逆变器装置以及模块。

背景技术

作为可以令用于将交流变换为直流的电力变换器所产生的高次谐波电流非常小的电力变换器，正弦波PWM整流器(Converter)装置得到了广泛普及。

PWM整流器装置在与输入侧的交流电源之间连接了电抗线圈，在输出侧的直流端子之间连接了平滑电容器和负载。因此，在从电源侧向负载侧供电时，为了以与电源电压相同的相位流入正弦波形的输入电流，控制PWM整流器。此外，在从负载侧对电源侧再生电力时，为了以与电源电压相反的相位流入正弦波形的输入电流，控制PWM整流器。

具体地说，提供输入电流的振幅指令以使平滑电容器的直流电压成为预定值，作为与电源电压相位同步的电流指令值，为使输入电流检测值与该指令值一致，控制PWM整流器的交流输入电压。

为了如此控制PWM整流器，必须检测电源电压相位以及向整流器的输入电流。

早已进行了上述正弦波PWM整流器的开发，提出了多种方式。

在此，作为不使用电源电压传感器而检测电源电压相位的方式，提出了平成6年电气学会论文志D部门114卷12号记载的“无电源电压传感器的三相PWM整流器的一种方式”。本方式无需检测电源电压相位，便可以流动与电源电压相位同步的正弦波电流。

另一方面，作为在电动机驱动用逆变器装置中，根据电动机空转状态下产生的感应电压推测电动机转子位置的方法，有特开2006-25587号公报和平成17年电气学会产业应用部门大会论文集记载的“可应用于相电流以及直流母线电流检测方式的无传感器PM电动机驱动系统的空转启动法”。特开2006-25587号公报记载了以下的方法：在多相交流电动机空转时，使多相中的一部分相的线圈短路，根据流动的电流推测转子的位置。平成17年电气学会产业应用部门大会论文集记载的“可应用于相电流以及直流母线电流检测方式的无传感器PM电动机驱动系统的空转启动法”叙述了以下方式：使逆变电路的一个开关元件进行接通·断开动作，此时根据1相电流或母线直流电流的流通状况推测感应电压相位。

【专利文献1】特开2006-25587号公报

【非专利文献1】平成6年电气学会论文志D部门114卷12号记载的“无电源电压传感器的三相PWM整流器的一种方式”

【非专利文献2】平成17年电气学会产业应用部门大会论文集记载的“可应用于相电流以及直流母线电流检测方式的无传感器PM电动机驱动系统的空转启动法”

发明内容

如上所述，在背景技术中提出了各种方式，但平成6年电气学会论文志D部门114卷12号记载的“无电源电压传感器的三相PWM整流器的一种方式”为了检测PWM整流器启动时的电源电压初始相位，PWM整流器以恰当的相位进行开关动作，因此需要使用得到的电压、电流信息来推测电源电压相位。

因此，需要考虑在上述开关动作时不产生过电流，根据使用的用途(产品)有时无法应用上述方法。

此外，为了进行上述电流信息的检测和处理，需要至少两个高性能电流传感器和高性能数字控制器，导致成本升高。

而且，在启动PWM整流器时，在有负载的情况下需要从二极管整流模式切换为PWM控制模式，因为二极管整流电压仅可以充电到电源电压的峰值，所以在启动时整流器的输入电压指令较大时，产生过调制，在较小时，向交流电抗线圈的施加电压差变大，发生出现过电流的现象。

作为现有的对策，具有通过其他电源在到达升压电压之前进行初始充电的方式，和从二极管整流电压到升压电压为止缓缓地提高启动时的直流电压指令的方式，在直流侧具有负载时，因为理论上二极管整流电压为较低的状态，所以整流器可以输出的电压较小，因此认为抑制冲击电流的效果不明显。

另一方面，作为在电动机空转时推测转子位置的方法，在特开2006-25587号公报中公开了推测多相交流电动机空转时的转子位置的方法，但没有针对母线直流电流检测方式的考虑。

平成17年电气学会产业应用部门大会论文集记载的“可以应用于相电流以及直流母线电流检测方式的无传感器PM电动机驱动系统的空转启动法”可以应用于母线直流电流检测方式，但是没有考虑以下问题：由于电动机常数或旋转速度的影响而导致检测误差变大的问题，和对再生运转模式以及整流器装置的应用。

本发明的目的在于解决上述课题，提供一种不使用电压相位传感器或相电流传感器，根据进行开关动作时流动的母线直流电流推测交流电源电压或者永磁同步电动机空转时产生的感应电压的相位、频率、相序，可以稳定启动的整流器装置、逆变器(Inverter)装置以及模块。

为了达成上述目的，对构成整流电路的开关元件组的多个开关元件按顺序提供接通·断开控制信号，使用此时流动的母线直流电流和接通·断开控制信号的关系，检测所述交流电源的电压相位、频率以及相序中的至少一项。

通过使用本发明，无需电压相位传感器或相电流传感器，实现整流器装置、逆变器装置以及模块的小型化、低成本化。

附图说明

图1是表示本发明第一实施例的PWM整流器装置的结构图。

图2是本发明第一实施例的整流器的启动顺序。

图3是本发明第一实施例的相位检测时的整流器电路和控制信号。

图4是表示本发明第一实施例的相位检测时的控制信号生成方法。

图5表示三相电源电压波形和相位区域。

图6是在电源相位区域I和II中，表示通电路径的等效电路。

图7是在电源相位区域IV和V中，表示通电路径的等效电路。

图8是在电源相位区域III中，表示通电路径的等效电路。

图9是在电源相位区域VI中，表示通电路径的等效电路。

图10由本发明第一实施例的母线直流电流表示各相的检测电流波形。

图11是微型机内部，本发明第一实施例的相位运算算法的说明图。

图12是用于进行应用本发明第一实施例的直流电容器充电和相位检测的流程图。

图13由本发明第二实施例的母线直流电流表示U相的检测电流波形和移动平均处理后的电流波形。

图14是微型机内部，本发明第二实施例的相位运算算法的说明图。

图15是本发明第二实施例的计算器值和相序关系的表。

图16是表示本发明第二实施例的电动机控制装置的结构图。

图17是在本发明第二实施例的感应电压相位区域I～III以及VI中，表示Qx接通状态的通电路径的等效电路。

图18是在本发明第二实施例的感应电压相位区域I～III以及VI中，表示在刚刚从Qx接通转换为断开之后，通电路径的等效电路。

图19是在本发明第二实施例的感应电压相位区域IV和V中，Qx接通状态的等效电路。

图20由本发明第二实施例的母线直流电流表示各相的检测电流波形。

图21是表示本发明第三实施方式的逆变器装置的结构图。

图22是表示本发明第四实施例的电动机控制模块的结构图。

符号说明

1交流电源，2波动滤波器，3电抗线圈，4整流电路，5平滑电容器，

6整流器控制部，7母线直流电流的电流检测电路，8直流电压检测电路，

9负载，10直流电压，11U相电流，12接通·断开控制信号，

13U相指令值，14载波，15Qx的控制信号，

16分解后的电流波形(对应于U相)，

17分解后的电流波形(对应于V相)，

18分解后的电流波形(对应于W相)，19微型机内部计数器值，

20移动平均处理后的U相电流波形，21电动机，22逆变器控制部，

23直流电源，24模块

具体实施方式

使用以下的附图对实施例进行说明。

(实施例1)

以下使用图1至图12对本发明第一实施例进行说明。图1是本发明实施例的PWM整流器装置。表示本发明的PWM整流器装置的最终使用形态的一个例子。

如图1所示，PWM整流器装置由经过波动滤波器2和电抗线圈3与三相的交流电源1连接的整流电路4、与所述整流电路4的直流输出端子连接的平滑电容器5以及负载9、控制所述逆变电路4的整流器控制部6、检测母线直流电流的电流检测电路7以及直流电压检测电路8构成。此外，整流器控制部6使用了微型机(microcomputer)或者DSP(数字信号处理器)等半导体运算元件。

在以下的说明中，整流电路4是三相电桥连接，通过Qr、Qs、Qt的标记表示上支路侧的开关元件，通过Qx、Qy、Qz的标记表示下支路侧的开关元件，并通过Dr、Ds、Dt、Dx、Dy、Dz的标记表示与各个开关元件逆并联的二极管。

图2表示所述整流器装置的启动顺序。本实施例的整流器装置的启动顺序进行(1)负载推测、(2)升压动作、(3)相位检测，切换为无传感器控制。以下对该启动顺序进行详细说明。

(1)负载推测：通过所述母线电流检测电路7检测二极管整流动作时的直流侧电流，通过基于所述整流器控制部6内的运算处理(未图示)的低通滤波，或者通过进行一定时间的平均处理提取出直流成分。在该直流成分大于设定值时，使整流器启动。

(2)升压动作：对各开关元件提供图3所示的控制信号12，将直流电压升压。例如在开关元件Qx从接通状态转换为断开状态时，流经Qx的电流通过Dr对平滑电容器5进行充电，使直流电压升压。通过将直流电压升压，可以抑制无传感器控制切换时的过电流。

此外，通过调整提供给开关元件的导通率(接通时间率)可以调整直流电压。为了避免过电压或过电流，最好使各接通·断开控制信号的脉冲宽度从0缓缓地扩大。如图4所示，通过三角波的载波14和指令值13的比较而得到这些接通·断开控制信号。通过将各相指令值错开载波的一个周期，得到三相的接通·断开控制信号P_Qx、P_Qy、P_Qz。此外，为了确保以下说明的相位检测的精度，最好将载波频率设定为电源频率的数十～数百倍。

在扩大控制信号的脉冲宽度的同时，使用直流电压检测电路8来检测直流电压。当检测到的直流电压为设定值以上时，固定所述控制信号的脉冲宽度，进入相位检测处理。

(3)相位检测：保持所述控制信号的脉冲宽度，在开关元件为接通的状态下，通过所述母线电流检测电路7检测电流，进行以下说明的相位检测。

图5表示电源1周期的三相电压波形。根据各相电压的大小关系，记为I～VI的六个区域。根据各相电压的大小关系，检测出的电流信号不同。

例如，在开关元件Qx为接通的状态下，在电源相位区域I和II，如图6所示，U相电压高于V相或W相，所以开关元件Qx和Dy或Dz导通。此时，不检测母线直流电流。

相反，在电源相位区域IV和V，如图7所示，U相电压低于V相或W相，所以即使开关元件Qx为接通的状态，Dx和Ds或Dt也导通。此时，检测母线直流电流。

同样，在电源相位区域III和VI，V相或W相电压为最大值或最小值，所以即使Qx为接通状态，如图8和图9所示，Dy和Dt或者Dz和Ds也通电，所以检测母线直流电流。

如上说明的那样，具有仅在电源相位区域I和II中，在开关元件Qx为接通的状态下，检测电流为0的特征。同样地，在开关元件Qy为接通的状态下，在电源相位区域III和IV中，检测电流为0；在开关元件Qz为接通的状态下，在电源相位区域V和VI中，检测电流为0。

如此，在开关元件为接通的状态下，按照接通状态的相分解检测到的母线直流电流信号。换句话说，把在Qx为接通状态下检测到的电流设为U相电流；把在Qy为接通状态下检测到的电流设为V相电流；把在Qz为接通状态下检测到的电流设为W相电流。

图10表示如上那样分解了检测电流的波形。如图10所示，电源电压相位的固定值和检测电流为0的区间的起点和终点大体一致，所以可以推测电源电压相位。此外，根据各检测波形的0区间的起点和终点的顺序，可以判断电源的相序。而且，根据各波形的时间差也可以计算电源频率。

例如，在对应于U相的检测电流波形16中，当把电流从正变为0的时刻设为t1时，与该时刻(起点)对应的电源电压相位大约为30°，当把电流从0变为正的时刻设为t2时，与该时刻(终点)对应的电源电压相位大约为150°。根据以上的对应关系，可以由图11所示的检测电流波形推测电源电压相位。但是，由于电源电感和负载大小的影响，存在上述起点和终点多少会发生偏移的情况，如果使用起点和终点的中点，则检测精度提高。

以下，使用图11对由整流器控制部6在内部进行的相位推测的具体运算算法进行说明。

在图11中表示在相位检测动作开始时(时刻t0)被清零、之后在每个载波周期被累加计数的计数器值19，以及对应于图10所示的U相的检测电流波形16。在此，仅以U相进行说明。

在时刻t0以后，通过整流器控制部6进行检测电流值的上次值和本次值以及0值的比较，周期性地搜索成为下述条件的点。

条件1：本次值小于上次值，本次值为0值

条件2：本次值大于上次值，上次值为0值

在此，所谓0值表示检测电流值为0的值(理想值)，实际上，由于A/D转换器的转换精度和噪音的影响无法完全为0，所以需要将预定的设定值以下的值设为0值。

在图11中，点A成为条件1的点，点B成为条件2的点，将条件1时的计数器值保存为N_1u，将条件2时的计数器值保存为N_2u。

由上所述，可以检测电源电压相位大约30°的时刻的计数器值(时刻t1)N_1u、和电源电压相位大约150°的时刻的计数器值N_2u(时刻t2)。

根据以上数据，使用下式求出当前时刻(时刻t3)的电源电压相位θ_dc。

θ_dc＝(N-(N_2u+N_1u)/2)×Δθ+90°

在此，N为当前时刻(时刻t3)的计数器值，Δθ为载波一个周期的相位增量(Δθ＝360°×电源频率/载波频率)。

根据上式可知，在本实施例中，根据条件1和条件2的两点求出平均值的相位(90°)，以其作为基准相位来计算当前时刻的相位，但也可以在检测出条件1或者条件2之后，以该相位作为基准相位来计算当前时刻的相位。

由上所述，根据检测电流值可以检测当前时刻的电源电压相位。

此外，以上的说明将电源电压的相序假设为正序(U、V、W的顺序)。如果电源电压的相序不明，则首先需要判定电源的相序。

接下来，对电源电压相序的判定方法进行说明。

为了判定相序，需要在各相中进行上述检测。虽然没有进行详细的叙述，但可以根据与各相的条件对应的计数器值(N_1u、N_1v、N_1w、N_2u、N_2v、N_2w)的大小关系来判定相序。

例如在N_1u＜N_1v＜N_1w或者N_1w＜N_1u＜N_1v或者N_1v＜N_1w＜N_1u时，电源电压与U、V、W的顺序(正序)对应。

在N_1u＜N_1w＜N_1v或者N_1w＜N_1v＜N_1u或者N_1v＜N_1u＜N_1w时，电源电压与U、W、V的顺序(逆序)对应。

接着，对电源频率的检测方法进行简单说明。这也与上述相同，可以使用与各相的条件对应的计数器值(N_1u、N_1v、N_1w、N_2u、N_2v、N_2w)来进行运算。作为简单的方法，具有根据某相的条件1的计数器值(例如N_1u)和条件2的计数器值(例如N_2u)的差来求出的方法；以及根据相同条件的一周期前后的计数器值的差来求出的方法。

在本实施例中，表示了利用相邻相的条件1的计数器值和条件2的计数器值的差的方法。但是本运算方法需要在判定上述相序之后进行。

例如，对N_1u＜N_1v＜N_1w或者N_1w＜N_1u＜N_1v的情况进行了记载。该例的频率的运算式如下式所示。

fs＝120×fc/(360×|N_1v-N_1u|)

＝fc/(3×|N_1v-N_1u|)

在此，fs为电源频率，fc为载波频率，N_1u为U相电流起点的计数器值，N_1v为V相电流终点的计数器值。

如上所述，在进行了相位、频率、相序的检测之后切换为无传感器控制。

在图12中表示整流器装置启动之前的控制流程。

在本实施例中，如上所述，因为设定为当整流器装置的负载不在一定值以上时不使其进行动作，所以检测母线直流电流来推测负载。因此，在F2、F3检测母线直流电流来监视成为启动条件。当清除了启动条件时，在F4、F5进行所述的直流电压的升压处理。

在直流电压升压后，固定开关元件的脉冲宽度(F6)，根据上述相位、相序、以及频率检测方法来检测电源电压相位、相序以及电源频率，在控制系统中设置(F7～F9)，然后转移到无传感器控制(F10)。

(实施例2)

使用图13至图15对本发明第二实施例进行说明。

本实施例表示在第一实施例的相位检测时，在检测电流中存在噪音成分时的对策。图1是本发明的实施例的PWM整流器装置。

图1的结构是在第一实施例中说明的结构。

本实施例的各开关元件的接通·断开控制信号和启动顺序与第一实施例中叙述的相同。

在上述第一实施例的相位检测方法中，利用检测电流波形的过零时刻(即，从具有检测电流的区间向没有检测电流的区间的切换时刻、或者从没有检测电流的区间向具有检测电流的区间的切换时刻)来推测电源相位。但是，当在检测电流中存在噪音成分时，产生所述过零时刻的位置偏差或判定误差，相位推测结果的误差增大。

此外，为了检测上述过零时刻，需要将检测电流与0进行比较。实际上，由于A/D转换器的转换精度和噪音的影响，需要将预定的比较值设定为大于0。在噪音成分较大时，还必须将该比较值设定得较大。

为了减小上述噪音的影响，进行检测电流的移动平均处理。特别是图10所示的电流波形具有在电源的1/3周期的期间无检测电流的特征，所以对于图10所示的电流波形，如果将移动平均处理的平均区间长度设定为电源周期的1/3，则在平均处理的输出中得到周期性的接近于0的最小值。

在图13中表示U相检测电流波形16和移动平均处理后的U相电流波形20。与移动平均处理后的U相电流波形的最小值对应的时刻，与U相检测电流的过零时刻(从没有检测电流的区间向具有检测电流的区间的切换时刻)相对应。即，利用与移动平均处理后的U相电流波形的最小值对应的时刻，可以与现有的相位运算方法相同地推测电源相位。

以下，使用图14和图15对相序、频率以及电源相位的具体的运算算法进行说明。

在图14中表示，移动平均处理后的三相检测电流波形20a、20b、20c以及在相位检测动作开始时(时刻t0)被清零、之后在每个载波周期被累加计数的微型机内部计数器值19。

从时刻t0到t4的期间，搜索成为下述条件的点(搜索与同相的检测电流值的最小值对应的计数器值)。

计数器值更新条件：移动平均处理后的电流值小于或者等于电流最小值。

动作：将电流最小值变更为本次移动平均处理后的电流检测值，将计数器值保存为N_x(x＝u、v、w)。

在一个电源周期的期间，为了切实地检测移动平均处理后的三相检测电流最小值，需要将搜索时间T_det设定为电源周期的1～4/3倍。因为电源频率为50Hz或者60Hz，所以最好将搜索时间如下地进行设定。

$T\det =\frac{1/50+1/60\·4/3}{2}=0.0211\left[s\right]$

该值为50Hz的电源周期的1倍和60Hz的电源周期的4/3倍的平均值。

在上述最小值搜索结束后(时刻t4)，利用与各相的电流最小值对应的计数器值N_u、N_v、N_w，如下所述进行相序判定、频率计算以及相位运算处理。

(1)相序判定处理

使用与电流最小值对应的计数器值N_u、N_v、N_w，根据图15(表1)所示的大小关系决定相序、θ₀以及ΔN。在此，Δθ_dc为输入电抗线圈的电流相位延迟以及A/D转换值的读入延迟。

(2)电源频率的运算

与图15的ΔN对应的相位为240°，所以通过下式求出电源频率fs。

fs＝240°×fc/(360°×ΔN)[Hz]

在此，fs为电源频率，fc为载波频率。

实际的电源频率只有50Hz和60Hz，所以还可以根据ΔN的大小直接判定电源频率。

(3)电源相位运算

根据相序，如下式那样进行电源相位运算。在为正序时：

θ_dc＝θ₀+(N-(N_u+N_v+N_w)/3)×Δθ[°]

在为逆序时：

θ_dc＝θ₀-(N-(N_u+N_v+N_w)/3)×Δθ[°]

在此，N为当前时刻(时刻t4)的计数器值，Δθ为一个载波周期的相位增量(Δθ＝360°×电源频率/载波频率)。

在相序判定、频率计算以及相位运算处理完成之后，与第一实施例相同，在控制系统中进行设置，转移到无传感器控制。

(实施例3)

使用图16至图20对本发明第三实施例进行说明。

图16表示了本发明向电动机驱动用PWM逆变器装置的应用。

与所述图1相同的符号表示进行相同的动作。与图1不同的部分为：将整流器控制部6变更为逆变器控制部22，将直流负载9变更为直流电源23，将交流电源1变更为电动机21。

在电动机21为空转的状态下，在没有对电动机21附加位置或速度传感器时，检测电动机的感应电压，可以根据检测电压的相位推测转子的位置，但一般情况下感应电压的检测需要专用电路。

因此，与第一实施例相同，对不需要专用电路的感应相位的检测方法进行说明。

与第一实施例相同，对各开关元件提供图3所示的接通·断开控制信号。此外，与图5所示的三相电压波形相同地，根据各相电压的大小关系将感应电压分为I～VI的六个区域。

一般地，当直流电源电压大于电动机感应电压的相间电压振幅值时，因为没有二极管整流电流，所以当如第一实施例那样在开关元件为接通状态下检测母线直流电流时，在全部的区域无法检测到检测电流。对此，如果将检测母线直流电流的定时从开关元件为接通的状态变更为刚刚转换为断开之后，则可以应对。

图17表示电动机空转状态的等效电路。开关元件Qx为接通状态，在感应电压相位区域I～III和VI中，U相电压高于V相或W相，所以开关元件Qx和Dy或Dz导通。在Qx刚刚从接通状态转换为断开之后，如图18所示，流经Qx的电流通过Dr对电容器进行充电。此时，可以通过母线直流电流检测电路7检测充电电流。

相反，在电源相位区域IV和V中，如图19所示，U相电压低于V相或W相，所以即使开关元件Qx为接通的状态，也不会在Qx中流通。因此，在Qx刚刚从接通状态转换为断开之后，也不会流动母线直流电流。

如上说明的那样，在感应电压相位区域IV和V中，具有在开关元件Qx刚刚从接通转换为断开之后，母线直流电流检测电路7的检测电流成为0的特征。

相同地，在开关元件Qy刚刚从接通转换为断开之后，在感应电压相位的区域I和VI中检测电流成为0，在开关元件Qz刚刚从接通转换为断开之后，在感应电压相位的区域V和VI中检测电流成为0。

如此，当按照接通状态的相，对各开关元件刚刚从接通转换为断开之后检测到的母线直流电流信号进行分解时，成为图20所示的波形。

根据这些波形，可以利用在第一实施例以及第二实施例中说明的相同的算法，推测电动机感应电压的相位、频率以及旋转方向。

在所述电动机感应电压较低时，母线直流电流过小，存在无法检测的现象。对此，通过以下两个对策来应对。

<对策1>增大接通·断开控制信号的宽度。

<对策2>即使接通·断开控制信号的宽度成为最大值，检测电流也没有达到预定值的情况下，从最高设定值缓缓降低载波频率，进行调整以使所述母线直流电流值达到预定值。

在本实施例中，利用电动机空转状态的感应电压对推测转子位置的方法进行了说明。但是，在控制对象不是电动机，而使用发电设备等交流电源设备的情况下也可以应用。

(实施例4)

使用图21对本发明第四实施例进行说明。

与所述第一实施例的图1以及第三实施例的图16相同的符号表示进行相同的动作。

该实施例表示从本发明第三实施例的PWM逆变器装置的直流电源(太阳能电池或燃料电池等)向交流电源变换的使用方式的一例。换句话说，本实施例是与第一实施例的电力变换方向相反的情况。

在没有电压传感器，并且根据母线直流电流使用三相电流再生方法的情况下，在逆变器装置启动之前，与第一实施例以及第二实施例相同地，进行电压相位推测处理，由此可以检测电源(系统)电压的相位。

各开关元件的接通·断开控制信号的生成方法、电流检测方法以及相位检测处理与所述第一实施例以及第二实施例相同。

(实施例5)

使用图22对本发明第五实施例进行说明。本实施例对第一实施例以及第二实施例的三相整流器装置和第三实施例的电动机驱动用逆变器装置进行了模块化。

在此，逆变器直流电流检测电路7a、整流器直流电流检测电路7、直流电压检测电路8、整流器/逆变器控制部6a构成为单片机的一部分。此外，单片机、整流电路4和逆变电路4a在同一基板上构成，收容在一个模块内。

通过模块化，可以减少控制部的部件(例如共用微型机、电源电路、直流电压检测电路)。此外，通过共用逆变器和整流器的控制信息，还可以加速控制的响应。

在图22中用虚线表示了构成模块24的部分。在此所说的模块是“标准化的构成单位”的意思，由可以分离的硬件/软件部件构成。此外，在制造上，理想的是在同一基板上构成，但并不限定于同一基板。由此，也可以在内置于同一机箱内的多个电路基板上构成。此外，在其他实施例中也可以采取相同形式的结构。

如果使用本发明，则可以在上述模块的逆变器侧和整流器侧一同省略交流电压传感器和交流电流传感器，因此可以实现控制基板的小型化以及成本的降低。

如上所述，根据本发明，可以提供一种全部不使用交流电压传感器和电流传感器，在廉价的电路结构的PWM整流器装置和电动机驱动用逆变器装置中，可以在短时间内平滑(无过电压、过电流现象)启动的PWM整流器·逆变器模块。

Claims (5)

1.一种整流器装置，其具备：输入侧经由电抗线圈与交流电源连接，在输出侧的直流端子间连接了平滑电容器，将交流变换为直流的整流电路；对所述整流电路的直流侧的母线直流电流进行检测的母线直流电流检测电路；以及使用所述母线直流电流检测值控制所述整流电路的控制单元，其特征在于，

在所述整流电路处于二极管整流动作的状态下，按顺序对构成所述整流电路的开关元件组的下支路中的三个开关元件提供接通·断开控制信号，在所述接通·断开控制信号为接通状态下检测母线直流电流，使用此时流动的母线直流电流与所述接通·断开控制信号的关系，检测所述交流电源的电压相位、频率以及相序中的至少一项。

2.一种逆变器装置，其具备：将直流变换为交流的逆变电路；与所述逆变电路相连接的电动机；对逆变电路的直流侧的母线直流电流进行检测的母线直流电流检测电路；使用所述母线直流电流检测值控制所述逆变电路的控制单元，其特征在于，

在所述电动机为空转状态且所述逆变电路为PWM动作停止状态时，按顺序对构成所述逆变电路的开关元件组的下支路的三个开关元件提供接通·断开控制信号，在所述接通·断开控制信号从接通到成为断开后的时刻检测母线直流电流，使用此时流动的母线直流电流与所述接通·断开控制信号的关系，检测所述电动机的感应电压相位、频率以及相序中的至少一项。

3.一种逆变器装置，其具备：输出侧经由电抗线圈与交流电源连接，在输入侧的直流端子间连接了直流电源，将直流变换为交流的逆变电路；与所述逆变电路连接的电抗线圈；对所述逆变电路的直流侧的母线直流电流进行检测的母线直流电流检测电路；以及使用所述母线直流电流检测值控制所述逆变电路的控制单元，其特征在于，

在所述逆变电路为PWM动作停止状态时，按顺序对构成所述逆变电路的开关元件组的下支路的三个开关元件提供接通·断开控制信号，在所述接通·断开控制信号从接通到成为断开后的时刻检测母线直流电流，使用此时流动的母线直流电流与所述接通·断开控制信号的关系，检测所述交流电源的电压相位、频率以及相序中的至少一项。

4.根据权利要求1所述的整流器装置，其特征在于，

在所述整流器装置为停止状态下，根据由所述母线直流电流检测电路检测到的母线直流电流信号推测所述整流器装置的直流负载状态，在直流负载状态大于设定值时启动所述整流器装置，在直流负载状态小于设定值时停止所述整流器装置。

5.根据权利要求4所述的整流器装置，其特征在于，

通过对所述母线直流电流信号进行低通滤波，或者进行一定时间的平均处理，或者两者都进行，来推测所述整流器装置的直流负载状态。

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