JP6002643B2 - 制御装置およびそれを用いた交流電動機システム - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機システムに利用する電動機駆動技術に関する。

家電・産業・自動車などの分野では、例えば、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転速度制御、ならびに電動パワーステアリングなどのトルクアシスト機器、さらには、製造装置におけるコンベア、昇降機、位置決め制御などにモータ駆動装置が用いられている。これらの分野のモータ駆動装置では、小形・高効率の交流電動機である永久磁石型同期電動機（以下、「ＰＭモータ」と称する）が幅広く用いられている。しかし、ＰＭモータを駆動するには、モータの回転子の磁極位置の情報が必要であり、そのための、レゾルバやホールＩＣ等の位置センサが必須となる。近年では、この位置センサを用いずに、ＰＭモータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が普及している。

センサレス制御の実現によって、位置センサにかかる費用（センサそのもののコストや、センサの配線にかかるコスト、センサの取り付け調整作業にかかる費用）が削減でき、また、センサが不要となる分、装置の小型化や、劣悪な環境での使用が可能になるなどのメリットも生まれている。

現在、ＰＭモータのセンサレス制御は、ロータが回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）を直接検出し、回転子の位置情報としてＰＭモータの駆動を行う方式や、ＰＭモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術などが採用されている。

ＰＭモータの発生する誘起電圧に基づくセンサレス方法としては、誘起電圧の零クロスに基づく方式がある。この方式は、ＰＭモータを１２０度通電で駆動し、通電していない相の電圧を検出し、その電圧が零クロスするタイミングをコンパレータによって求め、位相情報を得るものである。しかし、この方式は速度起電圧に基づく方式であるために、停止・低速域ではＰＭモータを駆動することができない。

また、速度起電圧を用いない位置センサレス方式が提案されており、速度起電圧の発生しない零速度域の位置センサレス方式として、例えば、特開２００９−１８９１７６号公報（特許文献１）がある。特許文献１では、ＰＭモータの２つの相にパルス電圧を印加すると、ＰＭモータの回転子の位置に応じた起電圧が、通電していない非通電相に発生する。よって、この起電圧（磁気飽和起電圧）を観測することで、回転子の位置（角度）に対する依存性が観測され、低速域での位置センサレス駆動が可能となる。磁気飽和起電圧は、非通電相に発生する電圧であるため、制御側で検出相を選択して、電圧を読み込む必要がある。よって、通電相の切替えを、非通電相の磁気飽和起電圧の大きさを観測しながら、予め設定している閾値に到達した時点で行うようにすれば、位置センサレスでの駆動が実現できる。ここで、通電相の切替えには、「閾値」の設定精度が重要となる。

特開２０１２−１０４７７号公報（特許文献２）には、この閾値に関する自動調整機能が開示されている。特許文献２では、以下の手順で閾値の自動調整を行う。まず初めに、例えばモード１において直流電流を流し、その通電モードの位置に回転子を引き付けておく。次に、モードを一つ進めて、同じように直流を通電する。その際、モードを切替えた直後の非通電相の電圧が、閾値電圧に一致する。以降その繰り返しによって、特許文献１で重要となる閾値の値を実機から取得可能になる。

特開２００９−１８９１７６号公報 特開２０１２−１０４７７号公報

特許文献１は、モータが停止・低速状態において、脱調することなく駆動力を発することができる。しかし、センサレス駆動における重要な設定定数である閾値の自動調整に関する記載がない。

特許文献２は、前述の閾値の自動調整に関する内容が開示されているが以下の問題がある。

第一に、ある通電モードにおいて直流を印加することによって回転子を一旦固定し、その後、次の通電モードに切替えて直流を通電し、その切替直後の起電圧を採取するため、もし、ＰＭモータのイナーシャが小さい場合には、切替えと同時に回転子が移動してしまい、正確な閾値を採取することができなくなってしまう。

第二に、２００Ｖ級のＰＭモータの場合、回転子の磁石量を最適化（最小化）して設計しており、代わりに固定子の巻数を上げて、回転トルクを得るような設計が多い。その場合、固定子の電流値によってＰＭモータの磁束量が大きく変化し、結果的に閾値の適正な値も変化してしまう。すなわち、特許文献１で開示されたセンサレス制御を実現する上で、閾値そのものを、ＰＭモータの回転トルク、あるいは電流値に応じて最適値に設定する必要がある。そうでないと、ＰＭモータの仕様を満たす十分なトルクが得られないばかりか、脱調や不安定な振動を招く可能性がある。

本発明の目的は、零速度近傍において、回転子位置センサを用いずに、高トルクを実現し、かつ高安定な交流電動機の駆動制御装置およびそれを用いた交流電動機システムを提供することにある。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本発明は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、三相交流電動機の二相を選択して通電し、残りの非通電相の電圧値と、該電圧値に対する閾値との比較に基づいて通電相を切替え、該三相交流電動機を回転駆動する交流電動機の制御装置において、前記閾値の設定は、前記閾値を検出するための閾値検出モードを備えるものとし、該閾値検出モードでは、前記三相交流電動機の回転子を直流通電によって一旦固定し、その後、二相間に交流電流を通電して前記閾値を取得する。

本発明によれば、停止状態からの高速度域までの広い範囲にわたり、高トルクでかつ安定な制御装置およびそれを用いた交流電動機システムを提供できる。

本発明を適用した実施例１に係る制御装置と交流電動機からなる交流電動機システムの構成を表す図である。 実施例１に係るモータへの直流通電時の動作を示す図である。 実施例１に係るモータへの交流通電中の動作を示す図である。 実施例１に係る閾値取得に関するフロー図である。 本発明を適用した実施例２に係る閾値取得に関するフロー図である。 本発明を適用した実施例３に係る交流電動機へのバイポーラパルス電圧の印加を示す図である。 実施例３に係る磁気飽和起電圧と正転、逆転方向の閾値電圧を示す図である。 実施例３に係る閾値取得に関するフロー図である。 本発明を適用した実施例４に係る交流電動機の制御装置の制御器を示すブロック図である。 実施例４に係る閾値取得時の電流波形の立ち上がりを示す図である。 本発明を適用した実施例５に係る交流電動機の制御装置の制御器を示すブロック図である。 実施例５に係る線間電圧、相電流、非通電相起電圧を示す波形図である。 実施例５に係る線間電圧、相電流、非通電相起電圧を示す波形図である。 実施例５に係る線間電圧、相電流、非通電相起電圧を示す波形図である。 本発明を適用した実施例６に係る交流電動機の制御装置の速度・電流制御器を示すブロック図である。 実施例６に係る交流電動機の制御装置の起動時の波形を示す図である。 本発明を適用した実施例７に係る交流電動機の制御装置の速度・電流制御器を示すブロック図である。 実施例７に係る交流電動機の制御装置の定常状態の電流波形を示す図である。 本発明を適用した実施例８に係る交流電動機の制御装置の速度・電流制御器を示すブロック図である。 実施例８に係る交流電動機の閾値の電流依存性を示す図である。 本発明を適用した実施例９に係る交流電動機の制御装置の非通電相起電圧のリンギングを示す図である。 実施例９に係る交流電動機の制御装置の非通電相起電圧に含まれるリンギング期間の測定に関する図である。 実施例９に係る交流電動機の制御装置の制御器を示すブロック図である。 本発明を適用した実施例１０に係る交流電動機の制御装置の重なり期間に関する波形図である。 実施例１０に係る交流電動機の制御装置の制御器を示すブロック図である。 本発明を適用した実施例１１に係る交流電動機の制御装置を用いた汎用インバータを含む交流電動機システムの図である。 従来例における二相間へのパルス電圧印加を示す図である。 従来例における磁気飽和起電圧の回転子位置依存性を示す図である。 従来例における交流電動機の通電相、通電モード、非通電相と、非通電相に発生する起電圧、ならびに通電モードを切替えるための閾値電圧に関する図である。 従来例における通電モードと回転子位置の関係、ならびにモード１における直流通電を示す図である。 従来例における通電モード切替時の非通電相起電圧、回転子位置の変化を示す図である。

まず、本発明の前提となる、速度起電圧を用いない位置センサレス方式について、図面
を用いて説明する。
特許文献１では、図２７（a）、（b）に示すように、ＰＭモータの２つの相にパルス電圧を印加すると、ＰＭモータの回転子の位置に応じた起電圧が、通電していない非通電相に発生する。図２７ではＵ相が非通電相になっている。この起電圧は、ＰＭモータの回転子に取り付けられている永久磁石磁束と、通電電流の関係によって、モータ内のインダクタンスが微小に変化することで発生する電圧であり、停止状態においても観測可能である。よって、この磁気飽和起電圧を観測することで、図２８に示すような回転子の位置（角度）に対する依存性が観測され、低速域での位置センサレス駆動が可能となる。この起電圧を、回転子が回転することで発生する速度起電圧と区別するために、磁気飽和起電圧と呼んでいる。磁気飽和起電圧は、非通電相に発生する電圧であるため、制御側で検出相を選択して、電圧を読み込む必要がある。

図２９に、回転子の位置θdに対する通電相、非通電相、磁気飽和起電圧の関係を示す。通電相は、回転力が最も大きくなる２つの相をθdに応じて選択している。その通電相の切替えは、非通電相の磁気飽和起電圧の大きさを観測しながら、予め設定している閾値、すなわち図２９におけるVshp1〜Vshp6、に到達した時点で行うようにすれば、位置センサレスでの駆動が実現できる。

例えば、図２９において、回転子の位置がモード１にある場合（２１０［ｄｅｇ］≦θｄ≦２７０［ｄｅｇ］）には、Ｕ相からＶ相への通電がなされ、ＰＭモータには正転方向への回転力が発生する。回転子が回転するに従い、モード１での非通電相であるＷ相の起電圧は減少を開始し、やがて、θｄ＝２７０［ｄｅｇ］にて閾値Vshp1に一致する。この一致により、通電モードの切替えトリガーが発生し、通電相が切替えられる。ここで明らかなように、通電相の切替えには、「閾値」の設定精度が重要となる。

特許文献２では、この閾値に関する自動調整機能が公開されている。閾値は、基本的にモータの磁気回路特性によって定まるものであるが、磁性材料のばらつきや、作り込み誤差、あるいは電圧検出回路の精度にも依存して変化してしまう。そこで、ＰＭモータやそれを駆動するインバータの個体ばらつきを補正するための自動調整機能が望まれる。

特許文献２では、以下の手順で閾値の自動調整を行う。

まず初めに、例えばモード１において直流電流を流し、その通電モードの位置に回転子を引き付けておく。次に、モード一つ進めて、同じように直流を通電する。その際、モードを切替えた直後の非通電相の電圧が、閾値電圧に一致する。

図３０（ａ）は、モード１〜６の通電ベクトルＶ１〜Ｖ６を示している。例えば、Ｖ１は、モード１を選択した時の電圧ベクトル（すなわち、Ｕ相からＶ相への通電時の電圧ベクトル）である。モード１を選択するのは、同図（ｂ）における「Ｍ１」の領域に回転子磁束Φｍが存在する場合であるが、直流を流し込むことで同図（ｃ）のような電流磁束がモータ内部に発生し、これにロータが引き付けられて、停止する。Ｖ１の直流によって固定された状態が同図（ｄ）である。

この図３０（ｄ）のΦｍの位置は、ちょうどモード２とモード３の境界上にある。すなわち、この位置での非通電相の起電圧を観測すれば、モード２からモード３へ移行するための閾値を得ることができる。

図３１に示すように、モード１の状態で直流を通電して、回転子を固定しておくと、この時の回転子位相は−３０［ｄｅｇ］である。ここで通電相をモード２に切替え、非通電相Ｖ相の起電圧を切替直後にサンプリングすると、それはすなわち、モード２からモード３への切替えの閾値となる。

そのままモード２への直流通電を続けることで、回転子は＋３０［ｄｅｇ］の位置に移動する。今度は、モード３へ切替えることで、モード３からモード４への切替閾値が得られる。 この繰り返しによって、特許文献１で重要となる閾値の値を実機から取得可能になる。

以上の特許文献２においては、前述したように、切替直後の起電圧を採取する際に回転子が移動してしまい正確な閾値を採取することができない点、閾値そのものをＰＭモータの回転トルクや電流値に応じて最適値に設定する必要がある点等の課題があり、それを解決するための本発明の実施例を、以下、図面を用いて説明する。

図１〜４を用いて、本発明の実施例１に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

この制御装置は、三相交流電動機４の駆動を目的とするものであり、図１に示すように、大別すると、制御器１、電圧検出器２、直流電源３１とインバータ主回路３２とゲート・ドライバ３３を含むインバータ３、電流センサ５を含んで構成される。また、駆動対象である三相交流電動機（ＰＭモータ）４と、この制御装置で交流電動機システムを構成する。

尚、駆動対象としては、本実施例ではＰＭモータを例に挙げるが、回転子位置に対する磁気飽和特性が得られる電動機であれば、他の種類の交流電動機であっても適用可能である。

図１において、制御器１は、三相から非通電相の起電圧を選択するマルチプレクサー１１、閾値を検出するための制御ブロックである閾値検出器１２、通常駆動時に機能する速度・電流制御器１３、通常駆動時と、閾値検出モードを切替える切替器１４、電圧指令をパルス幅変調するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）発生器１５からなる。

通常駆動の場合、切替器１４は「Ａ」側に切替えられ、予め設定された閾値と、サンプリング毎に検出される非通電相の起電圧とを比較しながら、通電相の切替えを行う。この時、ＰＭモータの回転数制御やトルク制御が本ブロック内で実施される。速度・電流制御器１３の動作は、基本的には公知技術をそのまま用いるものである。

また、閾値検出モードでは、切替器１４は「Ｂ」側に切替えられ、予め設定されたフローに従い、ＰＭモータへの通電を実施し、通常駆動時に必要となる「閾値」を高精度に取得する。

このフローの詳細を図２、３を用いて説明する。まず、図２に示すように、Ｕ相からＶ相へ直流電流を通電する。この祭、ＰＭモータ４の内部では、直流電流による磁束が発生し、それに引き付けられるように、回転子が移動して固定される。図２の通電モードは、Ｕ相が正、Ｖ相が負であるから、モード１の通電となり、図３０（ａ）におけるＶ１の電圧ベクトルを印加していることになる。この位置（θｄ＝−３０［ｄｅｇ］）に回転子は一旦固定される。次に、通電相を切替え、図３に示すようにＵ相からＷ相への通電を行う。ただし、この場合には、平均が零となる交流を印加する。Ｕ相からＷ相への通電はモード２となるが、この時に固定されている回転子位置θｄ＝−３０［ｄｅｇ］は、モード２からモード３への境界上にある。よって、ここでの非通電相起電圧は、モード２からモード３への切替時の閾値に一致するため、この交流電流の通電によって閾値が取得できる。

印加している電流が交流であるため、発生トルクの平均は零であり、回転子は回転せず、モード１で位置を固定されたままの状態を保つ。この点が特許文献２との大きな違いである。よって、回転子が移動しないことから、精度よく閾値の取得が可能である。

閾値測定のために流す交流の周波数は、ＰＷＭを行う際のキャリア周波数相当が適切と考えているが、起電圧が十分得られる周波数であれば問題ない。ただし、交流の周波数が低すぎると、回転子に振動を発生させるため好ましくない。回転子構造にもよるが、機械的な時定数を考慮すれば、数１００Ｈｚ以上の周波数であれば問題ない。

また、閾値の適正値がＰＭモータの駆動条件（特に電流の大きさ）に応じて変化する場合、これら交流電流の振幅を変化させ、実際の駆動電流に相当する交流を流すことで、条件をそろえることができる。

これらの動作をフロー図で示すと、図４となる。まず直流通電を実施し（Ａ０１）、回転子を固定し、その後、通電モードを切替えて交流を通電する（Ａ０２）。その状態で得られた非通電相（Ｗ相）の起電圧が、モード２からモード３への切替閾値になる。図２９に示したように、ＰＭモータの閾値は、原理的にはすべて対象となるため、一つの閾値で６つのモードそれぞれの切替閾値が得られることになる。

すなわち、三相交流電動機の回転子を直流通電によって一旦固定し、その後、二相間に交流電流を通電して閾値を取得する。

以上のように、本実施例による交流電動機の制御装置を用いれば、センサレス駆動に必要となる閾値を精度よく取得できる。こうして得られた閾値を用いて、通電相を順次切替えることで、高トルク駆動が可能な低速からの位置センサレス駆動システムが実現できる。

すなわち、本実施例によれば、三相のうちの二相間に通電し、残りの非通電相の起電圧に基づいて通電相の切替タイミングを決定するセンサレス制御において、ＰＭモータの負荷トルクや負荷電流に応じて、適切な通電相の切替えが可能となり、また、その切替えのための閾値の値を、自動的に採取可能なアルゴリズムが実現できる。

この結果、様々な種類のＰＭモータに対して、停止状態からの高速度域までの広い範囲にわたり、高トルクでかつ安定な交流電動機駆動システムを提供できる。

次に、図５を用いて、本発明の実施例２に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

前述した図４では、閾値取得を１回のみ実施し、その値に基づいて、６つのモードのそれぞれの閾値を設定するものであった。しかし、実際のＰＭモータでは、モータの磁性材料のばらつきや、作り込みの誤差などによって、相毎に起電圧がばらばらになる傾向にある。特に、起電圧を検出する検出回路にも相毎のばらつきがあるため、これらを解決することが望ましい。

そこで、図５に示すように、全通電モードに対して、閾値の取得を行うようにする。図５において、まず初めにモード１にて直流通電を行い(A01)、次にモード２に切替えて交流を印加（A02）、その時の起電圧であるVshp2を取得する(A03)。次に、モード２にて直流通電を行い(A04)、次にモード３に切替えて交流を印加（A05）、その時の起電圧であるVshp3を取得する(A06)。以降、直流通電、モードを切替えて交流を印加、閾値採取、を繰り返す。このように、直流通電と交流通電を、通電モードを変えながら実施すれば、全モードにおける正しい切替閾値が取得可能である。

すなわち、三相交流電動機の二相間に直流を通電することで回転子を一旦固定し、その後、直流を通電した二相とは異なる組み合わせの二相間に交流電流を通電して、閾値を取得し、これらの直流通電ならびに交流通電を少なくとも１回以上の組合せで実施して閾値を検出する。

以上、本実施例による交流電動機の制御装置を用いれば、センサレス駆動に必要となる閾値を相毎のばらつきを考慮した上で精度よく取得可能になる。

次に、図６、７、８を用いて、本発明の実施例３に関わる交流電動機の制御装置について説明する。すなわち、実施例１、２は、いずれも回転子の回転方向が固定（正転方向）であったのに対し、本実施例では逆転まで考慮した閾値の設定方法を提供する。
零速度付近で、回転子の速度やトルクを制御するには、正確な回転子位置がわからなければならない。正転、逆転を実現するため、図６に示すバイ・ポーラＰＷＭを採用する。バイ・ポーラとは、正側、負側の双方にパルスを必ず立てるというＰＷＭの方式である。この双方のパルスに対して、起電圧をそれぞれ観測すると、図７のような関係が得られる。正転方向にトルクを発生させるパルスを「正転パルス」、その逆を「逆転パルス」とすると、得られる起電圧は図7にようになる。ここで正転パルスは従来通りのものだが、逆転パルスによる起電圧が新たに記載されている。正転の閾値と同様、逆転の閾値も設定することで、正転・逆転の連続駆動も可能になる。尚、この逆転駆動に関する記載は、すでに文献１（「磁気飽和による起電圧を利用した永久磁石同期モータの低速センサレス〜零速度近傍の正・逆転駆動〜」平成23年電気学会産業応用部門大会講演論文集、No. 1-163、pp. I-715〜I-720 (2011)）にて公開されている。

本実施例は、これら２種類の閾値（正転方向の閾値Vshp1〜6、ならびに逆転方向の閾値Vshn1〜6）の自動調整を実現する。図８がその閾値を自動計測するフロー図である。図５と同様に、すべての通電モードに対して閾値を求めている。

すなわち、図８において、まず初めにモード１に直流通電を行い（Ｂ01）、次にモード２において交流を印加し（Ｂ02）、モード２から３への閾値を設定する。その後、そのままの状態でモードを３に切替え、再び交流を印加する（Ｂ03）。この時得られるのは、モード３からモード２への逆転の閾値である。これは図３０（ｄ）に示す通り、モード１で固定した回転子の位置は、モード２と３の境界線上であるため、モード２から３への正転方向の閾値と、モード３から２への逆転方向の閾値の両方が一度に取得可能である。

この閾値取得動作をモード２以降も同時に続けていくことで、ＰＭモータの全モードにおける正転、ならびに逆転方向の閾値が取得可能である。

すなわち、三相交流電動機の二相間に直流を通電することで回転子を一旦固定し、その後、直流を通電した二相とは異なる組み合わせの２通りの二相間に、それぞれ交流電流を通電して、閾値をそれぞれ取得し、これらの直流通電ならびに交流通電を少なくとも１回以上の組合せで実施して閾値を検出する。

次に、図９、１０を用いて、本発明の実施例４に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

これまでの実施例では、閾値取得のために交流を通電することで、実際のＰＭモータ駆動時と同等の大きさの電流まで流すことが可能であり、より精度の高い閾値が取得できることを述べた。交流電流は平均値が零であるため、平均の回転力を発生しないが、高振幅の交流をステップ状に一気に与えることで、回転子が瞬間的に移動してしまう場合がある。この動きは、回転子のイナーシャや摩擦力などによって様々であるが、ソフトスタートをかけて、なるべく急峻な変動を与えない方が望ましい。

本実施例では、交流印加開始時において、なるべく回転子にショックを与えないよう、交流電流の振幅を徐々に増加させる動作を提供する。

図９は、本実施例の特徴部分である制御器１Ｂのブロック図であり、本ブロックを図１の制御器１の代わりに用いることで、第４の実施例が実現できる。

図９では、新たに電圧制限器１６が追加されているが、それ以外のブロックは図１のものと同一のものである。電圧制限器１６は、閾値取得時にＰＭモータに印加する交流電圧の振幅の変化率を制限するものである。この電圧制限器１６の導入により、電流波形は、図１０のようにランプ状に徐々に増加し、回転子への衝撃を無くすことができる。

以上のように、本実施例によれば、交流印加開始時の回転子位置変動を抑制することができ、それによって閾値の検出誤差をさらに低減できる。

次に、図１１〜１４を用いて、本発明の実施例５に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

これまでの実施例では、閾値取得のために交流を通電することで、実際のＰＭモータ駆動時と同等の大きさの電流まで流すことが可能であり、より精度の高い閾値が取得できることを述べた。しかし、交流を印加した時の電流は、交流の振幅だけでなく、周波数に対しても依存性があるため、条件によっては十分な交流電流が流せない場合が発生する。

この現象を、図１２〜１４を用いて説明する。例えば、図１２のようにＶ相とＷ相の線間にパルス状の交流電圧を印加した場合（通電モード３の条件）、相電流Ivが発生するが、その最大値（ピーク値）Ipが所定値I0に満たないとする。そこで、図１３のように、最大限までパルス幅を拡大するが、やはりＩ0には到達しない。すなわち、この周波数で十分な交流電流を流すことは不可能であることがわかる。その場合、図１４のように、交流の周波数を下げることで、最大電流を所望の値にまで流すことが可能になる。

これら図１２〜１４の動作を、自動的に実施するのが、本実施例５である。

図１１は、本実施例の特徴部分である制御器１Cのブロック図であり、本ブロックを図１の制御器１の代わりに用いることで、実施例５が実現できる。

図１１では、新たに交流周波数設定器１７と、電流設定器１８が追加されているが、それ以外のブロックは図１のものと同一のものである。交流周波数設定器１７は、相電流のピーク値が電流設定器１８にて設定された値I0に一致しているかどうかをチェックし、一致していなければ、交流周波数を下げるように動作する。この動作によって、閾値取得に必要な大きさの交流電流をＰＭモータに印加できるようになり、閾値の検出精度を確保できるようになる。

すなわち、交流電流振幅を予め設定する機能を備え、該交流電流振幅の設定値に至るように、前記交流電流の周波数を調整する手段を備える。

次に、図１５、１６を用いて、本発明の実施例６に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

これまでの実施例では、高精度な閾値取得のための手段について述べてきたが、本実施例では、その取得した閾値を実際に用いてＰＭモータを駆動する場合のアルゴリズムに関して述べる。

図１５は、本実施例の特徴部分である速度・電流制御器１３Ｄのブロック図であり、本ブロックを図１の速度・電流制御器１３の代わりに用いることで、実施例６が実現できる。

図１５において、速度・電流制御器１３Ｄは、閾値を設定する閾値設定器１９、非通電相起電圧の検出値と閾値と比較する閾値比較器２０、閾値比較器の出力に基づき、ＰＭモータへの通電モードを決定する通電モード判別器２１、電圧指令Ｖ０、ならびに通電モード判別器２１によって指定された通電動作を行うよう、三相電圧指令を決定する通電相決定器２２、起動時の電流を設定する定電流指令Ｉ０設定器２３、ＰＭモータ４の回転数制御を行うため、電流指令を出力する速度制御器２４、ＰＭモータへの電流指令を定電流指令か、速度制御器の出力かを切替える切替器２５、制御する相電流を選択する電流選択器２６、電流指令と実際の電流値との偏差を演算する減算器２７、電流偏差に基づいて、ＰＭモータへの印加電圧Ｖ０を演算する電流制御器２８、から構成される。

本ブロックの動作は以下の通りである。

これまでの実施例で述べた通り、閾値は所定の電流値に対して最適な値として検出されており、その値は閾値設定器１９に格納されている。よって、この閾値と非通電相起電圧との比較によって、通電モードは理想的に切替えられる。ただし、閾値を測定した時の電流値と、実際に流れている電流値が異なっていると、理想的な切替えが成されないことになる。よって、閾値を取得した電流に一致するように、定電流によるＰＭモータ駆動を行うのが、本実施例の特徴である。

定電流指令I0設定器２３において、閾値測定に用いた電流値に等しい電流を設定しておく。起動時は、切替器２５が「Ｌ」側に切替えられており、常に一定値I0の電流指令が電流制御器２８へ与えられる。この結果、駆動電流と設定閾値の条件は一致するため、常に理想的なトルク駆動が実現できるようになる。また、回転数が上昇し、速度起電圧が大きくなったところで、切替器２５を「Ｈ」側に切替え、速度起電圧によるセンサレス駆動に切替えれば、従来通りの速度制御が実現可能になる。この切替え速度ωr0は、ＰＭモータの特性にも依存するが、５％から１５％程度の範囲である。

図１６に、本実施例を用いた場合の起動波形を示す。図１６（a）は、回転子を含めた機械系のイナーシャが小さい場合の零からの起動波形である。起動開始時刻t0から、速度ωr0に到達するt1までは、電流を一定値I0に制御して加速し、その後、切替器25によって電流指令が切替わり、速度制御器24が動作を開始する。切替え後、回転速度は速度制御器の設定応答に従って上昇し、速度指令ωr*に一致する。図のように、イナーシャが小さい場合には、定電流にて一気に加速され、低速域は一瞬で通り過ぎる。

これに対し、イナーシャが大きな場合には、図１６（ｂ）のようにt1までの時間が長くなるが、設定電流に応じたトルクでの加速が可能である。

すなわち、交流電動機の通常駆動時における起動時には、電流を予め設定した値に一致するように制御して加速し、その後、速度制御機能を動作させて回転制御を行う。

このように、従来、低速域での高トルク化が難しかったセンサレス駆動であるが、起動電流と、それに対して適切な閾値を設定することで、無駄のない加速特性が得られるようになり、より安定でかつ高応答な交流電動機の制御装置が実現できる。

次に、図１７、１８を用いて、本発明の実施例７に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

実施例６では、取得した閾値を実際に用いてＰＭモータを駆動する場合のアルゴリズムに関するものであり、これまでにない高トルク駆動が実現できる一方、低速域は一定電流駆動となってしまうため、速度制御ができないという問題がある。本実施例では、この問題を解決する実施例を示す。

図１７は、本実施例の特徴部分である速度・電流制御器１３Ｅのブロック図であり、本ブロックを図１の速度・電流制御器１３の代わりに用いることで、実施例７が実現できる。

図１７において、速度・電流制御器１３Ｅは、前述の速度・電流制御器１３Ｄに対して、新たに高調波発生器２９を設け、その出力を電圧指令Ｖ０に加算する加算器３０を追加している。さらに、図１５における定電流指令I0設定器２３、切替器２５は削除されている。その他の部品である、閾値設定器１９、閾値比較器２０、通電モード判別器２１、通電相決定器２２、速度制御器２４、減算器２７、電流制御器２８は、それぞれ実施例６のものと同じものである。

本ブロックの動作は以下の通りである。

本実施例では、特に低速域において、一定電流による駆動は実施しない。起動時から速度制御器２４に基づいて電流制御が実施される。その場合、電流の大きさは、速度制御器によって決定されるため任意の値となり、閾値に設定された値と異なる場合が生じる。そこで、高調波発生器２９を導入し、電流に含まれるリプル成分を操作し、常に、閾値を取得した条件の電流ピークとなるように意図的に高調波を印加する。

その様子を図１８に示す。閾値取得時の電流をI0とし、その大きさを１００％電流とすると、無負荷時には高調波発生器２９において高調波量を増やしておき、ピーク値がI0に到達するように調整する（図１８（a））。同様に、５０％の場合にも高調波量を調整して、ピーク値がI0に到達するようにする（同図（b））。１００％負荷時には、基本波のみでI0相当の電流となるため、高調波は不要になる（同図（ｃ））。

すなわち、交流電動機の通常駆動時、前記通電相を流れる電流のピーク値が、予め設定した値に一致するように高調波成分を電圧に加算して制御を行う。

このように、高調波発生器２９によって電流ピーク値を調整することで、低速からの任意の速度制御、トルク制御が実現できるようになる。

次に、図１９、２０を用いて、本発明の実施例８に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

実施例７では、取得した閾値に実電流のピーク値が一致するように高調波量を制御し、低速域から安定に速度制御を実現するものであった。この方式は簡便ではあるものの、高調波を印加する必要があるため、不必要な電磁騒音や、高調波損失を増加させる点について考慮されていない。本実施例では、この問題を解決する実施例を示す。

図１９は、本実施例の特徴部分である速度・電流制御器１３Ｆのブロック図であり、本ブロックを図１の速度・電流制御器１３の代わりに用いることで、実施例８が実現できる。

図１９において、速度・電流制御器１３Ｆは、前述の速度・電流制御器１３Ｅに対して、新たに閾値設定器１９Ｆを設けているのが主な特徴であり、高調波発生器２９、加算器３０は削除されている。

本ブロックの動作は以下の通りである。

閾値設定器１９Ｆは、各通電モードにおける閾値を格納しているが、ここでは、電流値に対する適切な閾値をマップ化して保存している。図２０に示すように、閾値の適正値は、通電する電流によって変化する場合があり、この電流に対する閾値を前述の閾値検出モードにおいて取得する。例えば、実施例４のように、交流電流値を徐々に増加させる過程において、非通電相電圧を取得し、それらの値を保存していけば、電流に対する適切な閾値は容易に取得可能である。このようにして得られた電流値に対する閾値情報を元に、閾値設定器１９Ｆにテーブルデータとして記憶させておき、電流に応じて適宜、閾値を変更することで、常に最適な状態での通電モード切替えが可能になる。

すなわち、交流電動機の通常駆動時、閾値検出モードで得られた電流値と閾値の関係を、データマップ、もしくは関数にて内蔵しておき、該データマップ、もしくは関数に基づいて、駆動電流に対する閾値を算出して、交流電動機を駆動する。
よって、本実施例によれば、電磁騒音を生じることもなく、低速からの高応答、高精度なセンサレス駆動が実現できる。

次に、図２１〜２３を用いて、本発明の実施例９に関わる交流電動機の制御装置について説明する。本実施例では、閾値検出を含めた非通電相起電圧検出のための、事前調整に係わる実施例を示す。

図２１（a）に示すように、パルス状の交流電圧Vvwを印加した場合、同図（ｂ）のような電流が発生し、非通電相起電圧Ｅｕが発生する。同図（ｃ）に示すように、実際の起電圧にはスイッチングに伴うリンギングが発生する。そこでこのリンギングを避けるために、スイッチング後、所定時間Ｔをおいて起電圧をサンプリングする必要がある（同図（ｄ））。もし、この所定時間Ｔが十分短い場合、同図(e)のように、リンギング中の電圧をサンプリングしてしまい、正しい非通電相電圧を検出できないことになる。

これらのリンギング周波数は、数１０kHz〜数MHzの領域であり、サンプリング周期が数10０μsであるモータ制御の演算周期では、とても検出は不可能である。

そこで、演算処理周期毎に非通電相電圧Euのサンプリングタイミングをずらしていき、リンギングの発生している期間を検出することにする。

図２２（a）は、時刻t0において、線間電圧Vvwを期間Ｔ0だけ印加した様子を示している。モータには、この電圧が繰り返し印加されるため、毎回同じリンギングを伴う起電圧が非通電相に発生する。まず初めに、t0に対して微小時間Δtだけずらしたt1の時刻でＥｕをサンプリングし、次の周期では、さらにΔｔずらしたt2の時刻でサンプリングする。このような処理を繰り返すことで、リンギングの波形の全容を知ることが可能である。サンプリングの結果、値の変動が収まったことを検出すれば、リンギング期間Ｔｇの大きさが検出できる。

図２３に、本実施例の特徴部分である制御器１Ｇのブロック図を示す。本ブロックを図１の制御器１の代わりに用いることで、実施例９が実現できる。

図２３において、制御器１Ｇは、図１１の制御器１Ｃに対して、新たにリンギング抽出器４１、ならびに切替器１４ｇを設けているのが主な特徴である。

本ブロックの動作は次の通りである。閾値検出モードを実施する前に、切替器１４ｇを「Ｄ」側に切替えて、リンギング時間の抽出を実施する。リンギング抽出器４１では、前述の通りにパルスの印加を繰り返し実施し、その間、非通電相電圧をサンプリングのタイミングを変えて取得する。その結果、リンギングの収束時間Ｔを取得し、それに合わせて最小パルス幅の設定、あるいは高調波周波数の設定を実施する。

すなわち、閾値検出モードの開始時の動作として、非通電相の電圧波形を複数回数サンプリングし、電圧波形の立ち上がり時の振動範囲を検出し、該検出範囲を避けるように、電圧検出タイミングを設定する。また、前記複数回数サンプリングは、演算処理周期毎にサンプリングを行うものとし、かつ、サンプリングタイミングを徐々にずらすことで実現する。

以上のように、本実施例によれば、リンギング時間を自動的に抽出することが可能であり、より高精度な閾値の取得、ならびに高応答、かつ高安定な交流電動機の制御装置が実現できる。

次に、図２４、２５を用いて、本発明の実施例１０に関わる交流電動機の制御装置について説明する。本実施例では、１２０度通電駆動に特有の調整要素である重なり期間の取得方法に関する実施例を示す。

図２４に示すように、時刻t0にて通電モードをモード１からモード２に切替えた場合、Ｕ相の電流は継続して流れ続けるが、Ｖ相からＷ相への電流の切替えが発生する。この際、Ｖ相の電流は一瞬で零にはならず、フリーホイールダイオードを経由して、徐々に減少する。同時にＷ相の電流が立ち上がるため、一瞬だけ三相に同時に電流が流れることになる。この期間（図２４のt0からtsの間の期間）を重なり期間と言う。この期間は、通電相を変更した際の電流の減衰期間であり、本来非通電相となるべきＶ相が通電しているため、非通電相の起電圧検出ができない期間となる。

よって、この期間は起電圧の検出と閾値との比較は不可能であり、「待ち」の時間となる。この期間を避けて、非通電相起電圧をサンプリングする必要があるため、予めこの期間を設定しておく必要がある。図２４からもわかるように、重なり期間中は、非通電相起電圧が直流電圧の正か負に必ずクランプされているため、重なり期間であることが確認できる。この期間をカウントし、さらに過渡変動も考慮して１、２サンプル分の余裕を持たせて重なり期間として設定し、非通電相の検出を実施する。

図２５に、本実施例の特徴部分である制御器１Ｈのブロック図を示す。本ブロックを図１の制御器１の代わりに用いることで、実施例１０が実現できる。

図２５において、制御器１Ｈは、図２３の制御器１Ｇに対して、新たに重なり期間抽出器４２、ならびに切替器１４ｈを設けているのが主な特徴である。

本ブロックの動作は次の通りである。閾値検出モード、あるいはリンギング抽出モードを実施する前に、切替器１４ｈを「Ｅ」側に切替えて、重なり期間の抽出を実施する。重なり期間抽出器4２では、前述の通りに通電状態でモード変更を実施し、非通電相電圧をサンプリングする。サンプリング結果がインバータの直流電圧にクランプされている期間は重なり期間であるためその期間をカウントし、クランプが解除されたところから１、２サンプル分の余裕を加えて重なり期間とする。

すなわち、閾値検出モードの実施前に、通電相を変更した際の非通電相の電圧をサンプリングして、通電相を変更した際の電流の減衰期間を測定し、非通電相の電圧値と該電圧値に対する閾値との比較を行わない重なり期間を抽出する。

以上のように、本発明の実施例によれば、１２０度通電独特の重なり期間を自動的に抽出することが可能であり、より高精度な閾値の取得、ならびに高応答、かつ高安定な交流電動機の制御装置が実現できる。

次に、図２６を用いて、本発明の実施例１１に関わる汎用インバータについて説明する
。

図２６は、三相交流電源４４、汎用インバータ４５、ＰＭモータ４からなる、汎用インバータを用いた交流電動機システムである。汎用インバータ４５は駆動対象であるＰＭモータ４（交流電動機）の制御装置として動作する。

汎用インバータ４５内部には、これまでの実施例で説明した制御器１、電圧検出器２、インバータ３、電流センサ５が含まれている。なお、図１における、インバータ３内の直流電源３１は、三相交流電源４４を整流して平滑することで直流源を得ている。また、汎用インバータ４５を構成する制御器１は、上記説明した実施例の手段を搭載したものである。

上記説明した実施例は、ＰＭモータ４の閾値を正確に抽出可能であり、かつ、低速からの高応答、高トルク駆動が可能なものである。よって、汎用インバータのように、様々なモータが接続されることを前提とした装置には、上記説明した本発明の実施例が特に適したものとなる。すなわち、任意のモータを接続し、閾値の抽出を実施することで、高トルク、高応答なセンサレス駆動が実現できる。

また、上記説明した実施例は、汎用インバータに留まらず、圧縮機（空調用、冷蔵庫用）、ファン、ポンプ（水ポンプ、オイルポンプ）、スピンドルモータや、冷暖房機器、などの回転速度制御を初め、コンベア、昇降機、押し出し機、工作機械などにも適用が可能である。

以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることも可能である。

１…制御器、２…電圧検出器、３…インバータ、４…三相交流電動機（PMモータ）、
５…電流センサ、３１…直流電源、３２…インバータ主回路、３３…ゲート・ドライバ、
１１…マルチプレクサー、１２…閾値検出器、１３…速度・電流制御器、
１４…切替器、１５…PWM発生器

Claims (13)

1. 三相交流電動機の二相を選択して通電し、残りの非通電相の電圧値と、該電圧値に対する閾値との比較に基づいて通電相を切替え、該三相交流電動機を回転駆動する交流電動機の制御装置であって、
   前記閾値の設定は、前記閾値を検出するための閾値検出モードを備えるものとし、該閾値検出モードでは、前記三相交流電動機の回転子を直流通電によって一旦固定し、その後、二相間に交流電流を通電して前記閾値を取得することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記閾値検出モードは、前記三相交流電動機の二相間に直流を通電することで回転子を一旦固定し、その後、直流を通電した二相とは異なる組み合わせの二相間に交流電流を通電して、前記閾値を取得し、これらの直流通電ならびに交流通電を少なくとも１回以上の組合せで実施して前記閾値を検出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
3. 請求項１に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記閾値検出モードは、前記三相交流電動機の二相間に直流を通電することで回転子を一旦固定し、その後、直流を通電した二相とは異なる組み合わせの２通りの二相間に、それぞれ交流電流を通電して、前記閾値をそれぞれ取得し、これらの直流通電ならびに交流通電を少なくとも１回以上の組合せで実施して前記閾値を検出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
4. 請求項１乃至３の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記閾値検出モードにおいて、通電する前記交流電流は、通電開始時から徐々に振幅を増加させることを特徴とする交流電動機の制御装置。
5. 請求項１乃至４の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記閾値検出モードにおける交流電流振幅を予め設定する機能を備え、該交流電流振幅の設定値に至るように、前記交流電流の周波数を調整する手段を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
6. 請求項１乃至５の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の通常駆動時における起動時には、電流を予め設定した値に一致するように制御して加速し、その後、速度制御機能を動作させて回転制御を行うことを特徴とする交流電動機の制御装置。
7. 請求項１乃至５の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の通常駆動時、前記通電相を流れる電流のピーク値が、予め設定した値に一致するように高調波成分を電圧に加算して制御を行うことを特徴とする交流電動機の制御装置。
8. 請求項１乃至５の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の通常駆動時、前記閾値検出モードで得られた電流値と前記閾値の関係を、データマップ、もしくは関数にて内蔵しておき、該データマップ、もしくは関数に基づいて、駆動電流に対する閾値を算出して、前記交流電動機を駆動することを特徴とする交流電動機の制御装置。
9. 請求項１乃至８の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
   前記閾値検出モードの開始時の動作として、前記非通電相の電圧波形を複数回数サンプリングし、電圧波形の立ち上がり時の振動範囲を検出し、該振動範囲を避けるように、電圧検出タイミングを設定する機能を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
10. 請求項９に記載の交流電動機の制御装置であって、
    前記複数回数サンプリングは、演算処理周期毎にサンプリングを行うものとし、かつ、サンプリングタイミングを徐々にずらすことで実現することを特徴とする交流電動機の制御装置。
11. 請求項１乃至１０の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
    前記閾値検出モードの実施前に、
    前記通電相を変更した際の非通電相の電圧をサンプリングして、通電相を変更した際の電流の減衰期間を測定し、
    前記非通電相の電圧値と該電圧値に対する閾値との比較を行わない重なり期間を抽出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
12. 請求項１乃至１１の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置であって、
    該制御装置は、
    前記閾値を取得する制御器と、
    前記三相交流電動機の各相の電圧値を検出する電圧検出器と、
    前記三相交流電動機の各相の電流を検出する電流センサと、
    インバータと、
    を含んで構成されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
13. 請求項１乃至１２の何れか１項に記載の交流電動機の制御装置と、該制御装置により駆動される交流電動機からなることを特徴とする交流電動機システム。

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