JP2008061322A - 三相コンバータ・インバータ装置及びモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】電圧位相センサと相電流センサを用いずに、コンバータ装置もしくはインバータ装置を制御するために必要な交流電圧位相を検出する手段を実現し、安定した起動が出来るコンバータ装置，インバータ装置及びモジュールを提供する。
【解決手段】コンバータ装置もしくはインバータ装置のスイッチング素子群のうち上アームの素子群もしくは下アームの素子群にオン・オフ制御信号を順番に与え、与えた素子のオンあるいはオフの状態時に母線直流電流を検出し、検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号の順番から各相の検出電流信号を作成し、前記各相の検出電流信号より電圧位相，周波数及び、相順を推定することにより、安定した起動が達成できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換するコンバータ装置と、直流を交流に変換するインバータ装置及びモジュールに関する。

交流から直流に変換するための電力変換器から発生する高調波電流を非常に小さくできる電力変換器として正弦波ＰＷＭコンバータ装置が広く普及している。

ＰＷＭコンバータ装置は入力側の交流電源との間にリアクトルを接続し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサと負荷が接続されている。そこで、電源側から負荷側へ電力供給する場合、電源電圧と同位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。また、負荷側から電源側に電力を回生する場合、電源電圧と逆位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。

具体的には、平滑コンデンサの直流電圧が所定値になるように入力電流の振幅指令を与え、電源電圧位相に同期した電流指令値として、この指令値に入力電流検出値が一致するようにＰＷＭコンバータの交流入力電圧を制御している。

このようにＰＷＭコンバータを制御するには、電源電圧位相及びコンバータへの入力電流の検出が不可欠である。

上記正弦波ＰＷＭコンバータの開発は古くから行われており、多数の方式が提案されている。

ここで、電源電圧センサを用いないで、電源電圧位相を検出する方式として、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」が提案されている。本方式は、電源電圧位相を検出することなく電源電圧位相に同期した正弦波電流を流すことが可能である。

一方、モータ駆動用インバータ装置には、モータが空転状態中に発生する誘起電圧よりモータ回転子位置を推定する手段として、特開２００６−２５５８７号公報や平成１７年度電気学会産業応用部門大会論文集記載の「相電流および直流母線電流検出方式に適用可能なセンサレスＰＭモータ駆動システムのフリーラン起動法」がある。特開２００６−
２５５８７号公報は多相交流電動機の空転時において、多相のうちの一部の相の巻線を短絡して流れる電流に基づいて回転子の位置を推定する手段が記載されており、平成１７年度電気学会産業応用部門大会論文集記載の「相電流および直流母線電流検出方式に適用可能なセンサレスＰＭモータ駆動システムのフリーラン起動法」はインバータ回路の一つスイッチング素子をオン・オフ動作させて、その時に１相電流或いは母線直流電流の通流状況から誘起電圧位相を推定する方式が述べられている。

特開２００６−２５５８７号公報 平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」 平成１７年度電気学会産業応用部門大会論文集記載の「相電流および直流母線電流検出方式に適用可能なセンサレスＰＭモータ駆動システムのフリーラン起動法」

上記のように背景技術では様々な方式が提案されているが、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」は、
ＰＷＭコンバータ起動時の電源電圧初期位相の検出にはＰＷＭコンバータを適当な位相でスイッチング動作を行い、そこで得られる電圧，電流情報を用いて電源電圧位相を推定する必要がある。

このため、上記スイッチング動作時に過電流にならないような配慮が必要であり、使用する用途（製品）によっては、上記方法が適用できない場合が有る。

また、上記電流情報の検出と処理をするためには、少なくても二つの高性能電流センサと高性能デジタル制御器が必要であり、コスト高になる。

さらに、ＰＷＭコンバータを起動する時、負荷がある場合、ダイオード整流モードからＰＷＭ制御モードへ切り替えることが必要であるが、ダイオード整流電圧が電源電圧のピーク値までしか充電できないので、起動時コンバータの入力電圧指令が大きい場合、過変調になり、小さい場合、交流リアクトルへの印加電圧差が大きくなって、過電流になる現象が発生する。

従来の対策として、別電源により昇圧電圧まで初充電する方式や起動時の直流電圧指令をダイオード整流電圧から昇圧電圧まで徐々に上げる方式があるが、直流側に負荷がある場合、原理的にダイオード整流電圧が低い状態のため、コンバータの出力できる電圧が小さいので、突入電流を抑制する効果が薄いと考えられる。

一方、電動機空転時に回転子位置を推定する手段として、特開２００６−２５５８７号公報に多相交流電動機の空転時回転子の位置を推定する手段を開示しているが、母線直流電流検出方式に対しての考慮がない。

平成１７年度電気学会産業応用部門大会論文集記載の「相電流および直流母線電流検出方式に適用可能なセンサレスＰＭモータ駆動システムのフリーラン起動法」は母線直流電流検出方式に適用可能であるが、モータ定数や回転速度の影響で検出誤差が大きくなること、回生運転モード及びコンバータ装置への適用に対しての考慮がない。

本発明に目的は、上記課題を解決し、電圧位相センサや相電流センサを用いずに、交流電源電圧もしくは永久磁石同期モータの空転時に発生する誘起電圧の位相，周波数，相順をスイッチング動作時に流れる母線直流電流により推定し、安定した起動が出来るコンバータ装置，インバータ装置及びモジュールを提供することにある。

上記目的を達成するためには、コンバータ回路を構成するスイッチング素子群の複数のスイッチング素子にオン・オフ信号制御信号を順番に与え、その時流れる母線直流電流とオン・オフ制御信号の関係を用いて前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することである。

本発明を用いることにより、電圧位相センサや相電流センサが不要となり、コンバータ装置，インバータ装置及びモジュールの小型化，低コスト化が図れる。

以下図面を用いて実施例を説明する。

以下、本発明の第１の実施例を図１から図１２を用いて説明する。図１は本発明の実施例のＰＷＭコンバータ装置である。本発明のＰＷＭコンバータ装置の最終的な利用形態の一例を示している。

図１に示す通り、ＰＷＭコンバータ装置は、三相の交流電源１にリップルフィルタ２とリアクトル３を介して接続されたコンバータ回路４と、前記コンバータ回路４の直流出力端子に接続された平滑コンデンサ５および負荷９と、前記コンバータ回路４を制御するコンバータ制御部６と、母線直流電流を検出する電流検出回路７と直流電圧検出回路８から構成されている。尚、コンバータ制御部６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。

以下の説明にあたっては、コンバータ回路４が３相ブリッジ結線であって、上アーム側のスイッチング素子をＱｒ，Ｑｓ，Ｑｔ、下アーム側のスイッチング素子をＱｘ，Ｑｙ，Ｑｚ、それぞれのスイッチング素子に逆並列ダイオードをＤｒ，Ｄｓ，Ｄｔ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚの記号で表す。

図２に前記コンバータ装置の起動シーケンスを示す。本実施例のコンバータ装置の起動シーケンスは、（１）負荷推定，（２）昇圧動作，（３）位相検出を行いセンサレス制御に切り替わる。以下、この起動シーケンスの詳細を説明する。

（１）負荷推定：前記母線電流検出回路７により、ダイオード整流動作時の直流側電流を検出し、前記コンバータ制御部６内の演算処理（図示はしていない）によるLow Passフィルタ、もしくは一定時間の平均処理することにより直流成分を取り出す。この直流成分が設定値より大きい場合、コンバータを起動させる。

（２）昇圧動作：図３に示す制御信号１２を各スイッチング素子に与えて、直流電圧を昇圧する。例えば、スイッチング素子Ｑｘがオンの状態からオフに転換する時、Ｑｘに流れる電流がＤｒを通じて、平滑コンデンサ５に充電され、直流電圧を昇圧する。直流電圧を昇圧することにより、センサレス制御切り換え時の過電流抑制が可能である。

また、スイッチング素子に与える通流率（オン時間率）を調整することにより直流電圧の調整が可能である。過電圧や過電流を避けるために、各オン・オフ制御信号のパルス幅は０から徐々に広げた方がよい。これらのオン・オフ制御信号は、図４に示すように三角波のキャリア１４と指令値１３の比較により得られる。三相のオン・オフ制御信号Ｐ_Qx，Ｐ_Qy，Ｐ_Qzは各相指令値をキャリア１周期分ずらすことにより得られる。また、以下説明する位相検出の精度を確保するために、キャリア周波数は電源周波数より数十〜数百倍に設定した方が良い。

制御信号のパルス幅を広げると同時に、直流電圧検出回路８を用いて、直流電圧を検出する。検出した直流電圧が設定値以上になると、前記制御信号のパルス幅を固定し、位相検出処理へ行く。

（３）位相検出：前記制御信号のパルス幅を保持して、スイッチング素子がオンの状態で、前記母線電流検出回路７により電流を検出し、以下説明する位相検出を行う。

図５に電源１周期の三相電圧波形を示す。各相電圧の大小関係により、Ｉ〜VIの六つ領域を表記している。各相電圧の大小関係により、検出される電流信号が異なる。

例えば、スイッチング素子Ｑｘがオンの状態で、電源位相領域ＩとIIの場合、図６に示すように、Ｕ相電圧がＶ相或いはＷ相より高いので、スイッチング素子ＱｘとＤｙ或いはＤｚが通流する。この時、母線直流電流は検出されない。

反対に、電源位相領域IVとＶの場合、図７に示すように、Ｕ相電圧がＶ相或いはＷ相より低いので、スイッチング素子Ｑｘがオンの状態になっても、ＤｘとＤｓ或いはＤｔが通流する。この時、母線直流電流は検出される。

同様に、電源位相領域III とVIの場合、Ｖ相或いはＷ相電圧が最大値或いは最小値なので、Ｑｘがオンの状態になっても、図８と図９に示すように、ＤｙとＤｔ或いはＤｚと
Ｄｓが通電するため、母線直流電流が検出される。

以上説明したように、電源位相領域ＩとIIのみ、スイッチング素子Ｑｘがオンの状態で、検出電流が０になる特徴がある。同様に、スイッチング素子Ｑｙがオンの状態では、電源位相領域III とIVにおいて、検出電流が０になり、スイッチング素子Ｑｚがオンの状態では、電源位相領域ＶとVIにおいて、検出電流が０になる。

このように、スイッチング素子がオンの状態で、検出した母線直流電流信号をオンの状態の相に従って分解すると。言い換えると、Ｑｘがオンの状態で検出した電流をＵ相電流とする；Ｑｙがオンの状態で検出した電流をＶ相電流とする；Ｑｚがオンの状態で検出した電流をＷ相電流とする。

図１０は、以上のように検出電流を分解した波形を示す。図１０に示す通り、電源電圧位相の固定値と検出電流が０になる区間の起点と終点がほぼ一致していることから、電源電圧位相を推定することができる。また、各検出波形の０区間の起点と終点の順番から、電源の相順を判断することができる。さらに、各波形の時間差から、電源周波数を演算することもできる。

例えば、Ｕ相に対応する検出電流波形１６に、電流が正から０になる時点の時刻がｔ１とすると、その時点（起点）に対応の電源電圧位相は約３０°、電流が０から正になる時点の時刻がｔ２とすると、その時点（終点）に対応の電源電圧位相は約１５０°である。以上の対応関係により、図１１に示す検出電流波形から電源電圧位相の推定ができる。但し、電源インダクタンスや負荷の大小の影響で、上記起点や終点は多少ずれることがあるので、起点と終点の中点を使用すれば、検出精度が向上する。

以下、コンバータ制御部６内部で行われる位相推定の具体的な演算アルゴリズムについて図１１を用いて説明する。

図１１には、位相検出動作開始時（時刻ｔ０）にクリアされ、その後キャリア周期毎にアップカウントされるカウンタ値１９と図１０で示したＵ相に対応する検出電流波形１６を示す。ここでは説明のためＵ相のみで説明する。

時刻ｔ０以降、コンバータ制御部６では、検出電流値の前回値と今回値及び０値の比較を行い、下記条件となるポイントを周期的に探索する。

条件１：前回値より今回値が小さく、今回値が０値
条件２：前回値より今回値が大きく、前回値が０値
ここで、０値とは検出電流値が０の値（理想値）を示しているが、実際には、Ａ／Ｄ変換器の変換精度やノイズの影響で完全には０にならないので、所定の設定値以下を０値とする必要がある。

図１１では、点Ａが条件１、点Ｂが条件２のポイントとなり、条件１の時のカウンタ値をＮ_1u、条件２の時のカウンタ値をＮ_2uとして保存する。

上記により、電源電圧位相約３０°時点のカウンタ値（時刻ｔ１）Ｎ_1uと、電源電圧位相は約１５０°時点のカウンタ値Ｎ_2u（時刻ｔ２）が検出できる。

以上のデータより下式を用いて、現時点（時刻ｔ３）の電源電圧位相θ_dcを求める。

θ_dc＝（Ｎ−（Ｎ_2U＋Ｎ_1U）／２）×Δθ＋９０°
ここで、Ｎ：現時点（時刻ｔ３）のカウンタ値、Δθ：キャリア１周期の位相増分量
（Δθ＝３６０°×電源周波数／キャリア周波数）である。

上式からも解る通り、本実施例では、条件１と条件２の２点より平均値の位相(９０°)を求め、そこを基準位相として現時点の位相を算出しているが、条件１ないし条件２を検出後、その位相を基準位相として現時点の位相を算出してもかまわない。

上記の通り、検出電流値から現時点の電源電圧位相が検出可能となる。

また、以上の説明は、電源電圧の相順が正順（Ｕ，Ｖ，Ｗの順）と仮定した。仮に、電源電圧の相順が不明の場合、先に電源の相順の判定が必要である。

次に、電源電圧相順の判定方法について説明する。

相順を判定するには、各相において上記検出を行う必要がある。詳細は記述しないが、各相の条件に対応したカウンタ値（Ｎ_1u，Ｎ_1v，Ｎ_1w，Ｎ_2u，Ｎ_2v，Ｎ_2w）の大小関係から相順を判定できる。

例えば、
Ｎ_1u＜Ｎ_1v＜Ｎ_1w或いはＮ_1w＜Ｎ_1u＜Ｎ_1v或いはＮ_1v＜Ｎ_1w＜Ｎ_1uの場合、電源電圧はＵ，Ｖ，Ｗの順（正順）に対応する。

Ｎ_1u＜Ｎ_1w＜Ｎ_1v或いはＮ_1w＜Ｎ_1v＜Ｎ_1u或いはＮ_1v＜Ｎ_1u＜Ｎ_1wの場合、電源電圧はＵ，Ｗ，Ｖの順（逆順）に対応する。

次に電源周波数の検出方法について簡単に説明する。これも上記同様、各相の条件に対応したカウンタ値（Ｎ_1u，Ｎ_1v，Ｎ_1w，Ｎ_2u，Ｎ_2v，Ｎ_2w）を用いて演算できる。簡単な方法としては、ある相の条件１のカウンタ値（例えばＮ_1u）と条件２のカウンタ値（例えばＮ_2u）の差から求める方法や、同じ条件の１周期の前後のカウンタ値の差から求める方法がある。

本実施例では、隣り合う相の条件１のカウンタ値と条件２のカウンタ値の差を利用する方法を示す。但し、本演算法は上記相順の判定後に行う必要がある。

一例として、Ｎ_1u＜Ｎ_1v＜Ｎ_1w或いはＮ_1w＜Ｎ_1u＜Ｎ_1vの場合について記載する。この例の場合の周波数の演算式は下式となる。

ｆｓ＝１２０×ｆｃ／（３６０×｜Ｎ_1v−Ｎ_1u｜）
＝ｆｃ／（３×｜Ｎ_1v−Ｎ_1u｜）
ここで、ｆｓ：電源周波数、ｆｃ：キャリア周波数、Ｎ_1u：Ｕ相電流起点のカウンタ値、Ｎ_1v：Ｖ相電流終点のカウンタ値。

上記の通り、位相，周波数，相順の検出が行った後、センサレス制御へ切り換える。

図１２に、コンバータ装置の起動までの制御フローを示す。

本実施例では、上述したように、コンバータ装置の負荷が一定値以上ないと動作させない設定としているため、母線直流電流を検出し負荷を推定している。このため、Ｆ２，
Ｆ３にて、母線直流電流を検出し起動条件になるのを監視している。起動条件をクリアすると、Ｆ４，Ｆ５において、前述した直流電圧の昇圧処理を行う。

直流電圧昇圧後、スイッチング素子のパルス幅を固定（Ｆ６）して、上述した位相，相順，周波数検出方法により電源電圧位相と相順及び電源周波数を検出し制御系にセット
（Ｆ７〜Ｆ９）し、センサレス制御へ移行する（Ｆ１０）。

本発明の第２の実施例を図１３から図１５を用いて説明する。

本実施例は、第１の実施例の位相検出時、検出電流にノイズ成分がある場合の対策を示している。図１は本発明の実施例のＰＷＭコンバータ装置である。

図１の構成は第１の実施例で説明したものである。

本実施例の各スイッチング素子のオン・オフ制御信号と起動シーケンスは、第１の実施例で述べたものと同様である。

上述した第１の実施例の位相検出方法では、検出電流波形のゼロクロス時点（即ち、検出電流がある区間から検出電流がない区間への切替時点、或いは検出電流がない区間から検出電流がある区間への切替時点）を利用して、電源位相を推定している。しかし、検出電流にノイズ成分がある場合、前記ゼロクロス時点の位置ズレや判定エラーが発生し、位相推定結果に誤差が大きくなる。

また、上記ゼロクロス時点を検出するために、検出電流と０の比較が必要である。実際には、Ａ／Ｄ変換器の変換精度やノイズの影響で、所定の比較値が０より大きく設定する必要がある。ノイズ成分が大きい場合、この比較値も大きく設定しなければならない。

上記ノイズの影響を低減するために、検出電流の移動平均処理を行う。特に、図１０に示す電流波形は、電源の１／３周期の間に検出電流がない特徴があるので、図１０に示す電流波形に対して、移動平均処理の平均区間の長さを電源周期の１／３に設定すれば、平均処理の出力に周期的な０に近い最小値が得られる。

図１３に、Ｕ相検出電流波形１６と移動平均処理後のＵ相電流波形２０を示す。移動平均処理後のＵ相電流波形の最小値に対応する時点は、Ｕ相検出電流のゼロクロス時点（検出電流がない区間から検出電流がある区間への切替時点）に対応している。即ち、移動平均処理後のＵ相電流波形の最小値に対応する時点を利用して、従来の位相演算方法と同様に、電源位相を推定することができる。

以下相順，周波数及び電源位相の具体的な演算アルゴリズムについて、図１４と図１５を用いて説明する。

図１４には、移動平均処理後の三相検出電流波形２０ａ，２０ｂ，２０ｃ及び位相検出動作開始時（時刻ｔ０）にクリアされ、その後キャリア周期毎にアップカウントされるマイコン内部カウンタ値１９を示す。

時刻ｔ０以降ｔ４までの間に、下記条件となるポイントを探索する（同じ相の検出電流値の最小値に対応するカウンタ値を探す）。

カウンタ値更新条件：移動平均処理後の電流値が電流最小値より小さく或いは等しい。

動作：電流最小値を今回の移動平均処理後の電流検出値に変更し、カウンタ値をＮ_x
（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）に保存する。

１電源周期の間に、移動平均処理後の三相検出電流最小値を確実に検出するため、探索時間Ｔ_det は、電源周期の１〜４／３倍に設定する必要がある。電源周波数が５０Ｈｚ或いは６０Ｈｚであるので、探索時間は下記のように設定したほうが良い。

この値は、５０Ｈｚの電源周期の１倍と、６０Ｈｚの電源周期の４／３倍の平均値である。

上記最小値探索が終了後（時刻ｔ４）、各相の電流最小値に対応のカウンタ値Ｎ_u，
Ｎ_v，Ｎ_wを利用して、以下のように相順判定，周波数算出，位相演算処理を行う。
（１）相順判定処理
電流最小値に対応のカウンタ値Ｎ_u，Ｎ_v，Ｎ_w を用いて、図１５（表１）に示す大きさ関係により、相順とθ₀ 及びΔＮを決める。ここで、Δθ_dcは、入力リアクトルの電流位相遅延及びＡ／Ｄ変換値の取り込み遅延である。
（２）電源周波数の演算
図１５のΔＮに対応の位相は２４０°なので、次式により、電源周波数ｆｓを求められる。

ｆｓ＝２４０°×ｆｃ／（３６０°×ΔＮ）[Ｈｚ]
ここで、ｆｓ：電源周波数，ｆｃ：キャリア周波数。

実際の電源周波数は５０Ｈｚと６０Ｈｚしかないので，ΔＮの大きさから、直接に電源周波数を判定することもできる。
（３）電源位相演算
電源位相演算は、相順によって、下式のように求められる。正順の場合：
θ_dc＝θ₀ ＋（Ｎ−（Ｎ_u＋Ｎ_v＋Ｎ_w）／３）×Δθ[°]
逆順の場合：
θ_dc＝θ₀ −（Ｎ−（Ｎ_u＋Ｎ_v＋Ｎ_w）／３）×Δθ[°]
ここで、Ｎ：現時点（時刻ｔ４）のカウンタ値、Δθ：キャリア１周期の位相増分量
（Δθ＝３６０°×電源周波数／キャリア周波数）である。

相順判定，周波数算出，位相演算処理が完成した後、第１の実施例と同様に、制御系にセットし、センサレス制御へ移行する。

本発明の第２の実施例を図１６から図２０を用いて説明する。

図１６は本発明のモータ駆動用ＰＷＭインバータ装置への応用を示している。

前記図１と同一符号は同一動作をするものである。図１と異なる部分はコンバータ制御部６が、インバータ制御部２２に、直流負荷９が直流電源２３に、交流電源１がモータ
２１に変更されたことである。

モータ２１が空転状態で、モータに位置や速度センサが付けない場合、モータの誘起電圧を検出して、検出電圧の位相から、回転子の位置を推定することが可能であるが、一般的には誘起電圧の検出は専用回路が必要である。

そこで、第１の実施例と同じように、専用回路が不要な誘起位相の検出手段を説明する。

第１の実施例と同じように、図３に示すオン・オフ制御信号を各スイッチング素子に与える。また、誘起電圧は図５に示す三相電圧波形と同じように各相電圧の大小関係により、Ｉ〜VIの六つ領域に分かれる。

一般的に、直流電源電圧がモータ誘起電圧の相間電圧振幅値より大きい場合、ダイオード整流電流がないので、第１の実施例のようなスイッチング素子がオン状態で、母線直流電流を検出すると、検出電流が全ての領域で検出できなくなる。これに対して、母線直流電流を検出するタイミングをスイッチング素子がオンの状態からオフに転換直後に変更すれば対応できる。

図１７にモータ空転状態の等価回路を示す。スイッチング素子Ｑｘがオンの状態で、誘起電圧位相領域Ｉ〜III とVIにおいて、Ｕ相電圧がＶ相或いはＷ相より高いので、スイッチング素子ＱｘとＤｙ或いはＤｚが通流する。Ｑｘがオンの状態からオフに転換直後に、図１８に示すように、Ｑｘに流れる電流がＤｒを通じて、コンデンサに充電される。この時、充電電流が母線直流電流検出回路７で検出できる。

反対に、電源位相領域IVとＶにおいて、図１９に示すように、Ｕ相電圧がＶ相或いはＷ相より低いので、スイッチング素子Ｑｘがオンの状態になっても、Ｑｘには通流しない。従って、Ｑｘがオンの状態からオフに転換直後にも、母線直流電流は流れない。

以上説明したように、誘起電圧位相の領域IVとＶにおいて、スイッチング素子Ｑｘがオンからオフに転換直後に、母線直流電流検出回路７の検出電流が０となる特徴がある。

同様に、スイッチング素子Ｑｙがオンからオフに転換直後に、誘起電圧位相の領域ＩとVIにおいて検出電流が０、スイッチング素子Ｑｚがオンからオフに転換直後に、誘起電圧位相の領域ＶとVIにおいて検出電流が０となる。

このように、各スイッチング素子がオンからオフに転換直後に検出した母線直流電流信号を、オンの状態の相に従って分解すると、図２０に示す波形になる。

これらの波形から、第１の実施例及び第２の実施例で説明した同じアルゴリズムを利用して、モータ誘起電圧の位相，周波数及び回転方向を推定することができる。

前記モータ誘起電圧が低い場合、母線直流電流が過小になり、検出できない現象がある。これに対して、以下の２つ対策で対応する。

＜対策１＞オン・オフ制御信号の幅を大きくする。

＜対策２＞オン・オフ制御信号の幅が最大値になっても、検出電流が所定値にならない場合、キャリア周波数を最高設定値から徐々に下げて行き、前記母線直流電流値が所定値になるように調整する。

本実施例ではモータ空転状態の誘起電圧を利用して、回転子位置を推定手段を説明した。しかし、制御対象がモータではなく、発電機器等交流電源設備を使用する場合にも適用できる。

本発明の第４の実施例を図２１を用いて説明する。

前記第１の実施例の図１および第３の実施例の図１６と同一符号は同一動作をするものである。

この実施例は本発明の第３の実施例のＰＷＭインバータ装置の直流電源（太陽電池や燃料電池など）から交流電源へ変換の利用形態の一例を示している。言い換えると、本実施例は第１の実施例の電力変換方向が逆になるケースである。

電圧センサがなく、かつ母線直流電流により三相電流再現方法を使用する場合、インバータ装置が起動前に、第１の実施例及び第２の実施例と同じように、電圧位相推定処理を行うことにより、電源（系統）電圧の位相を検出することが可能である。

各スイッチング素子のオン・オフ制御信号の発生方法，電流検出方法と位相検出処理は、前記第１の実施例及び第２の実施例と同じである。

本発明の第５の実施例を図２２を用いて説明する。本実施例は、第１実施例及び第２実施例の三相コンバータ装置と第３の実施例のモータ駆動用インバータ装置をモジュール化したものである。

ここで、インバータ直流電流検出回路７ａ，コンバータ直流電流検出回路７，直流電圧検出回路８，コンバータ／インバータ制御部６ａは１チップマイコンの一部として構成されている。また、１チップマイコン，コンバータ回路４とインバータ回路４ａは、同一基板上で構成され、１つのモジュール内に納められている形態となっている。

モジュール化により、制御部の部品低減（例えば、マイコン、電源回路、直流電圧検出回路の共用）が可能である。また、インバータとコンバータの制御情報を共有により、制御のレスポンスも速くできる。

図２２に、モジュール２４を構成する部分を破線で示している。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。なお、他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。

本発明が利用すれば、上記モジュールのインバータ側とコンバータ側ともに、交流電圧センサと交流電流センサが省略するので、制御基板の小型化とコストの低減ができる。

以上のように、本発明によると、全て交流電圧センサと電流センサを使用せず、安価な回路構成のＰＷＭコンバータ装置とモータ駆動用インバータ装置において、短時間でスムーズな（過電圧，過電流現象なし）起動できるＰＷＭコンバータ・インバータモジュールを提供することができる。

本発明の第１の実施例を示すＰＷＭコンバータ装置の構成図。 本発明の第１の実施例のコンバータ起動シーケンスである。 本発明の第１の実施例の位相検出時のコンバータ回路と制御信号。 本発明の第１の実施例の位相検出時の制御信号発生方法を示す図である。 三相電源電圧波形と位相領域を示す図である。 電源位相領域ＩとIIにおいて、通電経路を示す等価回路である。 電源位相領域IVとＶにおいて、通電経路を示す等価回路である。 電源位相領域IIIにおいて、通電経路を示す等価回路である。 電源位相領域VIにおいて、通電経路を示す等価回路である。 本発明の第１の実施例の母線直流電流から各相の検出電流波形を示す図である。 マイコン内部、本発明の第１の実施例の位相演算アルゴリズムの説明図である。 本発明の第１の実施例を適用した直流コンデンサ充電と位相検出を行うためのフローチャートである。 本発明の第２の実施例の母線直流電流からＵ相の検出電流波形と移動平均処理後の電流波形を示す図である。 マイコン内部、本発明の第２の実施例の位相演算アルゴリズムの説明図である。 本発明の第２の実施例のカウンタ値と相順関係の表である。 本発明の第２の実施例を示すモータ制御装置の構成図。 本発明の第２の実施例の誘起電圧位相領域Ｉ〜III 及びVIにおいて、Ｑｘオン状態の通電経路を示す等価回路である。 本発明の第２の実施例の誘起電圧位相領域Ｉ〜III 及びVIにおいて、Ｑｘオンからオフに転換直後に、通電経路を示す等価回路である。 本発明の第２の実施例の誘起電圧位相領域IVとＶにおいて、Ｑｘオン状態の等価回路である。 本発明の第２の実施例の母線直流電流から各相の検出電流波形を示す図である。 本発明の第３の実施例を示すインバータ装置の構成図である。 本発明の第４の実施例を示すモータ制御モジュールの構成図である。

符号の説明

１…交流電源、２…リップルフィルタ、３…リアクトル、４…コンバータ回路、５…平滑コンデンサ、６…コンバータ制御部、７…母線直流電流検出回路、８…直流電圧検出回路、９…負荷、１０…直流電圧、１１…Ｕ相電流、１２…オン・オフ制御信号、１３…Ｕ相指令値、１４…キャリア、１５…Ｑｘの制御信号、１６…分解した電流波形（Ｕ相に対応）、１７…分解した電流波形（Ｖ相に対応）、１８…分解した電流波形(Ｗ相に対応)、１９…マイコン内部カウンタ値、２０…移動平均処理後のＵ相電流波形、２１…モータ、２２…インバータ制御部、２３…直流電源、２４…モジュール。

Claims (20)

1. 入力側がリアクトルを介して交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流を直流に変換するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の直流側の母線直流電流を検出する母線直流電流検出回路と、前記母線直流電流検出値を用いて前記コンバータを制御する制御手段を備えたコンバータ装置において、
   前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群の複数のスイッチング素子にオン・オフ信号制御信号を順番に与え、その時流れる母線直流電流と前記オン・オフ制御信号の関係を用いて前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することを特徴とするコンバータ装置。
2. 直流を交流に変換するインバータ回路と、インバータ回路の直流側の母線直流電流を検出する母線直流電流検出回路と、前記母線直流電流検出値を用いて前記インバータを制御する制御手段を備えたインバータ装置において、
   インバータ回路に接続されたモータが空転時に、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子群の複数のスイッチング素子にオン・オフ信号制御信号を順番に与え、その時流れる母線直流電流と前記オン・オフ制御信号の関係を用いて前記モータの誘起電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することを特徴とするインバータ装置。
3. 出力側がリアクトルを介して交流電源に接続され、入力側の直流端子間に直流電源が接続され、直流を交流に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路に接続されたリアクトルと、前記インバータ回路の直流側の母線直流電流を検出する母線直流電流検出回路と、前記母線直流電流検出値を用いて前記インバータを制御する制御手段を備えたインバータ装置において、
   前記インバータ装置が起動前に、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子群の複数のスイッチング素子にオン・オフ信号制御信号を順番に与え、その時流れる母線直流電流と前記オン・オフ制御信号の関係を用いて前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順を検出することを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項１において、
   前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ信号制御信号を順番に与えることを特徴とするコンバータ装置。
5. 請求項２において、
   前記インバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ信号制御信号を順番に与えることを特徴とするインバータ装置。
6. 請求項３において、
   前記インバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ信号制御信号を順番に与えることを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項１において、
   前記コンバータ装置が停止状態で、前記母線直流電流検出回路から検出した母線直流電流信号より前記コンバータ装置の直流負荷状態を推定し、直流負荷状態が設定値より大きい場合、前記コンバータ装置を起動し、直流負荷状態が設定値より小さい場合、前記コンバータ装置を停止することを特徴とするコンバータ装置。
8. 請求項７において、
   前記コンバータ装置の直流負荷状態は、前記母線直流電流信号をLow Passフィルタ、もしくは一定時間の平均処理すること又は双方により推定することを特徴とするコンバータ装置。
9. 請求項１において、
   前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に与えても前記母線直流電流が流れない区間を検出し、その区間から前記電圧位相を検出することを特徴とするコンバータ装置。
10. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に与えても前記母線直流電流が流れない区間を検出し、その区間の中心から前記電圧位相を検出することを特徴とするコンバータ装置。
11. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に与えた時に前記母線直流電流が流れなくなる時間又は所定値未満となる時間、もしくは、前記スイッチング素子に与えた時に前記母線直流電流が流れ出す時間又は所定値以上となる時間を検出し、その時間から前記電圧位相を検出することを特徴とするコンバータ装置。
12. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に順番に与え、与えた素子のオンあるいはオフ状態時に前記母線直流電流を検出し、検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分解し、分解した各相の電流信号の電流値が所定値未満となる時間、或いは電流値が所定値以上となる時間、或いは前記所定値未満となる時間と前記所定値以上となる時間の平均値時間の各相の時間差から前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することを特徴とするコンバータ装置。
13. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に順番に与え、与えた素子のオンあるいはオフ状態時に前記母線直流電流を検出し、検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分解し、分解した相のうちの１相の電流信号の電流値が所定値未満となる時間、或いは電流値が所定値以上となる時間、或いは前記所定値未満となる時間と前記所定値以上となる時間の平均値時間を少なくとも２点検出し、その時間差から前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することを特徴とするコンバータ装置。
14. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に順番に与え、与えた素子のオンあるいはオフ状態時に前記母線直流電流を検出し、検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分解し、分解した相のうちの２相の電流信号の電流値が所定値未満となる時間、或いは電流値が所定値以上となる時間、或いは前記所定値未満となる時間と前記所定値以上となる時間の平均値時間を検出し、その時間差から前記交流電源の周波数を検出することを特徴とするコンバータ装置。
15. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号を前記スイッチング素子に順番に与え、与えた素子のオンあるいはオフ状態時に前記母線直流電流を検出し、検出した母線直流電流と前記オン・オフ制御信号を与えた素子の関係を用いて、前記母線直流電流の検出信号を各相毎に分解し、
    分解した相のうちの１相の電流信号を移動平均処理し、移動平均処理後の信号の最小値を利用して前記交流電源の電圧位相，周波数及び、相順の少なくとも一つを検出することを特徴とするコンバータ装置。
16. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号は、前記スイッチング素子を動作させるスイッチング周期の整数倍の周期分ずらして順番に出力することを特徴とするコンバータ装置。
17. 請求項１において、
    前記オン・オフ制御信号のパルス幅は、前記直流端子間の直流電圧値が所定値になるように調整することを特徴とするコンバータ装置。
18. 請求項１において、
    前記コンバータ装置が起動前に、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ信号制御信号を順番に与え、前記オン・オフ信号の幅を調整することにより、前記平滑コンデンサの直流電圧を所定値まで昇圧することを特徴とするコンバータ装置。
19. 請求項２において、
    前記オン・オフ制御信号のパルス幅又は周波数は、前記母線直流電流値が所定値になるように調整することを特徴とするインバータ装置。
20. 請求項２において、
    前記オン・オフ制御信号の周波数は、最高設定値から徐々に下げて行き、前記母線直流電流値が所定値になるように調整することを特徴とするインバータ装置。
    

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