CN104170239A - 具有无功功率矢量控制的馈入转换器 - Google Patents

Abstract

一种用于控制一频率转换器（520）的方法包含步骤：测量在一三相供电网络（530）的相位导体（531、532、533）中流动的相位电流（831、832、833）；产生一第一调变空间向量（572），所述第一调变空间向量包含一角度（573）与一已确定调变指标（575），所述角度与所述三相供电网络（530）的一供应电压同步，且所述已确定调变指标是作为一振幅；根据所述第一调变空间向量（572）与所测量的相位电流（831、832、833）产生一第三调变空间向量（873）；以及根据所述第三调变空间向量（873）调变所述频率转换器（520）。

Description

具有无功功率矢量控制的馈入转换器

本发明是关于一种用于控制一频率转换器的方法，以及关于一种用于从一三相供电网络的一供应电压产生一中间电路电压的电路配置。

已经知道可在制造与制程自动化中使用具有可变旋转速率的电驱动机构。对于这类电驱动机构的开放回路控制与封闭回路控制而言，已经知道可使用具有一中间电压电路的频率转换器。对应的控制电路首先经由整流而从一供应电压(大部分为一第一三相电压)产生一直流电压(其称为一中间电路电压)。所述直流电压接着会经由一逆变整流器而转换为具有一可调整振幅与一可调整频率的一第二三相电压。用于产生一三相电压的所述逆变整流器可经由例如脉宽调变而加以控制。

在先前技术中，常使用六脉冲桥式整流器作为整流器以产生中间电路电压。所述六脉冲桥式整流器包含简单的配置与稳健的操作行为。

习知桥式整流器的优点在于它们可以无困难地在三相电压与直流电压之间平行切换。

然而，这类二极管整流器的缺点为，它们会耗用三相供电网络的能量，但却无法将能量反馈至供电网络中，这是因为桥式整流器的二极管仅允许电流在单一方向中流动。

当由一频率转换器所控制的一马达被电气减慢时，在这种情况下自由设定的能量是储存在频率转换器的中间电路的电容器中；其结果是，中间电路中的直流电压会增加。若使用高电容的中间电路电容器，则可储存一对应高能量的大小，这即为例如多个组件并联连接的情形。然而，当中间电路电压达到组件的临界位准，则必须停止减慢马达的程序，或是再也无法储存在中间电路电容器中的能量必会转换成暂时连接的制动电阻或负载电阻中的热，能量就因此而浪费了。

经由未受控制的二极管整流来产生中间电路电压的一种替代方式是使用一受控制的馈入/反馈转换器。这些馈入/反馈转换器也被称为有效前端(Active Front End)。这些馈入/反馈转换器使用六个晶体管来取代六个二极管，大部分是具有一回复二极管、具有绝缘闸电极的双极晶体管(IGBT晶体管)。此外，需要三个供电网络电感以平滑电流。在馈入/反馈转换器的操作期间，中间电路电压是独立于电位供应电压扰动而测量且被设定为一固定值，例如700V。

这种馈入/反馈转换器的优点是，比起供应电压，增加的中间电路电压可允许以较高转速来操作马达。

有利的是，馈入/反馈转换器也允许能量从中间电路反馈至供电网络。

然而，在传统的馈入/反馈转换器中，中间电路电容器中所储存的能量是固定的。电力总是直接来自供电网络，也直接流回供电网络。中间电路电容器无法吸收瞬间电力峰值。

这种馈入/反馈转换器的另一个缺点是其比基本的二极管整流器有明显更高的工作量，较高的工作量会导致增加的架构尺寸与增加的花费。

此外，由于需要封闭回路控制，传统馈入/反馈转换器的操作比二极管整流更不稳健。除了由中间电路电容器所配置的控制回路的能量储存、以及三个供电网络电感之外，还需设有两个积分器(PI向量控制)以进行电流控制、以及一个积分器以进行电压控制，这也增加了系统的等级。

习知馈入/反馈转换器的另一个缺点是，其并不用于平行切换直流电压中间电路。一般而言，一个单一馈入/反馈转换器会供应数个驱动机构，因此，所述馈入/反馈转换器必须要针对最大可能最佳性能加以配置，这导致在正常操作期间有次佳效率。

传统馈入/反馈转换器的另一个缺点是，在具有一感应式内电阻的实际供电网络中(例如，当设有变压器时)，平行切换的数个馈入/反馈转换器的控制回路无法完全解耦接。

根据现有技术状态的馈入/反馈转换器的另一个缺点是，它们在马达运作期间的效率会减少约1个百分点。二极管桥包含约99％的效率，然馈入/反馈转换器仅具有约98％的效率。这是因为在快速切换的功率半导体以及用于平滑电流的较高供电网络电感中的额外损失之故。因此，传统上，将能量反馈至供电网络并不是有利益的，直到在运作期间有平均明显高于约1％的性能被反馈为止。

本发明的目的之一在于指明一种用以控制一频率转换器的改良方法，此目的可经由具有如权利要求1所述特征的用于控制一频率转换器的方法来加以解决。本发明的另一目的在于提供一种用于从一三相供电网络的供应电压产生一中间电路电压的改良电路配置，此目的可经由具有如权利要求6所述特征的电路配置来加以解决。在权利要求附属项中说明了较佳的具体实施方式。

一种用于控制一频率转换器的发明方法包含步骤：测量在一三相供电网络的相位导体中流动的相位电流；产生一第一调变空间向量，所述第一调变空间向量包含一角度与一已确定调变指标，所述角度与所述三相供电网络的一供应电压同步，且所述已确定调变指标是作为一振幅；根据所述第一调变空间向量与所测量的相位电流产生一第三调变空间向量；以及根据所述第三调变空间向量调变所述频率转换器。为了产生所述第三调变空间向量，进行用于产生一第一调变空间向量(其包含与所述三相供电网络的供应电压同步的角度以及所述已确定调变指标作为一振幅)的步骤，并进行根据所述第一调变空间向量与根据所测量的相位电流来产生所述第三调变空间向量的步骤。

有利的是，这个方法并不需要有功电流或电压控制。反而是，在这个方法中，可以非受控制的方式相对于三相供应电压的电压来调整一中间电路电压。因此，即可有效地减少进行所述方法所需要的工作量，且比起现有技术状态，更可增进在频率转换器的运作期间的效率。同时，有利的是，频率转换器的供应输出电压会接近于带有增加的相位电流的三相供电网络的供应电压，因此可自动地区分出相位电流。

较佳的是，为了产生所述第一调变空间向量，进行使用所述角度来实施一帕克转换(Park transformation)的步骤，以将所测量的相位电流转换为一第一电流空间向量；进行控制所述角度而使得所述第一电流空间向量的一无功电流分量消失的步骤；以及经由逆帕克转换来产生所述第一调变空间向量(其包括所述角度以及所述已确定调变指标作为振幅)的步骤。有利的是，这是可产生具有与所述三相供电网络的供应电压同步的角度的第一调变空间向量的一种简单可能方式。

在所述方法的一种变化例中，所述第一电流空间向量的无功电流分量被乘以一已确定虚拟电阻与所述已确定的调变指标的商，以得出一角度偏差，其中所述角度偏差是要提供至一锁相回路以控制角度。有利的是，控制所述锁相回路接着所具有的结果是，所述第一电流空间向量的无功电流分量总是会包含一可忽略值。

在所述方法的一种变化例中，为了产生所述第三调变空间向量，进行用于实施一克拉克转换(Clark transformation)以将所测量的相位电流转换为一第二电流空间向量的步骤；进行对所述第二电流空间向乘上一已确定虚拟电阻以得到一第二调变空间向量的步骤；以及进行进行从所述第一调变空间向量减去所述第二调变空间向量以得出所述第三调变空间向量的步骤。有利的是，接着利用一虚拟电阻、以非受控制方式，相对于所述三相供电网络的供应电压来调整所述中间电路电压。有利的是，所述方法使得所述中间电路电压可根据虚拟电阻而与一负载电流成比例地降低、或是在反馈的情况下相应于奥姆定律(Ohm’s law)而增加。这种行为具有的优点是，在达到中间电路电压的一可预先设定的最大值时，可视情况而连接的一负载电阻即可避免电压进一步增加。此外，在达到一可预先设定的最大负载电流时，亦即，在达到由供应电压、虚拟电阻与已确定的最大负载电压所决定的中间电路电压的一最小值时，二极管整流(不具平行切换的供电网络电感)会接收额外需要的电流。所述方法的另一个优点为，经由使直流电流中间电路中的电压上升，瞬时峰值性能即可被储存在所述中间电路电容器中，或是可从所述中间电路电容器取得瞬时峰值性能。

所述方法的一特定优点是，具有由所述方法所控制的频率转换器的馈入/反馈转换器可被不受限制地平行切换。这允许在运作操作期间，可在其产生的所有性能情况下，依需求、特定较佳的效率来连接或中断个别模块。

用于控制一频率转换器的所述方法的另一个优点在于其稳健性，因为其对于软电网而言并没有、或只会产生很小的振荡倾向。

在所述方法的另一变化例中，经由空间向量调变而自第三调变空间向量产生频率转换器的一控制讯号。接着从所述第三调变空间向量和所述中间电路电压产生出频率转换器的供应输出电压。有利的是，所述频率转换器本身则可以已知方式来配置，例如可配置为IGBT逆变整流器。

用于从一三相供电网络的一供应电压产生一中间电路电压的发明电路配置包括：一中间电路电容器，所述中间电路电容器经由一频率转换器及平滑电感连接至一三相供电网络的一第一相位导体、一第二相位导体与一第三相位导体；一测量装置以测量在所述相位导体中流动的相位电流；以及一控制装置，设以控制所述频率转换器。所述控制装置是配置以产生一第三调变空间向量，所述第三调变空间向量包含与所述三相供电网络的一供应电压同步的一角度以及依一已确定的调变指标与所测量的相位电流而定的一振幅，且配置以根据所述第三调变空间向量来调变所述频率转换器。所述控制装置是配置以产生用于产生所述第三调变空间向量的一第一调变空间向量，所述第一调变空间向量包含与所述三相供电网络的一供应电压同步的一角度以及作为一振幅的所述已确定的调变指标，且所述控制装置是配置以根据所述第一调变空间向量及根据所测量的相位电流来产生所述第三调变空间向量。

有利的是，所述电路配置并不需要任何有功电流或电压控制。反之，在这种电路配置中，一中间电路电压是以一非受控制方式、相对于三相供电网络的电压而设定。藉此，可有利地降低电路配置的复杂性，且可实现比现有技术状态更提升的效率。有利的是，频率转换器的一供应输出电压会接近具有增加的相位电流的三相供电网络的供应电压，因此可自动地区分出相位电流。

在所述电路配置的一较佳具体实施方式中，为了经由帕克转换来产生所述第一调变空间向量，所述控制装置是配置以利用所测量的相位电流的角度将所测量的相位电流转换为一第一电流空间向量，以经由锁相回路控制所述角度，使得所述第一电流空间向量的一无功电流分量消失；以及配置以经由逆帕克转换而产生所述第一调变空间向量(其包括所述角度以及所述已确定调变指标作为振幅)。有利的是，这是可产生具有与所述三相供电网络的供应电压同步的角度的第一调变空间向量的一种简单可能方式。

在所述电路配置的一变化例中，所述控制装置是配置以对电流空间向量的无功电流分量乘上一已确定的虚拟电阻和所述已确定的调变指标的商，以得出一角度偏差。所述控制装置是进一步配置以将所述角度偏差馈送至所述锁相回路。有利的是，控制所述锁相回路接着会使第一电流空间向量的一无功电流分量总是包含一可忽略数值。

在所述电路配置的一较佳具体实施方式中，为产生所述第三调变空间向量，所述控制装置是配置以经由一克拉克转换将所测量的相位电流转换为一第二电流空间向量，配置以对所述第二电流空间向量乘上一已确定的虚拟电阻以得出一第二调变空间向量，以及配置以自所述第一调变空间向量减去所述第二调变空间向量，以得出所述第三调变空间向量。有利的是，在此电路配置中，根据奥姆定律，所述中间电路电压接着会依据虚拟电阻值而降低，或是在反馈的情形下会随负载电流而成比例增加。这种行为具有的优点在于，当达到所述中间电路电压的一可预先设定的最大值时，可视情况而连接的一负载电阻即可避免电压进一步增加。此外，在达到一可预先设定的最大负载电流时，亦即，在达到由供应电压、虚拟电阻与已确定的最大负载电压所决定的中间电路电压的一最小值时，二极管整流(不具平行切换的供电网络电感)会接收额外需要的电流。所述方法的另一个优点为，经由使直流电流中间电路中的电压上升，瞬时峰值性能即可被储存在所述中间电路电容器中，或是可从所述中间电路电容器取得瞬时峰值性能。

所述电路配置的一特定优点为，有数个电路配置可不受限制地平行切换。这允许在运作操作期间，可在其产生的所有性能情况下，依需求、特定较佳的效率来连接或中断个别模块。

所述电路配置的另一优点为其稳健性。同时对于软电网而言，其没有、或只有很小的振荡倾向。

在所述电路配置的另一变化例中，所述控制装置是配置以经由一空间向量调变而从一调变空间向量产生所述频率转换器的一控制讯号。有利的是，所述频率转换器本身接着可配置为一习知方式，例如配置为IGBT逆变整流器。

在所述电路配置的一较佳具体实施方式中，所述频率转换器是一IGBT逆变整流器。IGBT逆变整流器有利地适用于切换高性能。

在下文中，将以图式为基础来更详细说明本发明：

图1绘示了一第一两象限断波器的电路配置，以说明一虚拟内电阻的运作模式；

图2说明了所述第一两象限断波器的一第一等效电路图；

图3绘示了一第二两象限断波器的电路配置，其不具有损耗电阻；

图4绘示了一第三两象限断波器的电路配置，以说明一虚拟内电阻；

图5说明了具有一损耗内电阻的一第一馈入/反馈转换器的方块图；

图6说明了一单相位第二等效电路图，以说明一网络基本振荡；

图7绘示了一单相位向量图，以说明电压的大小/振幅与相位和电流的行为；

图8说明了具有一虚拟内电阻的一第二馈入/反馈转换器的方块图；

图9绘示了具有一虚拟内电阻和一封闭锁相回路的一第三馈入/反馈转换器的方块图；以及

图10说明了一示意电路配置，以说明所述第三馈入/反馈转换器的优点。

参阅图1至图4，首先以一两象限断波器为基础来说明一虚拟内电阻的运作模式。两象限断波器是一种电子电路，其可被理解为是一升压断波器与一降压断波器的组合。在一两象限断波器中，能量会从来源流到一应用装置，及从所述应用装置流到所述来源。

图1绘示了一第一两象限断波器100的电路配置。所述电路配置包括一第一节点101、一第二节点102、一第三节点103、一第四节点104以及一第五节点105。在第一节点101与第五节点105之间施加一输入电压110。一电容器130是配置在第四节点104与第五节点105之间，在电容器130上有一输出电压120的压降。一电感140是配置在第一节点101与第二节点102之间。一真实电阻(亦即一损耗电阻)150是配置在第二节点102与第三节点103之间。一第一开关160是配置在第三节点103与第四节点104之间。第一开关160可以配置为例如晶体管。在第三节点103与第五节点105之间配置有一第二开关170，第二开关170也可配置为例如一晶体管开关。一电流180流动通过电感140。

输出电压120应被设定为输入电压110的倍数，例如是输入电压110的1.25倍。为此目的，第一开关160与第二开关170是以一确定的脉冲占空比(pulse duty factor)a、以交替的方式进行开启与关闭。电感140作为能量储存器及用于平滑电流。电阻150衰减了振荡，不然就是电感140与电容器130的未受控制系统。若脉冲占空比a＝1/1.25＝0.8，则第一开关160即因此会开启达一工作周期的80％，而第二开关170则开启达一工作周期的20％，输出电压120会采输入电压110的1.25倍的值。所述第一两象限断波器100在正电流180的情形下是作为一升压断波器，而在负电流180的情形下是作为一降压断波器。

若第一开关160与第二开关170进行切换的切换频率明显高于RLC共振器(由电阻150、电感140与电容器130配置而成)的共振频率，图1的第一两象限断波器100即如同图2中所示的一第一等效电路图200所述。

所述第一等效电路图200包含一第一节点201、一第二节点202、一第三节点203与一第四节点204。输入电压110是被施加在第一节点201与第四节点204之间。在第一节点201与第二节点202之间设有电感140，电流180会流经电感140。电阻150是配置在第二节点202与第三节点203之间。一等效电容器230是被配置在第三节点203与第四节点204之间，在等效电容器230上有一等效电容器电压220的压降。

等效电容器230包含了一电容量，其与第一两象限断波器100的电容器130的电容量除以脉冲占空比a的值对应。等效电容器电压220是在等效电容器230上方降压，其对应于第一两象限断波器100的输出电压120与脉冲占空比a的乘积，因此等效电容器230的有效电容量是脉冲占空比的函数。

图3绘示了一第二两象限断波器300的电路配置。所述电路配置包含一第一节点301、一第二节点302、一第三节点303、一第四节点304以及一第五节点305。输入电压110是施加在第一节点301与第五节点305之间。电容器130是配置在第四节点304与第五节点305之间。接着在电容器130上方有输出电压120的压降。电感140是配置在第一节点301与第二节点302，电流180流经电感140。第一开关160是设置在第三节点303与第四节点304之间，第二开关170是设置在第三节点303与第五节点305之间。

取代了损耗电阻150，第二两象限断波器300包含在第二节点302与第三节点303之间的一受控制电压来源350。所述受控制电压来源350于第二节点302与第三节点303之间施加一电压u(t)，其与流经电感140的电流180相关。在此方式中，一虚拟电阻值R_v及一虚拟电感值L_v即可编程为：

$u\left(t\right)=R_v\·i\left(t\right)+L_v\·\frac{d}{\mathrm{dt}}i\left(t\right).$

在此，i(t)代表与时间t有关的电流180的值。

虚拟电阻值R_v及虚拟电感值L_v具有无产生能量损失的优点。

图4绘示了一第三两象限断波器400的一电路配置。电路配置包含一第一节点401、一第二节点402、一第三节点403、一第四节点404与一第五节点405。然而，在所述第三两象限断波器400的电路配置中，第二节点402与第三节点403为1。在第一节点401与第五节点405之间施加输入电压110。在配置在第四节点404与第五节点405之间的电容器130上方有输出电压120的压降。电感140是配置在第一节点401与第二节点402之间，电流180流经电感140。第一开关160是配置在第三节点403与第四节点404之间，第二开关170是配置在第三节点403与第五节点405之间。在所述第三两象限断波器400中省略了电阻150与受控制的电压来源350两者。

取而代之，在所述第三两象限断波器400中，第一开关160与第二开关170以交替方式进行开启与关闭的脉冲占空比a是被调整为电流180的函数。为了所述目的，脉冲占空比a是被选择为：

$a\left(t\right)=\mathrm{0,8}+i\left(t\right)\·\frac{R_v}{u_{\mathrm{dc}}}$

以实现虚拟电阻R_v的行为。在此，i(t)接着为与时间t有关的电流180。输出电压120的产生值是由u_dc来表示。

虚拟电感值L_v的行为可经由一补充额外项来实现：

$L_v\·\frac{1}{u_{\mathrm{dc}}}\·\frac{d}{\mathrm{dt}}i\left(t\right)$

举例而言，选择数值R_v＝5奥姆作为虚拟内电阻值。

减振比ξ为

$\mathrm{\ξ}=\frac{R_v}{2}\sqrt{\frac{C}{L}}$

在此，C为电容器230的(计算的)电容量，而L为电感140的电感值。

对于一最小减振而言，最大电感值L_max为：

$L_{\max }=\frac{{R_v}^2\·C}{4{\mathrm{\ξ}}^2}$

若所述第三两象限断波器的串行共振器没有充分减振，减振比ξ会增加一额外的负虚拟电感值L_v。所述第三两象限断波器的RLC系统会是稳定的，只要虚拟电阻值R_v是正的。虚拟电感值L_v可为负的，然而，L+L_v总和必须大于0以确保稳定性。

在电感230的电容量为2000μF、且虚拟电阻值R_V＝5奥姆时，则在一所需最小减振比ξ为0.707时，会产生一最大电感值L_max为25mH。用于平滑电流的最小所需电感值L_min是明显产生自允许的电流波纹与所选择的开关160、170的切换频率。

在下文中，推广了以图1至图4为基础所解释的原理，以于一三相供电网络中使用。

图5绘示了一第一馈入/反馈转换器500的方块图。所述第一馈入/反馈转换器500包含一直流电压中间电路，所述直流电压中间电路具有一中间电路电容器510、在所述中间电路电容器510上方施加一中间电压515。中间电路电容器510是经由一频率转换器520、三个电阻550与三个平滑电感540而连接至一三相供电网络530的一第一相位531、一第二相位532、与一第三相位533。频率转换器520可为例如具有良好效率的三阶转换器。所述第一馈入/反馈转换器500包含实际的损耗电阻550，以进行减振以及用于限制电流。

所述第一馈入/反馈转换器500包含一第一控制装置560以控制频率转换器520。第一控制装置560是配置为一模拟电路。然而较佳的是，第一控制装置560也可以数字方式实施。

第一控制装置560包含一锁相回路563，所述锁相回路563提供了与所述三相供电网络530的第一相位531的电压同步的一角度573。为此目的，所述锁相电路563会具有一角度偏差574。所述锁相回路563控制所述角度573，使得所述角度偏差574达到最小。

在所述第一控制装置560中，会进一步确定一调变指标575。调变指标575和角度573是被提供至一逆帕克转换装置562。逆帕克转换装置562产生一旋转的第一调变空间向量572，所述第一调变空间向量572包含角度573以及由调变指标575所预先决定的一固定振幅。

第一调变空间向量572是提供至一空间向量调变装置571，所述空间向量调变装置571从所述第一调变空间向量572产生控制讯号571，藉以控制所述第一馈入/反馈转换器500的所述频率转换器520。

当锁相回路563所提供的角度573与三相供电网络530的第一相位531同步时，频率转换器520的一供应输出电压即接近地对应于供应电压。剩余的电压差异会导致电流的流动，电流的流动是根据电阻550与电感540而调整。

为说明绝对值与相位的行为，图6说明了网络基本振荡为50Hz的一单相位第二等效电路图600。第二等效电路图600包含一第一节点601、一第二节点602、一第三节点603与一第四节点604。一转换器电压610是施加在第一节点601与第四节点604之间。一供应电压620是施加在第三节点603与第四节点604之间。在第一节点601与第二节点602之间配置有一电阻630，一电流660流经所述电阻630。在第二节点602与第三节点603之间配置有一电感640。在第二节点602与第四节点604之间施加一电压650，所述电压650的值为转换器电压610与电流660的值和电阻630的电阻值的乘积之间的差异。接着当供应电压620与转换器电压610在相位上或在振幅上有差异时，电流660即会流动。

图7绘示了一向量图700，其具有一无功轴701与一有功轴702，所述图绘示了转换器电压610、供应电压620、电阻630上方降压的电压710以及电感640上方降压的电压720的绝对值和相位。

图8绘示了一第二馈入/反馈转换器800的一示意方块图。第二馈入/反馈转换器800是图5所示的第一馈入/反馈转换器500的推广版。第二馈入/反馈转换器800也包含一中间电路，所述中间电路包含一中间电路电容器510，一中间电路电压515被施加于所述中间电路电容器510。中间电路电容器510经由一频率转换器520而连接至第一相位531、第二相位532与第三相位533。依序，在所述三相供电网络530的相位531、532、533之间设有平滑电感530。然而，图5所示的第一馈入/反馈转换器500的实际、损耗电阻550已被略去，并由一虚拟电阻来取代，如下文中所将说明者。

代替了第一馈入/反馈转换器500的第一控制装置560，第二馈入/反馈转换器800包含一第二控制装置860。第二控制装置860可配置为一模拟电路。然而较佳的是，第二控制装置860是以数字方式来实施。

第二控制装置860包含一锁相回路563，一角度偏差574被提供至所述锁相回路563，且所述锁相回路563输出一角度573，所述角度573与所述三相供电网络530的第一相位531的电压同步。一逆帕克转换装置652再次产生一第一调变空间向量572，所述第一调变空间向量572具有所述角度573以及由一调变指标575所决定的一振幅。

第二馈入/反馈转换器800包含一电流测量装置830，所述电流测量装置830是用以测量在所述三相供电网络530中所流动的一相位电流831、在第二相位532中所流动的一第二相位电流832、以及在第三相位533中所流动的一第三相位电流833。

所测量的电流值831、832、833被传送至一克拉克转换装置861，其包含所述第二控制装置860。克拉克转换装置861将三相相位电流831、832、833转换为两轴的第二电流空间向量871。

包含所述第二控制装置860的一第一乘法装置862将所述第二电流空间向量乘上一已确定的虚拟电阻874，以得到一第二调变空间向量872。由一减法装置863从所述第一调变空间向量872实质减去所述第二调变空间向量872，以得到一第三调变空间向量873。藉此，当具有转换器的一充分高的切换频率时，即可实现与真实电阻的行为动态对应的行为。然而，有利的是，虚拟电阻874是不损耗的。

所述第三调变空间向量873被提供至一空间向量调变装置561，其从第三调变空间向量873产生控制讯号，所述第二馈入/反馈转换器800的频率转换器520由所述控制讯号571来控制。

由中间电路电容器510、频率转换器520与平滑电感540所组成的所述第二馈入/反馈转换器800的功率电路与一传统馈入/反馈转换器的功率电路对应。然而，为了控制频率转换器520，虚拟电阻874与调变指标575会被调变，而非使用串行控制。较佳的是，所述频率转换器是一IGBT逆变整流器。使用一三阶转换器是特别较佳的。

图9绘示了一第三馈入/反馈转换器900的方块图。所述第三馈入/反馈转换器900是图5所示的第一馈入/反馈转换器500和图8所示的第二馈入/反馈转换器800的进一步推广。

第三馈入/反馈转换器900同样包含一中间电路，所述中间电路具有中间电路电容器510，于所述中间电路电容器510上方有一中间电路电压515的降压。中间电路电容器510是经由一频率转换器520(较佳为一IGBT逆变整流器)而连接至一三相供电网络530的一第一相位531、一第二相位532与一第三相位533。

一电流测量装置830是用以测量在所述第一相位531中流动的一第一相位电流831、在所述第二相位532中流动的一第二相位电流832、以及在所述第三相位633中流动的一第三相位电流833。

所述第三馈入/反馈转换器900包含一第三控制装置960，而非第二馈入/反馈转换器800的第二控制装置860。第三控制装置960可接着配置为一模拟电路。然而，较佳的是以数字方式来实施。

第三控制装置960的一锁相回路563接收一角度偏差574，并产生与所述三相供电网络的第一相位531的电压同步的一角度573。一逆帕克转换装置562产生一第一调变空间向量572，所述第一调变空间向量572具有角度573与由一已确定的调变指标575所决定的一振幅。

第三控制装置960的一克拉克转换装置861将三个分量的相位电流强度831、832、833转换为两个分量的第二电流空间向量871。一第一乘法器862将所述第二电流空间向量871乘上一已确定的虚拟电阻874，以得到一第二调变空间向量872。一减法装置863从所述第一调变空间向量572减去所述第二调变空间向量872，以得到一第三调变空间向量873。一空间向量调变装置561从所述第三调变空间向量873产生控制讯号571，藉此控制所述频率转换器520。频率转换器520的供应输出电压是与所述中间电路电压一起产生。

相对于第二馈入/反馈转换器800的第二控制装置860，第三馈入/反馈转换器900的第三控制装置960另外包含了一帕克转换装置961，其将所述三个分量的测量相位电流831、832、833转换为一两个分量的第一电流空间向量971。在数学上，这是另一种可以经由克拉克转换装置861从第二电流空间向量871得到第一电流空间向量971的替代可行方式，这就是为什么在图9的方块图中帕克转换装置961是在克拉克转换装置861之后进行说明的原因。

第一电流空间向量971包含一有功分量与一无功分量。有功分量通常是以指标d(直轴)来标示，而无功分量则以指标q(正交轴)来标示。对锁相回路563所提出的要调整角度573以使角度573同步于三相供电网络530的第一相位5312的请求是对应于使第一电流空间向量971的无功分量消失(亦即，调整为零)的请求。如果情况如此，第一调变空间向量572与相位电流831、832、833即属同相位。然而，视情况而定，也可以提供不同于零的相位偏移。

为将第一电流空间向量971的无功分量设定为零，由第二控制装置960的一第二乘法装置964对所述无功分量乘上已确定虚拟电阻874和已确定调变指标575的商，以得出角度偏差574。所述角度偏差574被提供至锁相回路563。因此，第三馈入/反馈转换器900的第三控制装置960中的锁相回路即被关闭。

如所述领域中技术人士所理解、且在本文中未详细说明的是，在操作开始时，必须以一预先充电电路来起始化第三馈入/反馈转换器900。

在第三馈入/反馈转换器900中，在中间电路中并不需要有功电流或电压控制。取而代之，是以一非受控制方式、根据三相供电网络530的电压与中间电路中的一负载电流来调整中间电路电压515。所需行为可在其中由虚拟电阻874和调变指标575的参数化进行调整。这在下文中将以图10为基础进行说明。

图10绘示了一中间电路1000的示意说明图。所述电路包含一第一节点1001、一第二节点1002与一第三节点1003。

在第一节点1001与第三节点1003之间是施加一开放电路电压1010，所述开放电路电压1010是对应于第三馈入/反馈转换器900的调变指标575。所述开放电路电压1010是被选择为高于三相供电网络530的供应电压的绝对值。举例而言，开放电路电压1010可达供应电压的1.6倍振幅大小。在400V的三相供应网络530中，开放电路电压为例如达640V。

在第一节点1001与第二节点1002之间，配置了与第三馈入/反馈转换器900的虚拟电阻874对应的一虚拟电阻1040。一负载电流1030会流经所述虚拟电阻1040。

在第二节点1002与第三节点1003之间施加一中间电流1020，所述中间电流1020与第三馈入/反馈转换器900的中间电路电压515相对应。

若为所述虚拟电阻1040选择5奥姆的一例示值，则中间电路电压1020会根据奥姆定律而每安培降低5V。在能量反馈的情形下，亦即存在负的负载电流1030下，中间电路电压1020会因而与负载电流1030成比例地增加。因此，中间电路电压1020即可依据开放电路电压1010和负载电流1030而设定。

经由分别选择虚拟电阻1040、第三馈入/反馈转换器900的虚拟电阻874、以及分别选择开放电路电压1010、第三馈入/反馈转换器900的调变指标575的值，即可分别设定中间电路电压1020、第三馈入/反馈转换器900的第三中间电路电压515的顺应性。虚拟电阻1040、874的值是代表中间电路电压1020、515能够利用负载电流1030而减少或增加的程度。

若中间电路电压1020、515达到一预定最大值(例如在负载电流为-20安培且虚拟电阻值为5奥姆下为740V)，则视情况所连接的一负载电阻会阻碍中间电路电压1020、515的进一步增加。然而，若中间电路电压1020、515达到一预定最小值(例如在负载电流为+20安培且虚拟电阻值为5奥姆下为540V)，则在无网络电感下平行切换的一二极管整流器会接替处理另外所需的电流。在所述第三馈入/反馈转换器900内可设有二极管整流器与负载电阻中任一者，或是它们也可以连接为一模块形式或作为个别的模块。

在所述第三馈入/反馈转换器900中允许的中间电路电压515的电压尖峰能够有利地使得能够在中间电路电容器510中储存短期峰值性能，或从中间电路电容器510中取得短期峰值性能。若例如中间电路电容器510包含了1000μF的电容量，且若允许中间电路电压515从640V的数值增加到740V，则有69瓦的能量会被储存在中间电路电容器510中。

第三馈入/反馈转换器900的另一个优点为，有数个第三馈入/反馈转换器900可不受限制地进行平行切换。接着一电流会根据所述第三馈入/反馈转换器900的虚拟电阻874而被区分为在负载方向中以及在反馈方向中。当所述第三馈入/反馈转换器900的虚拟电阻874分别被配置为与装置的有效输出呈反比方式，这也可应用于由所述馈入/反馈转换器900所供应的具有不同安装大小的这些装置。

最后的总电阻值是从所述第三馈入/反馈转换器900的虚拟电阻874的并联连接所产生。

所述第三馈入/反馈转换器900的另一个优点在于，在运行操作中可根据需求而连接或中断个别的第三馈入/反馈转换器900。这使得第三馈入/反馈转换器900可根据需求而在个别最佳效率下操作。

所述第三馈入/反馈转换器900的另一个优点在于，其不包含任何振荡趋势；这在其使用于软电网中时亦同。

所述第三馈入/反馈转换器900亦可以单一相位方式来操作。为此目的，仅需要所述第三馈入/反馈转换器900的第三控制装置960的锁相回路的自适应，这是熟习所述领域技术的人士所知晓的。

组件符号说明：

100     两象限断波器

101     第一节点

102     第二节点

103     第三节点

104     第四节点

105     第五节点

110     输入电压

120     输出电压

130     电容

140     电感

150     损耗电阻

160     第一开关

170     第二开关

180     电流

200     等效电路图

201     第一节点

202     第二节点

203     第三节点

204     第四节点

220     等效电容器电压

230     等效电容

300     两象限断波器

301     第一节点

302     第二节点

303     第三节点

304     第四节点

305     第五节点

350     电压来源

400     两象限断波器

401     第一节点

402     第二节点

403     第三节点

404     第四节点

405     第五节点

500     馈入/反馈转换器

510     中间电路电容

515     中间电压

520     频率转换器

530     三相供电网络

531     第一相位

532     第二相位

533     第三相位

540     电感

550     电阻

560     第一控制装置

561     空间向量调变装置

562     逆帕克转换装置

563     锁相回路

571     控制讯号

572     第一调变空间向量

573     角度

574     角度偏差

575     已确定的调变指标

600     等效电路图

601     第一节点

602     第二节点

603     第三节点

604     第四节点

610     转换器电压

620     供应电压

630     电阻

640     电感

650     电压

660     电流

700     向量图

701     无功轴

702     有功轴

710     电压

720     电压

800     馈入/反馈转换器

830     电流测量装置

831     第一相位电流

832     第二相位电流

833     第三相位电流

860     第二控制装置

861     克拉克转换装置

862     第一乘法装置

863     减法装置

871     第二电流空间向量

872     第二调变空间向量

873     第三调变空间向量

874     虚拟电阻

900     馈入/反馈转换器

960     第三控制装置

961     帕克转换装置

964     第二乘法器

971     第一电流空间向量

1000    中间电路

1001    第一节点

1002    第二节点

1003    第三节点

1010    开放电路电压

1020    中间电路

1030    负的负载电流

1040    虚拟电阻。

Claims (11)

1.一种用于控制频率转换器（520）的方法，

其中所述方法包含下列步骤：

测量在三相供电网络（530）的相位导体（531、532、533）中流动的相位电流（831、832、833）；

产生第一调变空间向量（572），所述第一调变空间向量包含角度（573）与已确定调变指标（575），所述角度与所述三相供电网络（530）的供应电压同步，而所述已确定调变指标是作为振幅；

根据所述第一调变空间向量（572）与所测量的相位电流（831、832、833）来产生第三调变空间向量（873）；

根据所述第三调变空间向量（873）来调变所述频率转换器（520）。

2.根据权利要求1所述的方法，

其中所述产生所述第一调变空间向量（572）包含下列步骤：

使用所述角度（573）来进行帕克转换（961），以将所测量的相位电流（831、832、833）转换为第一电流空间向量（971）；

控制所述角度（573），使得所述第一电流空间向量（971）的无功电流分量消失；

经由逆帕克转换（562）来产生所述第一调变空间向量（572），所述第一调变空间向量包含所述角度（573）和作为振幅的所述已确定调变指标（575）。

3.根据权利要求2所述的方法，

其中所述第一电流空间向量（971）的所述无功电流分量是乘以已确定虚拟电阻（874）与所述已确定调变指标（575）的商，以得到角度偏差（574），

且对锁相回路（563）提供所述角度偏差（574），以控制所述角度（573）。

4.如权利要求1至3中任一项所述的方法，

其中所述产生所述第三调变空间向量（873）包含下列步骤：

进行克拉克转换（861），以将所测量的相位电流（831、832、833）转换为第二电流空间向量（871）；

将所述第二电流空间向量（871）乘以已确定虚拟电阻（874），以得到第二调变空间向量（872）；

将所述第一调变空间向量（572）减去所述第二调变空间向量（872），以得到所述第三调变空间向量（873）。

5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，

其中，经由空间向量调变（561）自所述第三空间调变向量（873）产生所述频率转换器（520）的控制讯号（571）。

6.一种电路配置（900），用于从三相供电网络（530）的供应电压产生中间电路电压（515），

具有中间电路电容器（510），所述中间电路电容器经由频率转换器（520）及平滑电感（540）连接至三相供电网络（530）的第一相位导体（531）、第二相位导体（532）与第三相位导体（533），

具有测量装置（830）以测量在所述相位导体（531、532、533）中流动的相位电流（831、832、833），

且具有控制装置（960），被提供来控制所述频率转换器（520），

其中所述控制装置（960）是配置以

产生第一调变空间向量（572），所述第一调变空间向量（572）包含角度（573）与已确定调变指标（575），所述角度与所述三相供电网络（530）的供应电压同步，且所述已确定调变指标是作为振幅，

根据所述第一调变空间向量（572）与所测量的相位电流（831、832、833）来产生第三调变空间向量（873），

以及根据所述第三调变空间向量（873）来调变所述频率转换器（520）。

7.根据权利要求6所述的电路配置（900），

其中所述控制装置（960）是配置以产生所述第一调变空间向量（572），

使用所述角度（573）经由帕克转换（961）来将所测量的相位电流（831、832、833）转换为第一电流空间向量（971），

经由锁相回路（563）来控制所述角度（573），使得所述第一电流空间向量（971）的无功电流分量消失，

以及经由逆帕克转换（562）来产生所述第一调变空间向量（572），所述第一调变空间向量包含所述角度（573）和作为振幅的所述已确定调变指标（575）。

8.根据权利要求7所述的电路配置（900），

其中所述控制装置（960）是配置以

将所述第一电流空间向量（971）的所述无功电流分量乘以已确定虚拟电阻（874）与所述已确定调变指标（575）的商，以得到角度偏差（574），

以及对锁相回路（563）提供所述角度偏差（574）。

9.根据权利要求6至8中任一项所述的电路配置（900），

其中为了产生所述第三调变空间向量（873），所述控制装置（960）是配置以

经由克拉克转换（861）来将所测量的相位电流（831、832、833）转换为第二电流空间向量（871），

将所述第二电流空间向量（871）乘以已确定虚拟电阻（874），以得到第二调变空间向量（872），

以及将所述第一调变空间向量（572）减去所述第二调变空间向量（872），以得到所述第三调变空间向量（873）。

10.根据权利要求6至9中任一项所述的电路配置（900），

其中所述控制装置（960）是配置以

自所述第三调变空间向量（873）产生所述频率转换器（520）的控制讯号（571）。

11.根据权利要求6至10中任一项所述的电路配置（900），

其中所述频率转换器（520）是绝缘闸双极晶体管（IGBT）逆变整流器。