CN102035408B - 谐振型变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种谐振型变换装置。其具有：与直流链的正极侧和负极侧连接，并由电容器(C5)和电容器(C6)构成的第1串联电路；与第1串联电路的两端连接，并由开关(Q1)和开关(Q2)构成的串联电路；与(Q1)并联连接的电容器(C1)；与(Q2)并联连接的电容器(C2)；与第1串联电路的两端连接，并由开关(Q3)和开关(Q4)构成的串联电路；与商用电力系统、(Q1)与(Q2)之间的连接点及(Q3)与(Q4)之间的连接点连接的LC电路(15)；连接在(C5)与(C6)之间的连接点和(Q1)与(Q2)之间的连接点之间，并由开关(Q5、Q6)和谐振用电抗器(L3)构成的串联电路；以及控制电路(13)。

Description

谐振型变换装置
技术领域
本发明涉及要求高效率的电力变换器的具有功率因数改善功能的谐振型变换装置。
背景技术
作为减少开关损耗的谐振型电力变换装置的代表电路，有切断直流链电压而进行谐振的方式、和不切断直流链电压而进行谐振的方式。
图11示出以往的切断直流链电压方式的谐振型变换装置的一例。该谐振型变换装置构成为包括：由构成全桥的MOSFET构成的开关Q1～Q4、电容器C1～C4、电抗器L1、L2、电容器C5、C7、直流链电压切断用开关Q6、谐振用开关Q5、谐振用电抗器L3、用于维持谐振用电压的电容器C6。
另外，作为以往的相关技术，例如公知有专利文献1中记载的交流-直流变换器。
专利文献1：日本特开平10-84674号公报
图11所示的以往的谐振型变换装置，通过电抗器3和与开关Q1～Q4并联连接的电容器C1～C4的谐振动作，进行开关Q1～Q4的软开关(softswitching)，并且可以减少开关损耗。但是，导致在谐振电路中产生损失。
在图11所示的电路结构中，为了进行谐振动作而需要执行切断直流链电压的动作，不得不在直流线路中连接切断用开关Q6。因此，由于电流始终流过开关Q6，导致产生很大的导通损失。
并且，谐振电流的周期为正弦波的一个周期，因此有效电流会变大，进而由于在谐振动作中不能提升一定期间电压，因此电压利用率下降。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高效率的谐振型变换装置。
为了解决上述课题，本发明提供一种谐振型变换装置，其特征在于，该谐振型变换装置包括：
第1串联电路，其与直流链的正极侧和负极侧连接，并由第1电容器和第2电容器构成；
第2串联电路，其与所述第1串联电路的两端连接，并由第1开关和第2开关构成；
第3电容器，其与所述第1开关并联连接；
第4电容器，其与所述第2开关并联连接；
第3串联电路，其与所述第1串联电路的两端连接，并由第3开关和第4开关构成；
LC电路，其与商用电力系统、所述第1开关与所述第2开关之间的连接点以及所述第3开关与所述第4开关之间的连接点连接，并由电抗器和电容器构成；
第4串联电路，其连接在所述第1电容器与所述第2电容器之间的连接点和所述第1开关与所述第2开关之间的连接点之间，并由双向开关和谐振用电抗器构成；以及
控制电路，其对所述第1开关和所述第2开关进行PWM(脉宽调制)控制，并使所述第3开关和所述第4开关在180度期间交替接通，在所述第1开关及所述第2开关接通的期间接通所述双向开关，通过所述第3电容器、所述第4电容器以及所述谐振用电抗器的谐振动作，进行零电压开关。
根据本发明，由于控制电路使第3开关和第4开关在180度期间交替接通，因此不会产生由高频开关引起的损失。并且，由于第3开关和第4开关在二极管上流过电流时接通，因此当使用FET时可以通过同步整流效果减少损失。并且，控制电路在接通了第1开关及第2开关的期间接通双向开关，通过第3电容器、第4电容器及谐振用电抗器的谐振动作，进行零电压开关，因此不会产生接通损失。由此，可以提供高效率的谐振型变换装置。
附图说明
图1是示出本发明的实施例1的谐振型变换装置的电路图。
图2是示出实施例1的设在谐振型变换装置的控制电路的详细结构的图。
图3是实施例1的变换设在谐振型变换装置的控制电路的指令值的概念图。
图4是实施例1的谐振型变换装置的谐振动作的概略图。
图5是实施例1的谐振型变换装置的谐振电流的路径图。
图6是示出实施例1的谐振型变换装置的商用一周期的系统电流波形和谐振电抗器电流波形的图。
图7是示出实施例2的设在谐振型变换装置的控制电路的详细结构的图。
图8是示出在实施例2中根据下降载波和正弦波电压的零交叉时，生成栅极信号的状态的图。
图9是示出实施例3的设在谐振型变换装置的控制电路的详细结构的图。
图10是示出在实施例3的控制电路中根据上升载波和正弦波电压的零交叉时，生成栅极信号的状态的图。
图11是示出以往的切断直流链电压的方式的谐振型变换装置的一例的图。
标记说明：
C1～C7：电容器        L1～L3：电抗器
Q1～Q6：开关          13：控制电路
15：LC电路            16：电流传感器
21、31：电压检测器    23、36、39：切换器
25：除法器            26、34、51：加法器
27a、27b、38a、38b：比较器
28：或电路
29：相移部            30a：上升载波部
30b：下降载波部       32：零交叉切换判别部
33：乘法器            35、52：PI(比例积分)部
37：变换部            40a、40b：逆变器
41a、41b：死区时间部  50：直流电压控制部
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的谐振型变换装置的实施方式。
【实施例1】
图1是示出本发明的实施例1的谐振型变换装置的电路图。在图1所示的谐振型变换装置中，在直流链的正极侧和负极侧，连接有由电容器C5(第1电容器)和电容与电容器C5相同的电容器C6(第2电容器)构成的串联电路(第1串联电路)，在电容器C5与电容器C6之间的连接点B处，生成直流电压VDC(直流链电压VDC)的电压的1/2电压。
开关Q1～Q6由具备续流二极管的MOSFET等的半导体开关元件构成。开关Q1(第1开关)和开关Q2(第2开关)串联连接而构成全桥结构的U支路，并且该串联电路(第2串联电路)的两端连接在第1串联电路的两端。开关Q3(第3开关)和开关Q4(第4开关)串联连接而构成全桥结构的V支路，并且该串联电路(第3串联电路)的两端连接在第1串联电路的两端。
在开关Q1的漏极-源极之间连接有电容器C1(第3电容器)，开关Q2的漏极-源极之间连接有电容器C2(第4电容器)。用开关Q1～Q4及电容器C1、C2构成单相变换电路。
在开关Q1与开关Q2之间的连接点A上连接有电抗器L1的一端，在开关Q3与开关Q4之间的连接点C上连接有电抗器2的一端，在电抗器L1、L2的另一端上连接有电容器C7。与电容器C7并联连接有系统(商用电力系统)Vac，从系统Vac向谐振型变换装置流入功率因数为1的电流。
用电抗器L1、L2及电容器C7来构成LC电路15。用开关Q5和开关Q6来构成双向开关(也称交流开关)。通过连接开关Q5的漏极和开关Q6的漏极、或者连接开关Q5的源极和开关Q6的源极而构成双向开关。电抗器L3(谐振用电抗器)串联连接在开关Q5、Q6上。
由开关Q5、Q6和电抗器L3构成的串联电路(第4串联电路)连接在电容器C5与电容器C6之间的连接点B、和开关Q1与开关Q2之间的连接点A上。控制电路13通过栅极信号对开关Q1～Q4进行开关，将从连接在电容器C7的系统Vac流入的电流控制为功率因数为1的正弦波电流。
接着，说明实施例1的谐振型变换装置中适用的功率因数为1的正弦波电流的栅极信号生成模式(开关模式)。首先，说明根据通常使用的正弦波调制的生成方法。
图3(b)的电压Vun、电压Vvn是从电容器C7的虚拟中点n(未图示)观察的电位。电压V的下标u表示由开关Q1和开关Q2构成的U支路，电压V的下标v表示由开关Q3和开关Q4构成的V支路。可以用Vuv＝Vun-Vvn来表示电压Vuv。
并且，使电压Vvn成为与电压Vun相差180°相位的操作量，其结果比较电压Vun和载波(载波信号)而生成的栅极信号波形，在开关Q1及开关Q4、开关Q2及开关Q3上相同。将载波假设为锯齿波波形时，U支路的操作量Vr和V支路的操作量Vs与载波的关系如图3(a)所示。此时，电容器C7的两端电压、即线间电压Vuv具有电压Vun的两倍的振幅。
接着，说明适用于图1所示的谐振型变换装置的栅极信号生成方法。当系统电压为正电压时，V支路的开关Q4在系统电压为正电压的期间持续接通。在设此时的操作量为Sv*时，可以表示为Sv*＝-1。并且，当设U支路的操作量为Su*时，如果对线间电压所需的正弦波指令Vr上加上-1，则可以表示为Su*＝Vr-1。由于U支路与V支路的操作量之差会反映到线间电压上，因此如果Su*-Sv*＝Vr、Vr成为正弦波，则输出也成为正弦波。同样地，在系统电压为负电压时，V支路的开关Q3在系统电压为负电压的期间持续接通。当设此时的操作量为Sv*时，可以表示为Sv*＝1。此时，当对生成线间电压所需的正弦波指令Vr上加上1时，Su*＝Vr+1。
当生成如上所述的基准时，成为如图3(c)所示的PWM比较。其结果，可以生成与通常使用的根据正弦波调制的生成方法相同的线间电压。控制电路13在系统电压为正电压的期间，使V支路的开关Q4持续接通，在系统电压为负电压的期间，使开关Q3持续接通。并且，由于开关Q3、Q4的栅极信号的切换是以系统电压或电流的零交叉来进行的，因此在进行开关时大致成为零电流开关(软开关)，不会产生损失。
并且，由于开关Q3、Q4是在系统频率下进行开关的，而且完全不进行高频开关，因此具有即使在开关Q3、Q4上不安装某个外部设备，也比谐振型变换装置减少同等以上的与开关有关的损失的效果。
接着，参照图4说明U支路的开关Q1和开关Q2的损失减少。控制电路13在开关Q1和开关Q2的死区时间期间中(开关Q1、Q2同时断开的期间)，使构成双向开关的开关Q5、Q6同时接通。
当系统电压为正电压时，开关Q1、Q2断开时的电流的路径是，系统Vac→L1→Q1→C5、C6→Q4→L2→系统Vac。由于在开关Q1的续流二极管上流过电流，因此开关Q1的漏极-源极间的电压为零。因此，在使开关Q2接通时，在开关Q2的漏极-源极间施加直流电压VDC，产生开关损耗。
因此，为了不在开关Q2上产生开关损耗，在开关Q2进行开关之前的死区时间期间中，使开关Q2的漏极-源极间电压为零。
在开关Q1和开关Q2的死区时间期间中使开关Q5、Q6同时接通(时刻t1)。此时，由于电抗器L3中不流过电流，因此开关Q5、Q6进行零电流开关。
当将图1的直流电压VDC的负极侧的电位作为基准时，由于B点电位是VDC/2、A点电位是VDC，因此施加在电抗器L3的电压VAB成为VDC/2。在电抗器L3中流过的电流以(VDC/2)/L3的斜率上升。
并且，在电抗器L3的电流达到电抗器L1的电流的大小时，在电抗器L3和电容器C1、C2上产生谐振(时刻t2)。此时，并联连接在开关Q2上的电容器C2放出电荷，并且并联连接在开关Q1上的电容器C1上流入电荷。
此时的谐振周期成为
Figure BSA00000282926700071
当完成了谐振时(时刻t3)，由于A点电位成为零，因此可以在此时通过接通开关Q2来实现开关Q2的零电压开关(软开关)。
在接通开关Q2之后，由于A点电位成为零，因此谐振电流以(VDC/2)/L3的斜率下降。通过在电抗器L3的电流达到零时(时刻t4)关断开关Q5、Q6，也可以减少开关Q5、Q6的损失。
接通开关Q2时的电流的路径是系统Vac→L1→Q2→Q4→L2→系统Vac。
在该状态下，当开关Q2断开时，电容器C1的电荷会放电，从而使电容器C2的电荷上升。此时，由于在开关Q2中仅并联连接有电容器C2，因此不会产生开关损耗。由此，在开关Q2的接通、关断的双方，可以实现软开关，没有开关损失，可以实现高效率。
接着，说明电容器C5与电容器C6之间的中间电位(B点电位)。为了进行理想的谐振动作，该中间电位不得不在直流电压VDC的电压的1/2电压上得到平衡。
图5(a)、图5(b)是示出进行谐振动作时的谐振电流的流向的图。例如图5(a)中在电容器C5的电压高、电容器C6的电压低时，电容器C5的充电电流变小，电容器C6的放电电流也变小。
与此相对，在电容器C5的电压低、电容器C6的电压高时，电容器C6的放电电流会变大，电容器C5的充电电流也会变大。
并且，在图5(b)中，在电容器C5的电位高、电容器C6的电位低时，电容器C5的放电电流会变大，电容器C6的充电电流也会变大。
与此相对，在电容器C5的电压低、电容器C6的电压高时，电容器C5的放电电流会变小，电容器C6的充电电流也会变小。
即、具有如下特征：电容器电压小的一方的电容器的放电电流变小、充电电流变大，电容器电压高的一方的电容器的放电电流变大、充电电流变小。因此，随时间的经过，电容器C1的电压和电容器C2的电压相互接近，在两者平衡之后，如图6所示，电抗器L3的谐振电流(图6的谐振电流波形)为商用电力系统的半周期的放电电流和充电电流成为相同量，并继续得到平衡。
如上所述，在为了制作直流电压VDC的电压的1/2电压而构成的电容器C5与电容器C6之间的B点处，进行以商用电力系统的每个半周期切换流出、流入的控制，因此在商用电力系统的一周期中电压得到平衡。因此，不需要用于平衡中间电位的附属电路等。
(控制电路的详细结构)
接着，说明图2所示的控制电路13的详细结构。控制电路13具有端子T1～T12，端子T1连接在直流链的正极侧，端子T2连接在电容器C5与电容器C6之间的连接点B上，端子T3连接在直流链的负极侧。端子T4连接在开关Q1的栅极、端子T5连接在开关Q2的栅极、端子T6连接在开关Q3的栅极、端子T7连接在开关Q4的栅极。端子T8连接于检测流过电抗器L1的电流(单相变换电路的输入电流)的电流传感器16。端子T9连接在电抗器L1与电容器C7之间的连接点上，端子T10连接在电抗器L2与电容器C7之间的连接点上。端子T11连接在开关Q5的栅极、端子T12连接在开关Q6的栅极。
首先，说明谐振周期的计算。电流传感器16检测流过电抗器L1的电流并将其输出给端子T8。计算部24将通过端子T8输入的电流检测值I与电抗器L3的电感值(用L3来表示)相乘，将相乘输出L3×I输出给除法器25。
电压检测器21检测端子T2与端子T3之间的电压、即直流电压VDC的电压的1/2电压V＝VDC/2，并输出到除法器25。除法器25对来自计算部24的相乘输出L3×I除以来自电压检测器21的电压V，从而求出除算输出T1＝L3×I/V、即时间T1，并输出到加法器26。
加法器26将来自除法器25的时间(第1周期)T1和时间(第2周期)
Figure BSA00000282926700081
相加，且使载波信号的振幅成为2时，加法器26a进行2[1-{(T1+T2)/T}]的计算，并将该计算结果作为图4所示的谐振开关指令输出到比较器27a。并且，来自除法器25的时间T1成为2/T倍，并作为图4所示的谐振开关指令输出到比较器27b。
相移部29使来自上升载波部30a的上升载波信号(周期T)相移例如几μ秒而输出到比较器27a、27b。载波信号的频率比系统频率高很多而成为例如20kHz。另外，也可以省略相移部29。
此处，在图4所示的时刻t1中，来自用相移部29相移的上升载波部30a的上升载波信号的值达到谐振开关指令的值。因此，由于比较器27a将H电平输出到或电路28，因此开关Q5和开关Q6接通。另外，此时开关Q1和开关Q2成为断开状态。
于是，在电抗器L3中流过的电流以(VDC/2)/L3的斜率上升，直到成为与流过电抗器L1、L2的电流成为相同量。此时的时间T1(时刻t1～时刻t2的时间)成为L3×I/(VDC/2)＝L3×I/V。电抗器L3的电流在达到流过电抗器L1、L2的电流之后进行谐振动作，并且当用C 1来表示电容器C1、C2的电容时，其周期
Figure BSA00000282926700091
即成为时刻t2～时刻t3的时间。
此处，成为2C1的原因如下：电容器C1和电容器C2为相同容量，并且电容器C1和电容器C2在交流状态下是并联连接的。并且π表示半周期量。
通过电抗器L3和电容器C1、C2所产生的谐振动作，开关Q2的漏极-源极间的电压成为零，因此接通开关Q2。之后，电抗器L3的电流以(VDC/2)/L3的斜率减少，在时刻t4成为零。此时，上升载波信号的值达到谐振开关指令的值。因此，由于比较器27a、27b共同向或电路28输出L电平，因此开关Q5和开关Q6断开。
接着，与正弦波电流控制有关的正弦波指令生成电路由电压检测器31、直流链电压基准值、加法器51、PI部52、乘法器33、加法器34及PI部35构成。PWM生成电路(第1PWM生成电路)由变换器37、比较器38a、逆变器40a及死区时间部41a构成。接通信号生成电路(第1接通信号生成电路)由变换器37、比较器38b、逆变器40b及死区时间部41b构成。
加法器51求出直流链电压VDC与直流链电压基准值之间的偏差，并且用PI部52对该偏差输出进行比例积分而输出到乘法器33，其中该直流链电压VDC为电压检测器21检测出的端子T1与端子T3之间的电压。
电压检测器31通过端子T9和端子T10从电容器C7的两端电压检测出系统Vac的正弦波电压(系统电压)。乘法器33将来自电压检测器31的正弦波电压与来自PI部52的PI输出相乘。加法器34求出来自乘法器33的相乘输出(正弦波电流指令值)与电流传感器16检测出的正弦波电流之间的偏差，并输出到PI部35。PI部35对来自加法器34的偏差输出进行比例积分，并将该输出作为正弦波指令Vr而输出到变换部37。
零交叉切换判别部32判别来自电压检测器31的正弦波电压与电流传感器16检测出的正弦波电流之间的零交叉，将表示正弦波电压及正弦波电流相对于零交叉是正还是负的切换信号输出到切换器23、36、39。
在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测出的正弦波电流为正时，切换器36选择接触片36a，从而使变换部37将来自PI部35的正弦波指令Vr变换为操作量(第1操作量)Su*＝Vr-1、操作量(第3操作量)Sv*＝-1。在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测出的正弦波电流为负时，切换器36选择接触片36b，从而使变换部37将来自PI部35的正弦波指令Vr变换为操作量(第2操作量)Su*＝Vr+1、操作量(第4操作量)Sv*＝1。
在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测出的正弦波电流为正时，切换器39选择接触片SW2，从而输出来自下降载波部30b的下降载波信号，在来自电压检测器31的正弦波电压或电流传感器16检测出的正弦波电流为负时，选择接触片SW1，从而输出来自上升载波30a的上升载波信号(周期T)。
上升载波部30a通过切换器39的接触片SW1，将由如图3(c)的后半的半周期所示的锯齿波构成的上升载波信号，输出到比较器38a、38b的反转输入端子。下降载波部30b通过切换器39的接触片SW2，将由如图3(c)的前半的半周期所示的锯齿波构成的下降载波信号，输出到比较器38a、38b的反转输入端子。
比较器38a在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为正时、即接触片36a被选择且接触片SW2被选择时，如图3(c)的前半的半周期所示，在第1操作量(Vr-1)为下降载波信号的值以上时，通过死区时间部41a将H电平输出到开关Q1的栅极而使开关Q1接通，并用逆变器40a反转H电平而通过死区时间部41a将L电平输出到开关Q2的栅极而使开关Q2断开。并且，比较器38a在第1操作量(Vr-1)小于下降载波信号的值时，通过死区时间部41a将L电平输出到开关Q1的栅极而使开关Q1接通，并用逆变器40a反转L电平而通过死区时间部41a将H电平输出到开关Q2的栅极而使开关Q2接通。
并且，比较器38b在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为正时、即接触片36a被选择且接触片SW2被选择时，如图3(c)的前半的半周期所示，由于第3操作量(-1)为上升载波信号的值以下，因此通过死区时间部41b将H电平输出到开关Q4的栅极而使开关Q4接通，并用逆变器40b反转H电平，从而通过死区时间部41b将L电平输出到开关Q3的栅极而使开关Q3断开。
比较器38a在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为负时、即接触片36b被选择且接触片SW1被选择时，如图3(c)的后半的半周期所示，在第2操作量(Vr+1)为上升载波信号的值以上时，通过死区时间部41a将H电平输出到开关Q1的栅极而使开关Q1接通，并用逆变器40a反转H电平，从而通过死区时间部41a将L电平输出到开关Q2的栅极而使开关Q2接通。在第2操作量(Vr+1)小于上升载波信号的值时，比较器38a通过死区时间部41a将L电平输出到开关Q1的栅极而使开关Q1断开，并用逆变器40a反转L电平，从而通过死区时间部41a将H电平输出到开关Q2的栅极而使开关Q2接通。
比较器38b在系统Vac的正弦波电压或正弦波电流为负时、即接触片36b被选择且接触片SW1被选择时，如图3(c)的后半的半周期所示，在第4操作量(+1)为下降载波信号的值以上时，通过死区时间部41a将H电平输出到开关Q3的栅极而使开关Q3接通，并用逆变器40b反转H电平，从而通过死区时间部41b将L电平输出到开关Q4的栅极而使开关Q4断开。
因此，开关Q1和开关Q2根据PWM信号而交替接通/断开。开关Q3和开关Q4通过接通信号而按照系统周期交替180度来接通/断开。
通过零交叉来切换指令值变换及载波信号，从而可以在进行软开关的同时，实现正弦波输出。
如上所述，根据实施例1的谐振型变换装置，由于控制电路13使开关Q3和开关Q4交替地在180度期间接通，因此不会产生高频开关所致的损失。并且，由于控制电路13在使开关Q1及开关Q2断开的期间，接通构成双向开关的开关Q5、Q6，并通过电容器C1、电容器C2以及电抗器L3的谐振动作进行零电压开关，因此不会产生接通损失。由此，可以实现高效率。
并且，控制电路13在系统电压为正电压的期间持续接通开关Q4，在系统电压为负电压期间持续接通开关Q3，并根据开关Q3及开关Q4的开关模式，生成开关Q1及开关Q2的开关模式，以使系统Vac上流过正弦波电流，因此可以使功率因数为1的正弦波电流流过系统Vac。
并且，比较器27a、27b由于根据第1周期T1、第2周期T2以及上升载波信号(周期T)，控制开关Q5、Q6的接通/断开，因此在开关Q1及开关Q2断开的期间接通开关Q5、Q6，并通过电容器C1、电容器C2以及电抗器L3的谐振动作，可以进行零电压开关，其中，该第1周期T1基于流过电抗器L1的电流、电抗器L3的电感值、电容器C5与电容器C6之间的连接点B和第1开关Q1与第2开关Q2之间的连接点A之间的电压，该第2周期T2基于电抗器L3的电感值、电容器C1及电容器C2的电容值。
并且，由于在直流线路中没有设置开关，因此减少装置的损失。由于可以在谐振电路上使用相对于构成直流线路和全桥的开关为低耐压的开关，因此在针对开关Q5和开关Q6使用MOSFET时，可以使开关Q5和开关Q6的接通电阻的总和比高耐压的开关的接通电阻小，可以减少导通损失。
并且，单相全桥结构的V支路可以通过控制而减少损失，并且剩下的U支路可以使用最少的部件数实现使用了零电流开关、零电压开关等的减少损失单元的电路。
【实施例2】
图7是示出实施例2的设在谐振型变换装置的控制电路的详细结构的图。在实施例1的向由控制电路13进行的针对开关Q1～Q4的栅极信号的生成中，如图2及图8(a)所示，需要用系统电压的零交叉来切换上升及下降载波信号和正弦波指令Vr。即、在系统电压为正电压的期间，使用上升载波信号和第1操作量(Vr-1)和第3操作量(-1)，在系统电压为负电压的期间，使用下降载波信号、第2操作量(Vr+1)和第4操作量(+1)。
由此，生成图8(a)所示的针对开关Q1的栅极信号Q1g。并且，反转了栅极信号Q1g的信号为针对开关Q2的栅极信号Q2g(未图示)。并且，在系统电压为正电压的期间，针对开关Q4的栅极信号Q4g为接通(电平为1)，系统电压为负电压的期间，针对开关Q3的栅极信号Q3g为接通(电平为1)。
相对于此，在实施例2中，如图8(b)所示，与系统电压为正负的电压的状况无关地，将下降载波信号和作为系统电压的正弦波电压及流过电抗器L1的正弦波电流，变换为正极性的绝对值电压，使用由PI部35生成的正极性绝对值指令(正极性的全波整流电压)|Vr+|和基于|Vr+|的第5操作量(|Vr+|-1)、即Su*和第3操作量(-1)、即Sv*。
并且，系统电压的零交叉时，其特征在于，对应于通过切换U支路及V支路的各支路的上侧开关Q1、Q3的切换开关45a、45c的端子a与端子b，切换对应于下侧开关的切换开关45b、45d的端子a与端子b，生成与图8(a)所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。对于切换开关45a～45d，将后述。
以下，说明根据基于图8(b)所示的正极性绝对值指令|Vr+|的第5操作量(|Vr+|-1)、和第3操作量(-1)，生成栅极信号Q1g～Q4g的结构及动作。
图7所示的实施例2的控制电路13a，相对于图2所示的实施例1的控制电路13的结构，不同点在于正极性绝对值变换部(ABS部)42、43、零交叉切换判别部32a、下降载波部30b、切换器45。
ABS部42将电压检测器31检测出的正弦波电压变换为正极性的绝对值电压。ABS部43将电流传感器16检测出的正弦波电流变换为正极性的绝对值电流。乘法器33将来自ABS部42的正极性的绝对值电压和来自PI部52的输出相乘。加法器34求出来自乘法器33的乘算输出(正极性绝对值电流指令)与来自ABS部43的正极性的绝对值电流之间的偏差，并输出到PI部35。PI部35对来自加法器34的偏差输出进行比例积分，并将该输出作为正极性绝对值指令|Vr+|来输出。
零交叉切换判别部32a判别来自电压检测器31的正弦波电压与电流传感器16检测出的正弦波电流之间的零交叉，从而将表示正弦波电压及正弦波电流相对于零交叉是正还是负的切换信号输出到切换器45。下降载波部30b将由图8(b)所示的锯齿波构成的下降载波信号输出到比较器38a、38b的反转输入端子。
在基于来自PI部35的正极性绝对值指令|Vr+|的第5操作量(|Vr+|-1)为下降载波信号的值以上时，比较器38a通过死区时间部41a将H电平输出到输出D，并通过逆变器40a及死区时间41a将L电平输出到输出E。比较器38a在基于来自PI部35的正极性绝对值指令|Vr+|的第5操作量(|Vr+|-1)小于下降载波信号的值时，通过死区时间部41a将L电平输出到输出D，并通过逆变器40a及死区时间41a将H电平输出到输出E。即、从图8(b)也可知，从输出D、E输出PWM信号。
由于下降载波信号为第3操作量(-1)的值以上，因此比较器38b通过死区时间41b将L电平输出到输出F，并通过逆变器40b及死区时间部41b将H电平输出到输出G。
切换器45具有切换开关45a～45d。切换开关45a～45d的各端子c连接到各开关Q1～Q4的栅极，通过来自零交叉切换判别部32a的切换信号来选择端子a、b。
切换开关45a根据来自零交叉切换判别部32a的切换信号，在正弦波电压为正的期间(时刻t0～t1)，选择端子a，从而从死区时间部41a的输出D将PWM信号作为栅极信号Q1g输出到开关Q1，并根据切换信号在正弦波电压为负的期间(时刻t1～t2)，选择端子b，从而从死区时间部41a的输出E将反转了PWM信号的信号作为栅极信号Q1g输出到开关Q1。用图8(b)的Q1g表示此时的栅极信号波形。
切换开关45b在正弦波电压为正的期间，选择端子b，从死区时间部41b的输出E将反转了PWM信号的信号输出到开关Q2，并在正弦波电压为负的期间，选择端子a，从而从死区时间部41a的输出D将PWM信号输出到开关Q2
切换开关45c在正弦波电压为正的期间，选择端子a，从死区时间部41b的输出F将L电平(断开信号)作为栅极信号Q3g输出到开关Q3，并在正弦波电压为负的期间，选择端子b，从而从死区时间部41b的输出G将H电平(接通信号)作为栅极信号Q3g输出到开关Q3。
切换开关45d在正弦波电压为正的期间，选择端子b，从而从死区时间部41b的输出G将H电平作为栅极信号Q4g输出到开关Q4，在正弦波电压为负的期间，选择端子a，从而从死区时间部41b的输出F将L电平作为栅极信号Q4g输出到开关Q4。
如上所述，根据实施例2的控制电路13a，使用下降载波信号、正极性绝对值指令|Vr+|、第5操作量(|Vr+|-1)以及第3操作量(-1)，在系统电压的零交叉时，切换与U支路及V支路的各支路的上侧开关Q1、Q3对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b，切换与下侧开关Q2、Q4对应的切换开关45b、45d的端子a和端子b，因此可以生成与图8(a)所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。并且，仅需下降载波部30b即可。
并且，在实施例1中，通过正弦波电压的零交叉，切换第1操作量(Vr-1)、第3操作量(-1)和第2操作量(Vr+1)、第4操作量(+1)，但在实施例2中，由于仅使用第5操作量(|Vr+|-1)、第3操作量(-1)，因此不需要操作量的切换，并且结构变得简单。从而，可以小型化谐振型变换装置。
【实施例3】
图9是示出实施例3的设在谐振型变换装置的控制电路的详细结构的图。在实施例3中，如图10所示，与系统电压为正负电压的状况无关地，将上升载波信号和作为系统电压的正弦波电压及流过电抗器L1的正弦波电流，变换为负极性的绝对值电压，从而使用PI部35生成的负极性绝对值指令(负极性的全波整流电压)|Vr-|和第6操作量(|Vr-|+1)和第4操作量(+1)。并且其特征在于，在系统电压的零交叉时，通过切换与U支路及V支路的各支路的上侧开关Q1、Q3对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b，切换与下侧开关Q2、Q4对应的切换开关45b、45d的端子a和端子b，来生成与图8(a)所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。
以下，说明图10所示的根据基于负极性绝对值指令|Vr-|的第6操作量(|Vr-|+1)和第4操作量(+1)，生成栅极信号Q1g～Q4g的结构及动作。
图9所示的实施例3的控制电路13b相对于图7所示的实施例2的控制电路的结构，不同点在于，上升载波部30a、第6操作量(|Vr-|+1)、第4操作量(+1)以及除法器25～比较器27a、27b之间的连接。
上升载波部30a将由如图10所示的锯齿波构成的上升载波信号输出到比较器38a、38b的反转输入端子。
在基于来自PI部35的负极性绝对值指令|Vr-|的第6操作量(|Vr-|+1)为上升载波信号的值以上时，比较器38a通过死区时间部41a将H电平输出到输出D，并通过逆变器40a及死区时间部41a将L电平输出到输出E。比较器38a在基于来自PI部35的负极性绝对值指令|Vr-|的第6操作量(|Vr-|+1)小于上升载波信号的值时，通过死区时间部41a将L电平输出到输出D，并通过逆变器40a及死区时间部41a将H电平输出到输出E。即、从图10也可以知道，从输出D、E输出PWM信号。
由于上升载波信号为第4操作量(+1)的值以下，因此比较器38b通过死区时间部41b将H电平输出到输出F，并通过逆变器40b及死区时间部41b将L电平输出到输出G。
根据来自零交叉切换判别部32a的切换信号，在正弦波电压为正的期间(时刻t0～t1)，切换开关45a选择端子b，从而从死区时间部41a的输出E将PWM信号作为栅极信号Q1g输出到开关Q1，并根据切换信号，在正弦波电压为负的期间(时刻t1～t2)，选择端子a，从而从死区时间部41a的输出D将反转了PWM信号的信号作为栅极信号Q1g输出到开关Q1。用图10的Q1g表示此时的栅极信号波形。
切换开关45b在正弦波电压为正的期间，选择端子a，从死区时间部41a的输出D将反转了PWM信号的信号输出到开关Q2，并在正弦波电压为负的期间，选择端子b，从而从死区时间部41a的输出E将PWM信号输出到开关Q2。
在正弦波电压为正的期间，切换开关45c选择端子b，从而从死区时间部41b的输出G将L电平作为栅极信号Q3g输出到开关Q3，并在正弦波电压为负的期间，选择端子a，从死区时间部41b的输出F将H电平作为栅极信号Q3g输出到开关Q3。
在正弦波电压为正的期间，切换开关45d选择端子a，从而从死区时间部41b的输出F将H电平作为栅极信号Q4g输出到开关Q4，并在正弦波电压为负的期间，切换开关45d选择端子b，从而从死区时间部41b的输出G将L电平L作为栅极信号Q4g输出到开关Q4。
在上升载波信号的情况下，除法器25的输出与比较器27a、27b的输入之间的连接与下降载波信号(实施例2)的情况不同。即、在上升载波信号的情况下，如图9所示，在除法器25的输出与比较器27b的输入侧的2/T之间设有加法器26，该加法器26将第1周期T1和第2周期
Figure BSA00000282926700171
相加并输出。
如上所述，根据实施例3的控制电路13b，使用上升载波信号、负极性绝对值指令|Vr-|、第6操作量(|Vr-|+1)以及第4操作量(+1)，并且由于在系统电压的零交叉时，切换与U支路及V支路的各支路的上侧开关Q1、Q3对应的切换开关45a、45c的端子a和端子b，切换与下侧开关Q2、Q4对应的切换开关45b、45d的端子a和端子b，因此可以生成与图10所示的栅极信号Q1g～Q4g相同的栅极信号。并且，仅需上升载波部30a即可。
并且，在实施例3中，由于仅使用第6操作量(|Vr-|+1)、第4操作量(+1)，因此不需要操作量的切换的同时，使结构简单。从而，可以小型化谐振型变换装置。
另外，在实施例1～3中，虽然作为开关Q1～Q6使用了MOSFET，但代替该MOSFET，也可以使用IGBT(绝缘栅极场效应晶体管)、或晶体管及并联连接在该晶体管的二极管。
并且，在实施例2、3中，虽然将ABS部42、42a设在乘法器33的输入侧，将ABS部43、43a设在乘法器34的输入侧，但作为代替，也可以将ABS部设在PI部35的输出侧。
【产业上的可利用性】
本发明可适用于将交流变换为直流的变换装置。

Claims (9)

1.一种谐振型变换装置，其特征在于包括： 
第1串联电路，其与直流链的正极侧和负极侧连接，并由第1电容器和第2电容器构成； 
第2串联电路，其与所述第1串联电路的两端连接，并由第1开关和第2开关构成； 
第3电容器，其与所述第1开关并联连接； 
第4电容器，其与所述第2开关并联连接； 
第3串联电路，其与所述第1串联电路的两端连接，并由第3开关和第4开关构成； 
LC电路，其与商用电力系统、所述第1开关与所述第2开关之间的连接点以及所述第3开关与所述第4开关之间的连接点连接，并由电抗器和电容器构成； 
第4串联电路，其连接在所述第1电容器与所述第2电容器之间的连接点和所述第1开关与所述第2开关之间的连接点之间，并由双向开关和谐振用电抗器构成；以及 
控制电路，其对所述第1开关和所述第2开关进行脉宽调制控制，并使所述第3开关和所述第4开关交替180度来接通，在所述第1开关及所述第2开关断开的期间接通所述双向开关，通过所述第3电容器、所述第4电容器以及所述谐振用电抗器的谐振动作，进行零电压开关。 
2.根据权利要求1所述的谐振型变换装置，其特征在于， 
所述控制电路 
在所述商用电力系统的正弦波电压为正的期间，持续接通所述第4开关，在所述商用电力系统的正弦波电压为负的期间，持续接通所述第3开关，并根据所述第3开关及所述第4开关的开关模式，生成所述第1开关及所述第2开关的开关模式，使得输入相位与所述商用电力系统的正弦波电压的相位相同的正弦波电流。 
3.根据权利要求2所述的谐振型变换装置，其特征在于，所述控制 电路包括： 
电压检测器，其检测所述商用电力系统的正弦波电压； 
零交叉切换判别部，其判别所述电压检测器检测出的正弦波电压与电流传感器检测出的正弦波电流之间的零交叉，并输出表示正弦波电压及正弦波电流相对于零交叉是正还是负的切换信号，其中，该电流传感器检测出的正弦波电流是流过所述LC电路中的所述电抗器的电流； 
正弦波指令生成电路，其输出用于生成相位与所述商用电力系统的正弦波电压的相位相同的正弦波电流的正弦波指令； 
载波部，其生成由锯齿波构成的上升载波信号及下降载波信号；以及 
第1脉宽调制生成电路，其根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正的期间，通过对基于所述正弦波指令的第1操作量和所述下降载波信号进行比较，生成第1脉宽调制信号并输出到所述第1开关，且将反转所述第1脉宽调制信号得到的信号输出到所述第2开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负的期间，通过对基于所述正弦波指令的第2操作量和所述上升载波信号进行比较，生成第2脉宽调制信号并输出到所述第1开关，且将反转所述第2脉宽调制信号得到的信号输出到所述第2开关。 
4.根据权利要求3所述的谐振型变换装置，其特征在于， 
所述控制电路包括第1接通信号生成电路，该第1接通信号生成电路根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正的期间，通过对第3操作量和所述下降载波信号进行比较，生成第1接通信号而输出到所述第4开关，且将反转所述第1接通信号得到的信号输出到所述第3开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负的期间，通过对第4操作量和所述上升载波信号进行比较，生成第2接通信号并输出到所述第3开关，且将反转所述第2接通信号得到的信号输出到所述第4开关。 
5.根据权利要求2所述的谐振型变换装置，其特征在于，所述控制电路包括： 
电压检测器，其检测所述商用电力系统的正弦波电压； 
正极性绝对值变换部，其将所述电压检测器检测出的正弦波电压变换为正极性的绝对值电压； 
零交叉切换判别部，其判别所述电压检测器检测出的正弦波电压与电流传感器检测出的正弦波电流之间的零交叉，并输出表示正弦波电压及正弦波电流相对于零交叉为正还是负的切换信号，其中，该电流传感器检测出的正弦波电流是流过所述LC电路中的所述电抗器的电流； 
正极性绝对值指令生成电路，其输出用于生成相位与来自所述正极性绝对值变换部的正极性的绝对值电压的相位相同的绝对值电流的正极性绝对值指令； 
下降载波部，其生成由锯齿波构成的下降载波信号； 
第2脉宽调制生成电路，其通过对基于所述正极性绝对值指令的第5操作量和所述下降载波信号进行比较，生成第3脉宽调制信号，且生成反转所述第3脉宽调制信号得到的信号；以及 
切换器，其根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正的期间，将所述第3脉宽调制信号输出到所述第1开关，并将反转所述第3脉宽调制信号得到的信号输出到所述第2开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负的期间，将所述第3脉宽调制信号输出到所述第2开关，并将反转所述第3脉宽调制信号得到的信号输出到所述第1开关。 
6.根据权利要求5所述的谐振型变换装置，其特征在于， 
所述控制电路包括第2接通信号生成电路，该第2接通信号生成电路通过对第3操作量和所述下降载波信号进行比较，生成第3接通信号，且生成反转所述第3接通信号得到的信号， 
所述切换器 
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正的期间，将反转所述第3接通信号得到的信号输出到所述第4开关，并将所述第3接通信号输出到所述第3开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负的期间，将所述第3接通信号输出到所述第4开关，并将反转所述第3接通信号得到的信号输出到所述第3开关。 
7.根据权利要求2所述的谐振型变换装置，其特征在于，所述控制 电路包括： 
电压检测器，其检测所述商用电力系统的正弦波电压； 
负极性绝对值变换部，其将所述电压检测器检测出的正弦波电压变换为负极性的绝对值电压； 
零交叉切换判别部，其判别所述电压检测器检测出的正弦波电压与电流传感器检测出的正弦波电流之间的零交叉，并输出表示正弦波电压及正弦波电流相对于零交叉为正还是负的切换信号，其中，该电流传感器检测出的正弦波电流是流过所述LC电路中的所述电抗器的电流； 
负极性绝对值指令生成电路，其输出用于生成相位与来自所述负极性绝对值变换部的负极性的绝对值电压的相位相同的绝对值电流的负极性绝对值指令； 
上升载波部，其生成由锯齿波构成的上升载波信号； 
第3脉宽调制生成电路，其通过对基于所述负极性绝对值指令的第6操作量和所述上升载波信号进行比较，生成第4脉宽调制信号，且生成反转所述第4脉宽调制信号得到的脉宽调制反转信号；以及 
切换器，其根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正的期间，将所述第4脉宽调制信号输出到所述第2开关，并将反转所述第4脉宽调制信号得到的信号输出到所述第1开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负的期间，将所述第4脉宽调制信号输出到所述第1开关，并将反转所述第4脉宽调制信号得到的信号输出到所述第2开关。 
8.根据权利要求7所述的谐振型变换装置，其特征在于， 
所述控制电路包括第3接通信号生成电路，该第3接通信号生成电路通过对第4操作量和所述上升载波信号进行比较，生成第4接通信号，且生成反转所述第4接通信号得到的信号， 
所述切换器 
根据所述切换信号，在所述正弦波电压为正的期间，将反转所述第4接通信号得到的信号输出到所述第3开关，并将所述第4接通信号输出到所述第4开关，根据所述切换信号，在所述正弦波电压为负的期间，将所述第4接通信号输出到所述第3开关，并将反转所述第4接通信号 得到的信号输出到所述第4开关。 
9.根据权利要求3至8中的任一项所述的谐振型变换装置，其特征在于， 
所述控制电路包括双向开关控制电路，该双向开关控制电路根据第1周期、第2周期以及所述上升载波信号或所述下降载波信号，控制所述双向开关的接通/断开，其中，所述第1周期是基于流过所述LC电路的电抗器的电流、所述谐振用电抗器的电感值、所述第1电容器和所述第2电容器之间的连接点与所述第1开关和所述第2开关之间的连接点之间的电压的周期，所述第2周期是基于所述谐振用电抗器的电感值、所述第3电容器及第4电容器的电容值的周期。 
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5195161B2 (ja) * 2008-08-27 2013-05-08 サンケン電気株式会社 共振型インバータ装置
JP2012239269A (ja) * 2011-05-10 2012-12-06 Fujitsu Telecom Networks Ltd セミブリッジレス力率改善回路とセミブリッジレス力率改善回路の駆動方法
CN104578804B (zh) * 2015-02-13 2017-04-19 阳光电源股份有限公司 一种llc谐振变换器
JP6528002B2 (ja) * 2016-03-16 2019-06-12 東芝キヤリア株式会社 電源装置
CN105915065B (zh) * 2016-06-20 2019-05-14 杭州电子科技大学 基于三绕组变压器的隔离型双有源全桥dc-dc变换器
CN105896997B (zh) * 2016-06-20 2019-06-18 杭州电子科技大学 一种基于三绕组变压器的双向有源全桥变换器
JP6746418B2 (ja) * 2016-07-27 2020-08-26 新電元工業株式会社 電源装置、および、電源装置の制御方法
CN106301295A (zh) * 2016-08-16 2017-01-04 中国航空工业集团公司沈阳发动机设计研究所 一种周期性不等间隔信号生成方法
JP6873855B2 (ja) * 2017-07-20 2021-05-19 新電元工業株式会社 力率改善回路及び力率改善回路の制御方法
JP6849143B2 (ja) * 2018-03-23 2021-03-24 富士電機株式会社 共振型コンバータの制御装置
CN109217699B (zh) * 2018-10-23 2024-02-02 杭州电子科技大学 一种软开关高功率因数交流-直流变换器
CN113972822B (zh) * 2020-07-22 2024-01-16 广东美的制冷设备有限公司 功率因数校正电路及其控制方法、介质、压缩机和空调器

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2938558Y (zh) * 2006-08-03 2007-08-22 力博特公司 一种arcp软开关电路

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11341831A (ja) * 1998-05-21 1999-12-10 Shikoku Henatsuki Kk 部分共振単相ｐｗｍフルブリッジインバータ
KR101245175B1 (ko) * 2008-08-27 2013-03-20 산켄덴키 가부시키가이샤 공진형 인버터 장치

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2938558Y (zh) * 2006-08-03 2007-08-22 力博特公司 一种arcp软开关电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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