CN103959630B - 电力变换控制装置 - Google Patents

Abstract

能够将采用实电压矢量(V0)的期间及其前后的期间(Ud)共计三个期间合并得到期间掌握为隔离期间，在该隔离期间中，在发生用于电流型变换器(2)进行换流的开关的附近隔离实电压矢量(V4)。而且，如果在该隔离期间中发生电流型变换器(2)中的开关，则实现零电流开关。这样，通过考虑到死区时间(td)的存在，相比于不考虑死区时间(td)的存在的情况，实现零电流开关的定时的宽度增大了与死区时间(td)对应的量。

Description

电力变换控制装置

技术领域

本发明涉及电力变换装置，特别涉及提高电压型逆变器的调制率的技术。

背景技术

例如逆变器具有三个电流路径，将三相交流电压向三相负载输出。各个电流路径在上述直流电压的高电位侧和低电位侧具有一对开关元件。该开关元件根据基于对载波的值和信号波的值进行比较的结果而决定的开关模式来进行开关。根据该开关输出上述三相交流电压。

作为电力变换装置的例子，可以举出具有电流型变换器、电压型逆变器和连接两者的直流链路的间接矩阵变换器(indirect matrix converter)。在间接矩阵变换器中虽然对直流链路施加上述直流电压，但是不具有平滑电路。

电流型变换器通过开关来切换电流路径，产生所谓的换流，将交流变换为上述直流电压。为了降低电流型变换器开关时的损失，提出了在该开关时不使电流流过电流型变换器的所谓零电流开关。

在电压型逆变器中将直流链路和三相负载进行绝缘，以不使电流流过电流型变换器。特别在三相负载是电动机的情况下，进行三相负载的短路，以使由该反电动势引起的电流回流。该电压型逆变器的动作是通过采用基于被通称为零电压矢量的电压矢量的开关模式而实现的。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4135026号公报

专利文献2：日本特开2009-213252号公报

专利文献3：日本专利第5045716号公报

专利文献4：日本特开2011-193678号公报

非专利文献

非专利文献1：L.wei,T.A.Lipo,"A Novel Matrix converter Topology with SimpleCommutation",IEEE ISA2001,vol3,pp1749-1754,2001

非专利文献2：大沼喜也、伊東淳一，“新しい単相三相電力変換器によるコンデンサ容量の低減法とその基礎検証”，电气学会半导体电力变换研究会资料、SPC-08-162(2008)

发明内容

发明要解决的问题

如上所述，当为了在电流型变换器中实现零电流开关而在电压型逆变器的控制中采用零电压矢量时，向三相负载提供线间电压的期间实质上减小。因此，由逆变器输出的线间电压相对于由电流型变换器输出的直流电压(这在间接矩阵变换器中也是向电压型逆变器输入的直流电压)的大小的所谓调制率降低。

同样的课题还可能存在于转换器由二极管桥这样的无源元件构成的情况。例如专利文献3中所介绍的非线性电容器电路接收由二极管整流器输出的电压，降低施加到逆变器的电压。此外，专利文献4中所介绍的充放电电路接收由二极管整流器输出的电压，增大施加到逆变器的电压。

由于这样的非线性电容器电路和充放电电路在其内部进行换流动作，因此，与电流型变换器的换流同样，期望零电流开关。但是，当为了实现零电流开关而在电压型逆变器的控制中采用零电压矢量时，电压控制率降低。此处所说的电压控制率是指，由逆变器输出的线间电压相对于由二极管桥输出的直流电压的大小。由于其是基于由二极管桥输出的电压与由逆变器输出的电压的比值，因此，本申请中为了方便说明，视为与上述的调制率相同而进行处理。

因此，本发明的目的在于提供如下技术：在逆变器的前级例如电流型变换器、专利文献3中所述的非线性电容器电路、专利文献4中所述的充放电电路中实现零电流开关，并且提高电压型逆变器中的调制率。

用于解决问题的手段

为了解决上述课题，本发明的电力变换控制装置(9、10)具有载波生成部(35)、整流部控制部(20；10)、逆变器控制部(30)。其中，该电力变换控制装置的控制对象是电力变换装置，该电力变换装置具有：多个输入端(Pr、Ps、Pt；31、32)；第1至第3输出端(Pu、Pv、Pw)；第1和第2直流母线(LH、LL)；整流部(2；2B；2C)；电压型逆变器(5)。

对所述多个输入端施加交变电压(Vr、Vs、Vt；Vi)。

所述整流部伴随基于开关的换流而对所述交变电压进行整流，将所述第1直流母线(LH)的电位设为高于所述第2直流母线(LL)的电位，从所述第1直流母线(LH)向所述第2直流母线(LL)流过直流电流(Idc)。

所述电压型逆变器将所述第1直流母线(LH)与所述第2直流母线(LL)之间的直流电压(Vdc)变换为三相电压(Vu、Vv、Vw)并将其输出到所述第1至第3输出端。

所述电压型逆变器包含在被施加所述直流电压的第1和第2直流母线(LH、LL)之间相互并联连接的3个电流路径。

各个所述电流路径分别连接在所述第1直流母线与所述第1至第3输出端之间。

各个所述电流路径具有上臂侧开关(Qup、Qvp、Qwp)、下臂侧开关(Qun、Qvn、Qwn)、上臂侧二极管(Dup、Dvp、Dwp)、下臂侧二极管(Dun、Dvn、Dwn)。

所述上臂侧开关连接在所述第1至第3输出端与所述第1直流母线之间，在导通时，从所述第1直流母线分别向所述第1至第3输出端流过电流。所述下臂侧开关连接在所述第1至第3输出端与所述第2直流母线之间，在导通时，从所述第1至第3输出端向所述第2直流母线流过电流。

所述上臂侧二极管相对于各个所述上臂侧开关反并联连接。所述下臂侧二极管相对于各个所述下臂侧开关反并联连接。

所述载波生成部生成载波(C2)，该载波(C2)相对于时间的斜率的绝对值(tanα)固定，表现为在最小值(0)与最大值(1)之间往复的三角波。

而且，本发明的电力变换控制装置的第1方式具有下述的特征。所述整流部控制部在以下时刻使所述整流部执行所述换流，该时刻是从所述载波取所述最小值以上且所述最大值以下的换流基准值(drt；1-dc)的换流基准时刻(t00)起加上规定时间(tc)后得到的时刻。

所述逆变器控制部根据所述载波和与所述三相电压对应的信号波之间的比较，来控制所述电压型逆变器的所述上臂侧开关和所述下臂侧开关的接通/断开。

所述逆变器控制部在隔离期间(Ud、V0)内将全部所述上臂侧开关设为断开状态，其中，所述隔离期间(Ud、V0)是将第1时刻(t01、t03)作为开始时间、将从第2时刻(t02、t04)其加上死区时间(td)后得到的时刻作为结束时间的期间。

其中，所述第1时刻(t01；t03)是所述载波取第1所述信号波(Vu1*；Vu2*)的值的时刻，所述第2时刻(t02、t04)是在所述第1时刻后所述载波初次取第2所述信号波(Vu2*；Vu1*)的值的时刻。此外，所述第1所述信号波和所述第2所述信号波是关于所述三相电压中的最大相的所述信号波。

流过与所述最大相的电压对应的电流的所述上臂侧开关(Qup)在所述第1时刻从接通状态向断开状态转移，在从所述第2时刻起经过所述死区时间后从断开状态向接通状态转移。

所述规定时间(tc)的值被设定为，大于从所述第1时刻减去所述换流基准时刻而得到的值(-τ01)，并且小于从所述第2时刻减去所述换流基准时刻而得到的值(τ02)与所述死区时间之和。

本发明的电力控制装置的第2方式是在其第1方式中，所述多个输入端是三个输入端(Pr、Ps、Pt)。而且，所述整流部是电流型变换器(2)，并且具有开关组，该开关组包含分别在所述第1至第3输入端与所述第1直流电源线之间连接的3个开关元件(Srp、Ssp、Stp)以及分别在所述第1至第3输入端与所述第2直流电源线之间连接的3个开关元件(Srn、Ssn、Stn)。而且，所述整流部通过所述开关组的开闭对要输入到所述第1至第3输入端的三相电流(ir、is、it)进行换流并将其输出。

本发明的电力控制装置的第3方式是在其第1方式中，所述多个输入端是一对输入端(31、32)。而且，所述整流部(2B；2C)具有：与所述一对输入端连接的二极管桥(3)；以及缓冲部(4；4a)，其包含充放电元件(C41、C42；C4)，以及对从所述充放电元件向第1和第2直流母线(LH、LL)的放电进行控制的开关元件(S41、S42；Sc)。而且，所述整流部通过所述开关元件的开闭，对要输入到所述一对输入端的电流和所述充放电元件的放电电流进行换流并将其输出。

本发明的电力控制装置的第4方式是在其第1至第3方式中的任意一个方式中，所述规定时间(tc)被设定为，从所述第1时刻减去所述换流基准时刻而得到的值(-τ01)、从所述第2时刻(t02)减去所述换流基准时刻(t00)而得到的值(τ02)、和所述死区时间(td)之和的一半((1/2)(τ02-τ01+td)))。

本发明的电力控制装置的第5方式是在其第1至第4方式中的任意一个方式中，从所述第2所述信号波减去所述第1所述信号波而得到的值(d0)大于从零减去所述载波的所述斜率的绝对值(tanα)与所述死区时间(td)之积而得到的值(-td·tanα)。

本发明的电力控制装置的第6方式是在其第1至第3方式中的任意一个方式中，所述规定时间(tc)被设定为所述死区时间的一半(td/2)。

发明的效果

根据本发明的电力控制装置的第1至第3方式，整流部在被死区时间占据后的零电压矢量期间和死区时间的期间内进行换流。在死区时间的期间内也与零电压矢量期间同样，在整流部中不流过电流，因此，能够降低整流部进行换流时的损失。

根据本发明的电力控制装置的第4方式，整流部进行换流的定时位于隔离期间的中央，因此，即使缩短零电压矢量的长度，也能够得到第1方式的效果，能够提高调制率。

根据本发明的电力控制装置的第5方式，能够确保由于死区时间而产生的隔离期间。

根据本发明的电力控制装置的第6方式，即使在实质上未设置零电压矢量期间的情况下，由于不进一步依赖第1信号波和第2信号波的大小，而在死区时间中由整流部进行换流，因此也能够实现所谓的零电流开关。

通过以下的详细说明和附图，本发明的目的、特征、方面和优点会变得更明确。

附图说明

图1是例示采用本发明的第1实施方式的电力变换装置的结构的电路图。

图2是说明电流型变换器的动作的曲线图。

图3是说明现有技术的电力变换装置的动作的曲线图。

图4是示出设置了死区时间的情况下的生成开关信号的状况的时序图。

图5是示出在载波上升过程中的隔离期间附近的开关信号的动作的时序图。

图6是示出在载波上升过程中的隔离期间附近的开关信号的动作的时序图。

图7是示出在载波上升过程中的隔离期间附近的开关信号的动作的时序图。

图8是示出三相电压的波形的曲线图。

图9是示出隔离期间中的电压型逆变器的等价电路的电路图。

图10是示出隔离期间中的电压型逆变器的等价电路的电路图。

图11是示出隔离期间中的电压型逆变器的等价电路的电路图。

图12是示出隔离期间中的电压型逆变器的等价电路的电路图。

图13是说明通流比比较小的情况下的电力变换装置的动作的曲线图。

图14是说明通流比比较小的情况下的电力变换装置的动作的曲线图。

图15是说明电流型变换器的动作的曲线图。

图16是示出控制部的具体的内部结构的概念性的一例的框图。

图17是示出电流型变换器和电压型逆变器的动作的曲线图。

图18是示出现有的单相/三相直接变换装置的电路图。

图19是示出图18的单相/三相直接变换装置的等价电路的电路图。

图20是示出图19的等价电路的动作的时序图。

图21是示出现有的单相/三相直接变换装置的电路图。

图22是示出图21的单相/三相直接变换装置的等价电路的电路图。

具体实施方式

第1实施方式.

{基本动作}

图1是例示采用本发明的实施方式的电力变换装置的结构的电路图。此处所例示的直接型交流电力变换装置是间接矩阵变换器，其具有进行AC/DC变换的电流型变换器2、进行DC/AC变换的电压型逆变器5。电流型变换器2和电压型逆变器5通过直流母线LH、LL而连接。直流母线LH的电位高于直流母线LL。

电压型逆变器5具有在被施加作为直流电压的链路电压Vdc的直流母线LH、LL之间相互并联连接的3个电流路径。

第1电流路径具有连接点Pu、上臂侧开关Qup、下臂侧开关Qun。第2电流路径具有连接点Pv、上臂侧开关Qvp、下臂侧开关Qvn。第3电流路径具有连接点Pw、上臂侧开关Qwp、下臂侧开关Qwn。

上臂侧开关Qup、Qvp、Qwp在导通时从直流母线LH分别向连接点Pu、Pv、Pw流过电流。下臂侧开关Qun、Qvn、Qwn在导通时分别从连接点Pu、Pv、Pw向直流母线LL流过电流。

电压型逆变器5以基于脉冲宽度调制的开关模式对链路电压Vdc进行开关，从连接点Pu、Pv、Pw向三相负载6输出三相电压Vu、Vv、Vw。还能够将连接点Pu、Pv、Pw作为向三相负载6分别输出线电流iu、iv、iw的输出端进行掌握。以下，将从输出端Pu、Pv、Pw朝向三相负载6的方向作为正方向对线电流iu、iv、iw进行说明。

分别对上臂侧开关Qup、Qvp、Qwp反并联连接上臂侧二极管Dup、Dvp、Dwp。分别对下臂侧开关Qun、Qvn、Qwn反并联连接下臂侧二极管Dun、Dvn、Dwn。另外，“反并联”表示两个元件并联连接且两个元件的导通方向彼此相反的方式。

电流型变换器2具有三个输入端Pr、Ps、Pt。输入端Pr、Ps、Pt例如与三相交流电源1连接，按相输入三相电压Vr、Vs、Vt。电流型变换器2以区分为第1期间和第2期间的周期对从输入端Pr、Ps、Pt提供的三相的线电流ir、is、it进行换流，在直流母线LH、LL间施加直流的链路电流Idc。以下，将从输入端Pr、Ps、Pt朝向电压型逆变器5的方向作为正方向对线电流ir、is、it进行说明。

第1期间是将输入端Pr、Ps、Pt内的施加呈最大相的相电压和呈最小相的相电压的一对输入端中流过的电流提供到直流母线LH、LL间作为链路电流Idc的期间。此外，第2期间是将输入端Pr、Ps、Pt内的施加呈中间相的相电压和呈最小相的相电压的一对输入端中流过的电流提供到直流母线LH、LL间作为链路电流Idc的期间。

电流型变换器2具有开关元件Sxp、Sxn(其中，x代表r、s、t。以下同样)。开关元件Sxp设置在输入端Px与直流母线LH之间。开关元件Sxn分别设置在输入端Px与直流母线LL之间。

开关元件Sxp、Sxn能够通过绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和二极管的串联连接或者RB-IGBT(Reverse Blocking IGBT)而实现。

分别向开关元件Sxp、Sxn输入开关信号Gxp、Gxn。根据开关信号Gxp的激活/非激活分别将开关元件Sxp设为导通/非导通，根据开关信号Gxn的激活/非激活分别将开关元件Sxn设为导通/非导通。

分别向开关Qyp、Qyn输入开关信号Gyp、Gyn(其中，y代表u、v、w。以下同样)。根据开关信号Gyp的激活/非激活分别将开关Qyp设为导通/非导通，根据开关信号Gyn的激活/非激活分别将开关Qyn设为导通/非导通。

图2是说明电流型变换器2的动作的曲线图。上段的曲线图中示出三相电压Vr、Vs、Vt，下段的曲线图中示出通流比dr、ds、dt。

在图2中，在上段的曲线图的上方附记有时间的区域R1～R6。区域R1～R6是以在三相电压Vr、Vs、Vt中绝对值最大的电压切换的定时彼此在时间上进行区分的。该切换的定时也是三相电压Vr、Vs、Vt中的任意一方取零的定时。由于这样区分区域R1～R6，因此均具有将三相电压Vr、Vs、Vt的一个周期六等分得到的π/3的长度。例如区域R1是相电压Vt的绝对值大于相电压Vr、Vs的绝对值的区域，将相电压Vs从负切换为正的时刻作为开始时间，将相电压Vr从正切换为负的时刻作为结束时间。

三相电压Vr、Vs、Vt由相对于线间电压的最大值的比来表示，因此，三相电压Vr、Vs、Vt的绝对值的最大值成为这里，作为三相电压的相位角的基准(0°)，采用三相电压Vr取最大值的时刻。

通流比dx表示由于开关元件Sxp、Sxn的开关而流过线电流ix的时间比率。当通流比dx为正时，表示开关元件Sxp导通而使电流向输入端Px流入电流型变换器2的时间比率，当通流比dx为负时，表示开关元件Sxn导通而使电流从输入端Px向三相交流电源1流出的时间比率。具体而言，例如在区域R1中，由于相电压Vt最小，开关元件Stn持续导通，表现为dt＝-1。该情况下，开关元件Srp、Ssp交替导通，各自导通的时间比率由通流比dr、ds表示。开关元件Srp、Ssp以比三相电压Vr、Vs、Vt的一个周期短的周期交替导通，进行脉冲宽度调制。

由图2可以理解，在区域R1中，当相电压Vr大于相电压Vs时，通流比dr大于通流比ds，当相电压Vr小于相电压Vs时，通流比dr小于通流比ds。这样，从使线电流ix接近正弦波的方面考虑，期望将与成为最大相的相电压对应的线电流的通流比设定为大于成为中间相的线电流的通流比。由于为了将线电流ix设为正弦波状而决定通流比dx的技术是公知的(例如非专利文献1、专利文献1、2等)，因此，此处省略该技术的具体内容。

以下，以区域R1为例继续说明。在区域R1中，由于通流比dt被固定为值-1，因此，将区域R1中的通流比dr、ds分别表记为通流比drt、dst。关于其他的区域R2～R6，根据相电压波形的对称性，通过相顺序的更换和开关元件Sxp、Sxn的彼此的更换，明显可知下述的说明是妥当的。

图3是说明现有技术的电力变换装置的动作的曲线图。为了依照上述通流比drt、dst来对电流型变换器2进行开关，这里，采用在最小值0和最大值1之间转移的呈三角波的载波C1。由于dst+drt＝1，因此，能够采用载波C1成为与通流比drt相等的时刻，来作为电流型变换器2进行换流的定时。

在导入载波C1的一个周期T0后，由于载波C1的波形是三角波，因此，载波C1处于从值0到通流比drt之间的期间的长度由drt·T0(以下，也将该期间称为“期间drt·T0”)表示。此外，载波C1处于从通流比drt到值1之间的期间的长度由dst·T0(以下，也将该期间称为“期间dst·T0”)表示。在以下的各图中，例示了dst＞drt的情况下、即区域R1中的相位角较大的后半(图2的相位角60～90°)的情况。该情况下，相电压Vr、Vs、Vt分别成为中间相、最大相、最小相。能够分别将期间dst·T0、drt·T0作为上述的第1期间和第2期间来掌握。

在期间dst·T0中，将电流型变换器2的输入端Pr、Ps、Pt中的施加了呈最大相的相电压Vs和呈最小相的相电压Vt的一对输入端Ps、Pt中流过的电流提供到直流母线LH。

在期间drt·T0中，将输入端Pr、Ps、Pt中的施加了呈中间相的相电压Vr和呈最小相的相电压Vt的一对输入端Pr、Pt中流过的电流提供到直流母线LH。实现这样的换流的开关信号Gxp、Gxn的生成例如在专利文献1中是公知的，因此省略说明。

为了进行电压型逆变器5的瞬时空间电压矢量调制，进行载波C2与信号波的比较，根据该比较结果来生成开关信号Gyp、Gyn。在现有技术中，采用与载波C1同形且同相的波形作为载波C2。以下为了使说明简单，以全部的载波均最小值为0最大值为1的情况为例。其中，通过对信号波适当地进行线性变换，能够将这些最小值、最大值选定为任意的值。

假设使用矢量运算通过d4·V4+d6·V6来表示电压型逆变器5要采用的电压矢量(d4+d6≤1)。这里，导入了“单位电压矢量Vg”。其中，在该表记中，关于值g，是分别对U相、V相、W相分配值4、2、1，并当各自对应的上臂导通时将所分配的值进行合计而得到的值，值g取0～7的整数。

例如单位电压矢量V4表示开关Qup、Qvn、Qwn导通且开关Qun、Qvp、Qwp非导通的开关模式。此外，单位电压矢量V6表示开关Qup、Qvp、Qwn导通且开关Qun、Qvn、Qwp非导通的开关模式。

在图3中，使用矢量运算，通过d4·V4+d6·V6表示示出电压型逆变器5要采用的开关模式的电压矢量，并例示了d0+d7＝1-(d4+d6)＞0、d0＞0、d7＞0成立的情况下的载波C2的一个周期。该情况下，W相的相电压Vw比U相的相电压Vu和V相的相电压Vv都小。当然，虽然在载波C2的其他周期中也存在U相的相电压Vu或V相的相电压Vv小于其他的相电压的情况，但是，在这些情况下如果适当地替换相，则此处的说明是妥当的。

这样的情况下，以d0：d4：d6：(1-d0-d4-d6)的比的长度来采用单位电压矢量V0、V4、V6、V7。该情况下，在载波C2的一个周期T0内，进行分别以d0：d4：d6：(1-d0-d4-d6)的比来采用单位电压矢量V0、V4、V6、V7的开关。

这样，也将各单位电压矢量所采用的长度与载波一个周期的比称作时间比率。这里，d0+d4+d6+d7＝1。

在采用单位电压矢量V0、V7的情况下，在电压型逆变器5中不流过电流，因此链路电流Idc成为零。

因此，如果在采用与单位电压矢量V0、V7对应的开关模式的期间内进行电流型变换器2的开关，则在该开关过程中，实现开关元件中不流过电流的所谓的零电流开关。根据降低电流型变换器2的损失的观点，优选零电流开关。

根据上述的观点，关于如何设定采用单位电压矢量V0、V4、V6、V7作为电压型逆变器5中的开关模式的期间是公知的(例如专利文献3等)。因此，此处省略该技术的具体内容。

但是，以往，在零电流开关中，没有考虑死区时间(dead time)。这里，死区时间是指，为了避免开关Qyn、Qyp同时导通而设置的开关Qyn、Qyp同时非导通的期间。因此，以往，在用于进行零电流开关的考察中，使开关信号Gyn和开关信号Gyp互补地激活而进行处理。另外，以下将开关信号Gyp、Gyn的激活/非激活分别表示为“H”/“L”，并且，分别使开关Qyp、Qyn导通/非导通。

作为具体的例示，在图3中例示了下述的情况。即当载波C2取U相的信号波Vu1*＝drt(1-d0)以下或U相的信号波Vu2*＝(drt+dst·d0)以上时,开关信号Gup激活。当载波C2取V相的信号波Vv1*＝drt(1-d0-d4)以下或V相的信号波Vv2*＝drt+dst(d0+d4)以上时，开关信号Gvp激活。当载波C2取W相的信号波Vw1*＝drt(1-d0-d4-d6)以下或W相的信号波Vw2*＝drt+dst(d0+d4+d6)以上时，开关信号Gwp激活。

这样，由于以往未考虑死区时间，因此为了实现电流型变换器中的零电流开关，在电流型变换器进行开关的定时，在电压型逆变器的控制中必定采用了零电压矢量(图3的例中为零电压矢量V0)。而且，由于采用了该零电压矢量，如上所述出现调制率较小的问题。以下，对提高调制率的技术进行说明。但是，如后所述，以下，时间比率d0无需为正，只要大于规定的负值即可。后面根据使用图7的说明来确定该负值。

图4是示出设置了死区时间td的情况下的生成开关信号Gyp、Gyn的状况的时序图。这里，例示出为了降低开关损失，不采用与零电流开关无关的在载波C2的最大值、最小值附近的零电压矢量V7的情况。即，时间比率d7是零，W相的信号波Vw1*、Vw2*分别取载波C2的最小值和最大值(这里，值分别为0、1)。

在载波C2上升过程中，U相的信号波Vu1*取(＝drt(1-d0))的时刻t01紧前，上臂侧开关Qup处于接通状态，在时刻t01，上臂侧开关Qup断开。在从时刻t01起经过死区时间td后，使属于与上臂侧开关Qup相同的电流路径的下臂侧开关Qun从断开状态向接通状态转移。即，在从开关信号Gup下降的时刻t01起经过死区时间td后的时刻t06，开关信号Gun上升。

在时刻t01紧前，属于与处于断开状态的上臂侧开关Qvp、Qwp相同的电流路径的下臂侧开关Qvn、Qwn在从时刻t01到时刻t02之间处于接通状态。这里，时刻t02是在载波C2上升过程中信号波Vu2*取(＝drt+dst·d0)的时刻。即，开关信号Gvn、Gwn在第1时刻t01和第2时刻t02之间为“H”。

在第2时刻t02紧前，下臂侧开关Qun处于接通状态，在第2时刻t02，下臂侧开关Qun断开。在从第2时刻t02起经过死区时间td后，使属于与下臂侧开关Qun相同的电流路径的上臂侧开关Qup从断开状态向接通状态转移。即，在从开关信号Gun上升的第2时刻t02起经过死区时间td后，开关信号Gup下降。

同样，在从开关信号Gvp下降起经过死区时间td后，开关信号Gvn上升，在从开关信号Gvn下降起经过死区时间td后，开关信号Gvp上升。

即使将在载波C2减小过程中取U相的信号波Vu2*(＝drt+dst·d0)的其他时刻t03以及在载波C2减小过程中取U相的信号波Vu1*(＝drt(1-d0))的时刻t04分别与上述的时刻t01、t02置换，同样的说明也是妥当的。

更具体而言，能够将时刻t01、t03分别作为载波C2取信号波Vu1*、Vu2*的第1时刻进行掌握。此外，当将时刻t01作为第1时刻进行掌握时，能够将时刻t02作为在第1时刻后载波C2初次取信号波Vu2*的第2时刻进行掌握。此外，当将时刻t03作为第1时刻进行掌握时，能够将时刻t04作为在第1时刻后载波C2初次取信号波Vu1*的第2时刻进行掌握。

而且，在将第1时刻t01、t03作为开始时间，并且将在分别与第1时刻对应的第2时刻t02、t04上加上死区时间td而得到的时刻t05、t07作为结束时间的期间内，全部的上臂侧开关Qyp成为断开状态。该期间是将单位电压矢量彼此隔离的期间，因此，以下称为“隔离期间”。

关于该隔离期间，与下臂侧开关对应的开关信号Gzn在载波C2取Z相的信号波的一方的定时(时刻t02、t04)下降，与该开关信号Gzn对应的开关信号Gzp在从该定时起经过死区时间td后上升。此外，与上臂侧开关对应的开关信号Gzp在载波C2取Z相的信号波的另一方的定时(时刻t01、t03)下降，与该开关信号Gzp对应的开关信号Gzn在从该定时起经过死区时间td后上升。其中，Z相是相电压Vu、Vv、Vw中称为最大相的相，在此处的说明中，U相符合。

U相的信号波Vu1*、Vu2*是关于最大相的信号波，从信号波Vu2*中减去信号波Vu1*而得到的值与时间比率d0相等。

另外，由于为了提高调制率而未采用零电压矢量V7，因此，开关信号Gwp、Gwn分别为“L”、“H”，均未发生下降、上升。

在图4中示出了设为死区时间td是0后所采用的电压矢量(以下，称为“原电压矢量”)。但是，实际所采用的电压矢量(以下，称为“实电压矢量”)从采用原电压矢量的期间的开始时间起被占据死区时间td。然而，该被占据的期间止于下臂侧开关Qun成为非导通，在全部的上臂侧开关Qup、Qvp、Qwp是非导通时不变。

此外，原电压矢量V0的之后设置的原电压矢量V4也从其被采用的期间的开始时间起占据死区时间td。

这样，在采用实电压矢量V0的期间(时刻t06～t02)的前后，全部上臂侧开关Qup、Qvp、Qwp成为非导通的期间Ud分别以死区时间td的长度存在。在该期间Ud中，链路电流Idc也为零。

在将采用实电压矢量V0的期间及其前后的期间Ud共三个期间合并得到的隔离期间中，在电流型变换器2进行开关的附近隔离实电压矢量V4。然后，如果电流型变换器2在该隔离期间中进行开关，则实现零电流开关。

这样，通过考虑死区时间td的存在，实现零电流开关的时间的宽度与不考虑死区时间td的存在的情况相比，增加了死区时间td。

换言之，如果将电流型变换器2的开关的定时设定为位于上述隔离期间内，则能够实现零电流开关。因此，使电流型变换器2中的开关的定时从载波C2取通流比drt的定时起偏移。

能够通过各种方法实现这样的偏移，但是，以下例示通过使载波C1的相位从载波C2的相位进行相对地偏移从而使电流型变换器2中的开关的定时偏移的情况。以下，将载波C1的相位从载波C2的相位起偏移的量在时间维度上设为偏移量tc进行说明(设延迟方向为正)。偏移量tc换算为载波C1、C2的相位后为2π(tc/T0)。

图5是示出在载波C2上升过程中在隔离期间附近的开关信号Gup、Gun的动作的时序图。在图5中示出了采用实电压矢量V0、V4的期间和期间Ud。

现在，电流型变换器2进行开关的定时是载波C1取通流比drt的时刻，因此，将通流比drt称为换流基准值drt。而且，将载波C2取换流基准值drt的时刻设为换流基准时刻t00。实际上，电流型变换器2进行开关的定时在偏移量tc为正时从换流基准时刻t00延迟偏移量tc(但是，如果偏移量tc为负，则从换流基准时刻t00起前进偏移量tc的绝对值)。

关于原电压矢量V0，在其被采用的时间τ0中，在换流基准时刻t00前存在时间τ01，在换流基准时刻t00后存在时间τ02。

在时间τ01为死区时间td以上的情况下，换流基准时刻t00包含于采用实电压矢量V0的期间中，因此，不需要使电流型变换器2进行开关的定时从换流基准时刻t00偏移。因此，这里，假定时间τ01小于死区时间td的情况。

开关信号Gup、Gun分别在上述的时刻t01、t02下降。此外，如果导入分别从时刻t02、t01延迟了死区时间td后的时刻t05、t06，则可以说开关信号Gup、Gun分别在上述的时刻t05、t06上升。因此，以时间(τ0-td)的长度采用实电压矢量V0。

另外，后面叙述包含τ0-td≤0情况在内的不采用实电压矢量V0的情况。

在现有技术中，不设置偏移量tc，电流型变换器2在载波C2取通流比drt的时刻进行开关。而且，为了实现零电流开关，以在采用实电压矢量V0的期间中存在载波C2取通流比drt的时刻作为前提，因此，必须将信号波Vu1*设定为使得τ01＞td。同样，在载波C2的下降过程中，必须将信号波Vu2*设定为使得τ02＞td。由此，信号波Vu1*必须将值drt-td·tanα作为上限，信号波Vu2*必须将值drt+td·tanα作为下限(其中，tanα是载波C2相对于时间的斜率的绝对值)。因此，如果如以往那样不设置偏移量tc，则要求τ0＞2td。这需要时间比率d0最小为2td·tanα，会妨碍使调制率增大。

然而，如上所述，不仅在采用实电压矢量V0的期间中链路电流Idc为零，在期间Ud中链路电流Idc也为零。因此，如果电流型变换器2进行开关的定时位于由时刻t01～t05之间所规定的隔离期间内，则实现零电流开关。即，即使时间比率d0取比2td·tanα小的值，为了实现零电流开关，也能够得到电流型变换器2进行开关的定时。由此，信号波Vu1*的上限增大，信号波Vu2*的下限减小，能够进一步提高调制率。

隔离期间的长度是时间τ0与死区时间td之和。因此，偏移量tc满足以下的关系即可。

-τ01＜tc＜τ02+td     …(1)

如果考虑关于误差的余量，则期望偏移量tc位于隔离期间的中央。根据该观点，期望偏移量tc取下述的值tc0。

$\mathrm{tc}0=\frac{\mathrm{\τ}02-\mathrm{\τ}01}{2}+\frac{\mathrm{td}}{2}\·\·\·\left(2\right)$

将在载波C2减小过程中取信号波Vu2*的其他时刻t03以及在载波C2减小过程中取信号波Vu1*的时刻t04分别置换为上述的时刻t01、t02，同样的说明也是妥当的。而且，式(1)在调换τ01、τ02的情况下也是成立的，因此，即使在载波C1、C2上升过程中或在下降过程中，偏移量tc要满足的关系都由式(1)表示，值tc0也不会变化。

{d0＝0的情况下}

接着，如上所述，将以死区时间td的长度构成隔离期间的期间Ud贡献于零电流开关。因此，即使将在载波C2的一个周期内采用原电压矢量V0的时间比率d0设为零，隔离期间也被夹在采用实电压矢量V4的期间中而存在。

图6是示出在载波C2上升过程中在隔离期间附近的开关信号Gup、Gun的动作的时序图，例示了时间比率d0取零的情况。该情况下，τ0＝0，时刻t00、t01、t02一致，信号波Vu1*、Vu2*均与换流基准值drt相等。因此，能够方便地视为时刻t06与时刻t00、t01、t02一致。

如上所述，在载波C2的上升过程中，开关信号Gup的下降发生在时刻t01，上升发生在时刻t05。因此，在时刻t01～t05之间，开关信号Gup为“L”。在载波C2的下降过程中也同样。

此外，开关信号Gun的上升发生在时刻t06，下降发生在时刻t02。因此，实质上，开关信号Gun在隔离期间中既不上升也不下降，成为“H”的期间消失，维持“L”。该情况下，如上所述，也维持隔离期间的长度(td+d0·cotα)(因为时间比率d0＝0)。

在这样的情况下，通过使偏移量tc取值tc0，也能够实现零电流开关。由于时间比率d0是零，因此，时间τ01、τ02均为零，tc0＝td/2。

{d0＜0的情况}

图7是示出在载波C2上升过程中在隔离期间附近的开关信号Gup、Gun的动作的时序图，例示了时间比率d0为负的情况。

根据已述的说明，时间比率d0是采用单位电压矢量V0的长度与载波一个周期的比，时间比率d0是负的情况不适合该说明。然而，这里，作为时间比率d0，重新捕捉d0＝1-d4-d6(其中d4、d6＞0)，由此，能够与图5、图6所示的情况同样地处理时间比率d0。

由于d0＜0、drt+dst＝1、drt＞0、dst＞0，因此，信号波Vu2*(＝drt+dst·d0)小于信号波Vu1*(＝drt(1-d0))。

但是，根据后述的理由，时间比率d0需要满足下述的关系，因此，在图7中也示出了满足该关系的情况。

d0＞-td·tanα      …(3)

因此，如图7所示，换流基准时刻t00比时刻t02晚，时刻t01、t05比换流基准时刻t00晚。

接着，对关于时刻t01、t05的先后关系所要求的关系和生成开关信号Gup、Gun的方法进行说明。

开关信号Gup相当于两个开关原信号Gu1p、Gu2p的逻辑和。即，当开关原信号Gu1p、Gu2p中的任意一方激活时，开关信号Gup为激活，当开关原信号Gu1p、Gu2p双方为非激活时，开关信号Gup为非激活。

开关信号Gun相当于两个开关原信号Gu1n、Gu2n的逻辑积。即，当开关原信号Gu1n、Gu2n中的任意一方为非激活时，开关信号Gun为非激活，当开关原信号Gu1n、Gu2n双方为激活时，开关信号Gun为激活。

而且，上述开关原信号Gu1p、Gu2p、Gu1n、Gu2n根据以下的规则上升而成为激活，下降而成为非激活：

开关原信号Gu2p在载波C2从小于信号波Vu2*的值取到信号波Vu2*的值后，经过死区时间td而上升；

开关原信号Gu2p在载波C2从大于信号波Vu2*的值取到信号波Vu2*的值的时刻下降；

开关原信号Gu2n在载波C2从小于信号波Vu2*的值取到信号波Vu2*的值的时刻下降；

开关原信号Gu2n在载波C2从大于信号波Vu2*的值取到信号波Vu2*的值后，经过死区时间td而上升；

开关原信号Gu1p在载波C2从大于信号波Vu1*的值取到信号波Vu1*的值后，经过死区时间td而上升；

开关原信号Gu1p在载波C2从小于信号波Vu1*的值取到信号波Vu1*的值的时刻下降；

开关原信号Gu1n在载波C2从大于信号波Vu1*的值取到信号波Vu1*的值的时刻下降；

开关原信号Gu1n在载波C2从小于信号波Vu1*的值取到信号波Vu1*的值后，经过死区时间td而上升。

因此，结合图7可知，开关原信号Gu1p在时刻t01下降，开关原信号Gu2p在从时刻t02起经过死区时间td后的时刻t05上升。时刻t01比时刻02延迟|d0|·cotα的时间，在相当于开关原信号Gu1p、Gu2p的逻辑和的开关信号Gup被激活的期间中，由于存在非激活的期间Ud，因此，必须满足td-|d0|·cotα＞0。因此，必须满足式(3)的限制。

另一方面，开关原信号Gu2n在时刻t02下降。而且，开关原信号Gu1n上升是在从比时刻t02晚的时刻t01起再经过死区时间td后。因此，相当于开关原信号Gu1n、Gu2n的逻辑积的开关信号Gun在维持信号波的大小的期间内不会激活。

在开关原信号Gu1p成为非激活的状态下，如果电流型变换器2进行开关，则能够实现零电流开关。因此，如果以时刻t02为基准，则实现零电流开关的条件如下。

|d0|·cotα＜dst·|d0|·cotα+tc＜td     …(4)

另外，在图5中，为了便于说明，例示了原电压矢量V0采用的时间τ0大于死区时间td的情况。但是，如上所述，由于是假定τ01＜td的情况，因此，有时时间τ0为死区时间td以下。该情况下，由于时刻t06在时刻t02之后，因此，如果仅是使用图5的说明，无法准确地说明开关信号Gun的波形如何变化。

但是，与图7的说明同样，在时间τ0为死区时间td以下的情况下，开关信号Gun在隔离期间内既不上升也不下降，成为“H”的期间消失，维持“L”。

如图7所示，即使d0＜0，如果考虑到|d0|＝-d0，则也可以将隔离期间的长度表示为(td+d0·cotα)。

此外，在设置了死区时间td的情况下，为了在采用实电压矢量V0的期间内进行电流型变换器2的开关，如在图5中说明的那样，需要满足τ0＝d0·tanα＞td。但是，不仅在存在实电压矢量V0的期间内，即使在期间Ud中进行电流型变换器2的开关，也能够实现零电流开关。因此，由式(3)可知，能够将对时间比率d0施加的条件放松至d0＞-td·tanα。

此外，如上所述，隔离期间的长度表示为(td+d0·cotα)，因此，返回图5进行考察可知，当d0≥0时，即使采用值td/2作为偏移量tc，也能够实现零电流开关。

此外，在图7所示的d0＜0的情况下，可知在满足式(3)的限制的情况下，参照式(4)，即使采用值td/2作为偏移量tc，也能够实现零电流开关。

而且，在采用值td/2作为偏移量tc的情况下，能够设为dst·d0·cotα＝drt·d0·cotα＝-td/2。即，即使将信号波Vu1*增大至值drt+(td/2)tanα，并将信号波Vu2*减小至值drt-(td/2)tanα，也能够实现零电流开关。

另外，在d0≤td·tanα的情况下不采用实电压矢量V0。并且，在d0≤0的情况下也不采用原电压矢量V0。但是，在图5所示的d0＞0的情况下、图6所示的d0＝0的情况下、图7所示的d0＜0的情况下(在这些情况中存在d0≤td·tanα的情况)，也将在载波C2上升过程中取信号波Vu1*、Vu2*的时刻分别作为第1时刻t01、第2时刻t02而进行掌握。

因此，不限于时间τ01、τ02均为正，如果重新将从换流基准时刻t00中减去第1时刻t01后得到的值定义为时间τ01，并重新将从第2时刻t02减去换流基准时刻t00后得到的值定义为时间τ02，则无关于时间比率d0的正负，作为关于偏移量tc的限制，式(1)是妥当的。当d0＜0时考虑为|d0|·drt＝-τ01·tanα，|d0|·dst＝-τ02·tanα，则与式(4)表示的相同。

即，无关于时间比率d0的正负，即无关于信号波Vu1*、Vu2*的大小关系，偏移量tc满足式(1)，由此，实现零电流开关。而且，根据余量的观点，优选采用式(2)中计算出的值tc0作为偏移量tc，由此，在隔离期间的中央实现零电流开关。

如果偏移量tc采用值tc0，则根据式(1)可知，值τ01、τ02均必须大于值(-td/2)。这些条件也满足式(3)。

{再生时的动作}

在上述的说明中说明了：在上臂侧开关Qyp全部处于断开的隔离期间中，链路电流Idc成为零，在进行电流型变换器2的开关时，电流型变换器2中不流过电流。然而，在不存在实电压矢量V0并且线电流iy相对于相电压Vy迟相量变大的情况下，能够在直流母线LH、LL中流过链路电流Idc(＜0)作为再生电流，而并非电压型逆变器5内部的回流。该情况下，优选在直流母线LH、LL间设置钳位电路。以下，对这样的情况进行说明。

图8是示出三相电压Vu、Vv、Vw的波形的曲线图。但是，这里，通过线间电压的绝对值对振幅进行了归一化。为了便于说明，如下确定相位区域J1～J6：

相位区域J1(0°≤Ψ≤60°)：相电压Vu、Vv、Vw分别为最大相、中间相、最小相；

相位区域J2(60°≤Ψ≤120°)：相电压Vu、Vv、Vw分别为中间相、最大相、最小相；

相位区域J3(120°≤Ψ≤180°)：相电压Vu、Vv、Vw分别为最小相、最大相、中间相；

相位区域J4(180°≤Ψ≤240°)：相电压Vu、Vv、Vw分别为最小相、中间相、最大相；

相位区域J5(240°≤Ψ≤300°)：相电压Vu、Vv、Vw分别为中间相、最小相、最大相；

相位区域J6(300°≤Ψ≤360°)：相电压Vu、Vv、Vw分别为最大相、最小相、中间相。

但是，相电压Vu、Vv、Vw的相位Ψ以成为Vu＞0、Vv＝Vw＜0的相位作为基准。相位区域J1～J6均具有60°的区间，维持在各个相位区域中哪个相电压与最大相、中间相、最小相对应这样的关系。

表1是表示当线电流iy相对于相电压Vy的迟相量为0°～30°时的各相位区域中的线电流iy和流过上臂侧开关的上臂侧电流iyp的表，表2是表示当上述的迟相量为30°～60°时的各相位区域中的线电流iy和流过上臂侧开关的上臂侧电流iyp的表。表1和表2中的“死区时间相当相”表示由于死区时间而引起的隔离期间在哪个相发生。

[表1]

[表2]

首先对表1进行说明。以相位区域J1为例进行说明，相电压Vu、Vv、Vw分别相当于最大相、中间相、最小相，作为原电压矢量，采用单位电压矢量V4、V6或者还采用单位电压矢量V0。

如果迟相量如上述那样，则线电流iu、iv、iw的极性分别为正、负、正或正、正、负。在表1(和表2)中分别用+/-来表示这样的电流的极性的正/负。与相当于中间相的相电压Vv对应的线电流iv在相位区域J1中取正/负中的任意一方。在相位区域J1中，线电流iv在载波C2的一个周期中为正的期间与为负的期间之比和时间比率d6与时间比率d4之比一致。

表1中的关于上臂侧电流iyp的表记表示在隔离期间中是否流过该电流。还参照图4，在采用单位电压矢量V4、V6或者还采用单位电压矢量V0作为原电压矢量的情况下，在隔离期间中下臂侧开关Qvn、Qwn导通。因此，线电流iv、iw流过下臂侧开关Qvn、Qwn或二极管Dvn、Dwn。由于电流通常向低电位侧流动，因此，在线电流iv为负的情况下，线电流iv也不朝向直流母线LH而是朝向直流母线LL，不流过上臂侧的二极管Dup。因此，在表1中将上臂侧电流ivp、iwp表记为“0”，表示不流过这些电流。

线电流iu经由下臂侧的二极管Dun，其符号维持为正。因为上臂侧开关Qup断开，并且通过二极管Dup阻止从直流母线LH向输出端Pu流过电流。因此，在表1中将上臂侧电流iup表记为“0”，表示不流过该电流。由于这是与下臂侧开关Qun的接通/断开无关的现象，因此，与是否在隔离期间中具有采用实电压矢量V0的期间无关。

关于其他的相位区域J2～J6也同样。即上述的迟相量为0°～30°时，不流过上臂侧电流iup、ivp、iwp，电压型逆变器5在隔离期间以外进行供电动作(力行動作)，在隔离期间进行回流动作。

接着，对表2进行说明。以相位区域J1为例进行说明，相电压Vu、Vv、Vw分别相当于最大相、中间相、最小相，作为原电压矢量，采用单位电压矢量V4、V6或者还采用单位电压矢量V0。而且，由于迟相量是30°～60°，因此，线电流iu、iv、iw的极性分别成为正、负、正或者正、负、负。

以相位区域J2为例进行说明，相电压Vu、Vv、Vw分别相当于中间相、最大相、最小相，作为原电压矢量，采用单位电压矢量V6、V2或还采用单位电压矢量V0。而且，由于迟相量是30°～60°，因此，线电流iu、iv、iw的极性分别成为正、负、负或者正、正、负。

图9至图12是示出隔离期间、特别是未设置零电压矢量V0作为实电压矢量(τ0＜td)的状况下的电压型逆变器5的等价电路的电路图，未记载处于断开状态的开关Qyn、Qyp。

图9和图10示出相位区域J1中的隔离期间的电压型逆变器5的等价电路，特别示出仅通过期间Ud(参照图4等)构成隔离期间的情况。

图11和图12示出在相位区域J2中的隔离期间的电压型逆变器5的等价电路，特别示出仅通过V相的死区时间构成隔离期间的情况。

图9示出在相位区域J1中线电流iu、iv、iw的极性分别为正、负、正的情况下(表2第1行)的隔离期间的线电流iu、iv、iw的流动。该情况下，与将表1的第2行所示的情况下的V相和W相交换的情况同等，因此，不流过上臂侧电流iup、ivp、iwp。

图10示出在相位区域J1中线电流iu、iv、iw的极性分别为正、负、负的情况下(表2第2行)的隔离期间的线电流iu、iv、iw的流动。该情况下，与表1的第1行所示的情况下同等，因此，不流过上臂侧电流iup、ivp、iwp。

图11示出在相位区域J2中线电流iu、iv、iw的极性分别为正、负、负的情况下(表2第3行)的隔离期间的线电流iu、iv、iw的流动。图12示出在相位区域J2中线电流iu、iv、iw的极性分别为正、正、负的情况下(表2第4行)的隔离期间的线电流iu、iv、iw的流动。

在任一种情况下线电流iu的极性都是正，并且U相中的上臂侧开关Qup是断开的。因此，线电流iu流过下臂侧二极管Dun。在图11所示的情况下，线电流iv的极性是负，并且V相中上臂侧开关Qvp、下臂侧开关Qvn均是断开。因此，线电流iv流过上臂侧二极管Dvp，流过上臂侧电流ivp。在表2中，用于记号“-”表示这样地上臂侧开关Qyp断开、但与其反并联连接的上臂侧二极管Dyp中流过上臂侧电流iyp的情况。在图12所示的情况下，线电流iv的极性是正，并且V相中上臂侧开关Qvp、下臂侧开关Qvn均是断开的。因此，线电流iv流过下臂侧二极管Dvn，上臂侧电流ivp不流过(表2第4行的ivp的列表记为“0”)。

此外，线电流iw的极性是负时，下臂侧开关Qwn接通，线电流iw流过下臂侧开关Qwn和上臂侧二极管Dwp中的任意一方。由于电流通常向低电位侧流动，因此，根据线电流iu、iv的方向，在图11所示的情况下，线电流iw经由上臂侧的二极管Dwp而流动。因此，流过上臂侧电流iwp(表2第3行的iwp的列表记为“-”)。此外，在图12所示的情况下，线电流iw经由下臂侧的二极管Dwn而流动。因此，不流过上臂侧电流iwp(表2第4行的iwp的列表记为“0”)。

关于其他的相位区域J3～J6也同样。即，当上述迟相量为30°～60°时，存在在隔离期间、特别是未设置实电压矢量V0的期间中流过上臂侧电流iup、ivp、iwp的情况。而且，电压型逆变器5在隔离期间以外进行供电动作(力行動作)，在隔离期间中进行回流动作或再生动作。

{电流型变换器2的通流期间的改善}

如果未设置偏移量tc、电流型变换器2进行开关的定时与换流基准时刻t00一致，并且必须存在于设置有实电压矢量V0的期间内，则信号波Vu1*必须将值drt-td·cotα作为上限、信号波Vu2*必须将值drt+td·cotα作为下限。这不仅限制电压型逆变器5中的调制率，还阻碍电流型变换器2中的通流比的改善。

图13和图14是说明通流比drt比较小的情况下的电力变换装置的动作的曲线图。这里，为了容易看出本申请的效果，仅放大并示出期间drt·T0附近。由于drt＜dst，因此，相电压Vr小于相电压Vs，相当于中间相。

图13与现有技术对应，例示出将电压型逆变器5用的载波C2兼用作为电流型变换器2用的载波、且在采用实电压矢量V0的期间中实现零电流开关的情况。

当将从上述的时刻t03起经过死区时间td后的时刻设为时刻t08时，载波C2下降过程中采用实电压矢量V0的期间的开始时间是时刻t03，结束时间是上述的时刻t04。

此外，在从时刻t08到时刻t02期间内且开关信号Gup激活的期间内采用实电压矢量V6，开关信号Gup在从时刻t04起经过死区时间td后的时刻t07激活，在时刻t01成为非激活。

而且，由于时刻t01、t04均是载波C2取信号波Vu1*的时刻，因此，为了不使采用实电压矢量V6的期间被死区时间td占据，必须使得Vu1*≥td·tanα。

进而，在载波C2上升过程中采用实电压矢量V0的期间的开始时间是时刻t06，在该时刻载波C2采用通流比drt。在图13中示出了通流比drt取得下限的情况，是Vu1*＝Vu2*＝td·tanα。

在现有技术中，在采用实电压矢量V0的期间中实现零电流开关，因此，时刻t01～t06之间的长度最短也需要死区时间td的时间，成为drt≥Vu1*+td·tanα≥2td·tanα。换言之，通流比drt的下限成为2td·tanα。由此，期间drt·T0的长度需要为死区时间td的4倍(4·td)以上的长度。

与此相对，如果使用该实施方式，则不需要采用实电压矢量V0。如下所述，通过采用从电压型逆变器5用的载波C2起延迟偏移量tc＝td/2后的载波C1用于电流型变换器2，能够将通流比drt的下限减小至td·tanα。

图14与该实施方式对应，例示出分别采用载波C2、C1用于电流型变换器2、电压型逆变器5而实现零电流开关的情况。

在未采用实电压矢量V0的情况下，如图6中说明的那样，成为Vu1*＝Vu2*＝drt。为了在载波C2的下降过程中实现零电流开关，为了不使死区时间td占据实电压矢量V6，如果是Vu1*≥td·tanα则足够，因此成为drt＝Vu1*≥td·tanα。换言之，通流比drt的下限成为td·tanα。由此，期间drt·T0的长度仅需要死区时间td的2倍(2·td)以上的长度。

根据以上说明，在现有技术中，在电流型变换器2输出成为中间相的相电压Vr的期间中，调制率是td/(4·td)即25％，而与此相对，根据本实施方式，调制率是td/(2·td)即改善为50％。这从改善载波一个周期中的调制率的观点来看是优选的。

这样，不仅从提高调制率的观点，从抑制线电流ir、is、it的谐波成分的观点来看，也期望通流比的下限扩大。

图15是说明电流型变换器2中的动作的曲线图。在上段的曲线图中，示出三相电压Vr、Vs、Vt作为输入相电压，在中段的曲线图中，示出线电流通流比dr、ds、dt，在下段的曲线图中，示出线电流ir、is、it作为输入线电流。

在图2中示出了线电流的通流比dr、ds、dt连续变动的理想的情况，但是，如上所述，在与中间相对应的线电流的通流比中存在下限。在图15中，反映该下限而进行描绘，在表示线电流通流比的波形中，在与中间相对应的线电流的通流比成为0的附近产生了段差。由于该通流比的段差，线电流ir、is、it的波形也相对于正弦波产生了段差。该线电流ir、is、it的畸变成为谐波成分的原因。

通流比的段差是由于与中间相对应的线电流的通流比的下限而引起的。因此，如上所述可知，通过减小其下限，能够缩小该段差。因此，如本实施方式那样，通过将偏移量tc设定为td/2而扩大与中间相对应的线电流的通流比的下限，并且抑制输入到电流型变换器2的线电流ir、is、it的谐波成分。

图16是示出进行上述的控制的控制部100的具体的内部结构的概念性的一例的框图。能够采用控制部100作为图1中的控制装置9。控制部100具有转换器控制部20、逆变器控制部30、调制率计算部40、无传感器矢量控制部50。假定三相电动机作为三相负载6(参照图1)。

转换器控制部20具有电源相位检测部21、通流比生成部22、比较器23、电流型门逻辑变换部24、载波生成部25。

电源相位检测部21例如检测线间电压Vrs，并检测施加到输入端Pr、Ps、Pt的三相电压的相位角θ，并将其输出到通流比生成部22。

通流比生成部22根据取得的相位角θ，生成通流比dac、dbc。在上述的例中，通流比dac、dbc分别相当于通流比dst、drt。

载波生成部25生成载波C1。比较器23输出对载波C1和通流比dac、dbc进行比较的结果，电流型门逻辑变换部24根据该结果生成开关信号Grp、Gsp、Gtp、Grn、Gsn、Gtn。

逆变器控制部30具有时间比率生成部32、信号波生成部34、载波生成部35、比较器36、逻辑运算部38。

时间比率生成部32根据从调制率计算部40取得的调制率ks、控制相位角φ、从无传感器矢量控制部50取得的指令相位角φ’，来生成电压型逆变器5的时间比率dg1、dg2。在上述的例中，时间比率dg1、dg2分别相当于时间比率d4、d6。时间比率d0可简单地求出为(1-d4-d6)。

信号波生成部34根据时间比率dg1、dg2和通流比dac、dbc生成信号波。在上述的例中，生成信号波Vu1*、Vv1*、Vw1*、Vu2*、Vv2*、Vw2*。这些生成能够通过与现有的生成信号波的技术同水准的技术而实现，因此省略详细说明。

载波生成部35生成载波C2。在比较器36中对信号波与载波C2进行比较，其结果和死区时间td供逻辑运算部38的运算。通过该运算，逻辑运算部38生成上臂侧开关信号Gup、Gvp、Gwp和下臂侧开关信号Gun、Gvn、Gwn。此时，如上所述，暂时生成开关原信号Gy1p、Gy2p、Gy1n、Gy2n。逻辑运算部38可通过周知技术容易地构成，因此，此处省略其详细说明。

调制率计算部40从无传感器矢量控制部50取得d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*，计算调制率ks和控制相位角φ，并将它们输出到时间比率生成部32。

无传感器矢量控制部50根据从连接点Pu、Pv、Pw向三相负载6流动的线电流iu、iv、iw，计算电动机的旋转角速度ω、指令相位角φ’。然后，根据计算出的结果和从外部输入的旋转角速度指令ω*、占空比D，生成d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*。

另外，将时间经过的方向设为正，使载波C2以偏移量tc进行偏移从而得到载波C1。因此，能够用以规定的相位使载波C2延迟的相位器来代替载波生成部25。即使偏移量tc为负且载波C1相对于载波C2相位超前相位量2π(|tc|/T0)，通过使载波C2延迟相位量2π(1+tc/T0)也能够实质上生成载波C1。

{考虑到元件的动作延迟的偏移量tc的设定}

至此，说明了开关元件Sxp、Sxn和开关Qyp、Qyn分别对于开关信号Gxp、Gxn、Gyp、Gyn的激活/非激活不延迟而进行导通/非导通。以下，对开关元件Sxp、Sxn和开关Qyp、Qyn对于开关信号Gxp、Gxn、Gyp、Gyn的激活/非激活而延迟的偏移量tc的设定进行说明。

图17是示出电流型变换器2和电压型逆变器5的动作的曲线图。这里，对载波C2是上升过程中时的换流基准时刻t00附近进行了放大显示。这里，为了简单，与图3同样例示了τ01、τ02＞0的情况。

参照图5，在载波C2上升过程中，在时刻t01，取信号波Vu1*＝drt(1-d0)。开关信号Gup非激活是在时刻t01～t05之间。另一方面，在换流基准时刻t00，开关信号Grp下降，开关信号Gsp上升。

电流型变换器2具有的开关元件Srp、Ssp的接通/断开相对于开关信号Grp、Gsp的转移(上升/下降)以延迟时间Δt1(＞0)进行延迟。因此，开关元件Srp、Ssp进行开关的时刻t09相对于换流基准时刻t00延迟偏移量tc与延迟时间Δt1之和。

为了进行本实施方式那样的零电流开关，时刻t09必须在上臂侧开关Qup处于断开的期间内。而且，如果过考虑到上臂侧开关Qup接通/断开的动作相对于开关信号Gup的激活/非激活延迟，则在下述情况下成为设定时刻t09的最严格的条件。即，如下情况：从开关信号Gup下降的时刻t01起到上臂侧开关Qup断开为止的延迟时间取最大值Δt2，并且从开关信号Gup上升的时刻t05起到上臂侧开关Qup接通为止的延迟时间取最小值Δt3。

当导入延迟时间Δt1的下限值Δt1(min)和上限值Δt1(max)、时间t1＝τ01+tc、时间t2＝τ02+td-tc时，时刻t09位于上臂侧开关Qup处于断开的期间内的条件以时刻t01为基准，如下所示。

Δt2≤t1+Δt1(min)，t1+Δt1(max)≤t1+t2+Δt3

∴Δt2-Δt1(min)≤t1，Δt1(max)-Δt3≤t2

∴Δt2-Δt1(min)-τ01≤tc≤Δt3-Δt1(max)+τ02+td

∴Δt2-Δt1(min)-tc≤τ01，tc-Δt3+Δt1(max)-td≤τ02

                        …(5)

作为偏移量tc＝td/2，为了使上式成立，需要下式的条件。

Δt2-Δt1(min)-td/2≤τ01，Δt1(max)-Δt3-td/2≤τ02

                      …(6)

第2实施方式.

在第1实施方式中，说明了电流型变换器2向电压型逆变器5提供链路电流Idc的情况。简单地讲，电流型变换器2作为整流部发挥功能，其伴随开关元件Srn、Ssn、Stn、Srp、Ssp、Stp的开关产生的换流，对作为交变电压的三相电压Vr、Vs、Vt进行整流，流过链路电流Idc。

这样的考虑方法也能够应用于专利文献3、专利文献4、非专利文献2中所介绍的电路。

图18是简单示出专利文献3中所介绍的单相/三相直接变换装置(专利文献3的图1)的电路图。此外，结构要素中所附记的记号变更为与本申请对应的记号。

单相二极管整流器3经由一对输入端31、32与单相交流电源1b连接，具有二极管D31～D34。二极管D31～D34构成桥式电路，对从单相交流电源1b输入的单相电压Vi进行整流。

非线性电容器电路4具有多个电容器C41、C42、二极管D41～D43、开关元件S41、S42。开关元件S41、S42的开闭由信号SS控制。信号SS和开关信号Gxp、Gxn、Gyp、Gyn从控制部10被输出。

由于在公知的专利文献3中对非线性电容器电路4的结构和动作均进行了详细的说明，因此此处省略详细说明。簡单地讲，从直流母线LH经由电容器C41、C42和二极管D41向直流母线LL侧流过电流，电容器C41、C42在彼此串联状态下被充电。此外，通过开关元件S41、S42的导通，电容器C41、C42在彼此并联状态向直流母线LH、LL放电。

即，能够掌握的是，电容器C41、C42作为充放电元件发挥功能，开关元件S41、S42控制从充放电元件向直流母线LH、LL的放电。此外，还能够掌握的是，通过开关元件S41、S42的开闭，对输入到输入端31、32的电流和作为充放电元件的电容器C41、C42的放电电流进行换流并将其输出。

而且，能够将非线性电容器电路4掌握为存在于作为二极管桥的单相二极管整流器3与电压型逆变器5之间的缓冲部。进而，该缓冲部作为整流部2B发挥功能，其与单相二极管整流器3相配合，伴随由开关元件S41、S42的开关引起的换流而对作为交变电压的单相电压Vi进行整流，流过链路电流Idc。

这样的整流部2B也与第1实施方式同样，期望在开关元件S41、S42的开闭动作时，链路电流Idc是零。这里，如下述那样决定开关元件S41、S42的开闭。

图19是在专利文献3中所介绍的单相/三相直接变换装置的等价电路(专利文献3的图2)。此外，图20是示出该等价电路的动作的时序图(专利文献3的图4)(但是，鉴于本申请的实施方式1，将在专利文献3中附记了记号“C”的载波表示为载波C1。此外，由于专利文献3的期间tc与本申请的偏移量tc不同，因此，在本申请图20中表示为期间tc’)。

参照图18和图19，链路电流Idc被分为流过电容器C41、C42的电流Ic、流过单相二极管整流器3的电流Irec、以及在电压型逆变器5以零电压矢量进行动作的期间内流动的电流Iz。

在该等价电路中，将电流Idc作为电流源进行处理，将电流Ic、Irec、Iz分别作为通过开关Sc、Srec、Sz的导通而流动的电流进行处理。控制成，始终仅使各开关Srec、Sc、Sz中的任意一个导通。

将关于各电流Irec、Ic、Iz的电流分配率分别设为drec、dc、dz。能够将电流分配率drec、dc、dz掌握为分别对于规定期间(例如第1实施方式中所示的载波C1的一个周期)的开关Srec、Sc、Sz的导通期间的比例。而且，满足dc+drec+dz＝1的关系。

由于单相二极管整流器3不具有开关元件，因此，在其流过的电流Irec的电流分配率drec由电流分配率dc决定。此外，电流分配率dz是依赖于电压型逆变器5的动作而设定的。因此，在本实施方式中，整流部的换流动作的定时仅由电流分配率dc来决定。

如果根据图20考虑该情况，则开关Sc进行接通(on)/断开(off)的定时是载波C1取信号波(drec+dz)的定时，因此，可以说该定时是载波C1取值(1-dc＝drec+dz)的定时。

因此，可知，如果在实施方式1中将换流基准值drt换为换流基准值(1-dc)，则在本实施方式中也能够得到与实施方式1的整流部和电压型逆变器同样的动作。具体而言，例如，考虑dst＝1-drt的情况，在本申请图4至图7、图14和图17中分别将drt、dst换为1-dc、dc。

因此，即使将电流分配率dz设为0，也能够在开关Sc接通(on)/断开(off)的定时将链路电流Idc设为零，因此，能够实现零电流开关，并且能够提高电压型逆变器5的调制率。

具体而言，在专利文献3中，采用使电压型逆变器5的开关中所采用的载波C移动(第1实施方式中说明的)偏移量tc后得到的载波C1，作为用于得到信号SS的载波。

另外，希望确保零电流的定时并非开关元件S41、S42进行开闭的定时(这也是信号SS进行转移的定时)，而是等价电路中所示的开关Sc进行接通(on)/断开(off)的定时。因此，在执行本实施方式时，不需要要为了设定信号SS的激活/非激活而将与载波C1进行比较的值drec变更为值drec+dz。

这样的第二个载波C1的生成可以利用第1实施方式中说明的相位器使载波C延迟而容易地实现，因此省略其详细说明。这样变形的控制部10不仅作为第1实施方式所说的逆变器控制部30，还能够作为使整流部2B执行上述的换流的整流部控制部。即，控制部10作为本申请中所说的电力变换控制装置发挥功能。

在专利文献4所示的电路中也能够同样地应用第1实施方式的技术。

图21是简单示出在专利文献4中所介绍的单相/三相直接变换装置(专利文献4的图1)的电路图。此外，将结构要素所附记的记号变更为与本申请对应的记号。

在该变换装置中，缓冲电路4a包括电容器C4，在与直流母线LH、LL之间授受电力。升压电路4b对整流电压Vdc进行升压并对电容器C4进行充电。

缓冲电路4a还包含有由二极管和反并联连接的晶体管构成的开关Sc。开关Sc与电容器C4在直流母线LH、LL之间串联连接，并位于直流母线LH侧。这里，反并联连接是指顺方向相互相反地并联连接。具体而言，晶体管的顺方向是从直流母线LL朝向直流母线LH的方向，二极管的顺方向是从直流母线LH朝向直流母线LL的方向。

升压电路4b包含有二极管D40、电抗器L4、开关Sl。二极管D40具有阴极和阳极，该阳极连接在开关Sc和电容器C4之间。电抗器L4连接在直流母线LH与阴极之间。开关Sl连接在直流母线LL与阴极之间。开关Sl由相互反并联的晶体管和二极管构成。该结构作为所谓的升压斩波是已知的。电容器C4通过升压电路4b而被充电。

开关Sc、Sl的开闭分别通过信号SSc、SSl进行控制。信号SSc、SSl从控制部10输出。

由于在公知的专利文献4中对缓冲电路4a、升压电路4b的结构和动作均进行了详细说明，因此，这里省略详细说明。简单地讲，通过开关Sl的开闭从直流母线LH经由电抗器L4和二极管D40对电容器C4进行充电。此外，通过开关Sc的导通，电容器C4向直流母线LH、LL放电。

即，能够掌握的是，电容器C4能够作为充放电元件发挥功能，开关Sc控制从充放电元件向直流母线LH、LL的放电。此外，还能够掌握的是，通过开关Sc的开闭，对输入到输入端31、32的电流和作为充放电元件的电容器C4的放电电流进行换流并将其输出。

缓冲电路4a是存在于作为二极管桥的单相二极管整流器3与电压型逆变器5之间的缓冲部，该缓冲部作为整流部2C发挥功能，与单相二极管整流器3相配合，伴随由开关Sc的开关引起的换流而对作为交变电压的单相电压Vi进行整流，流过链路电流Idc。

这样的整流部2C也与第1实施方式同样，期望在开关Sc的开闭动作时，链路电流Idc是零。

图22是专利文献4中所介绍的单相/三相直接变换装置的等价电路(专利文献4的图2)。参照图21、图22，链路电流Idc被分为流过电容器C4的电流Ic、流过单相二极管整流器3的电流Irec、以及在电压型逆变器5以零电压矢量进行动作的期间内流动的电流Iz。

在该等价电路中，将电流Idc作为电流源进行处理，将电流Ic、Irec、Iz分别作为通过开关Sc、Srec、Sz的导通而流动的电流进行处理。控制成，始终仅使各开关Srec、Sc、Sz中的任意一个导通。

由于开关Sl与用于输出链路电流Idc的换流没有直接关系，因此如果在该等价电路省略开关Sl的说明，则其动作的时序图与针对专利文献3所示的图20同样。但是，在用于使开关Sl导通而对电容器C4进行充电的期间中存在dc＝0的期间，该情况下，dz＝1-drec，图20中的期间tc’消失。

因此，关于整流部2C也与整流部2B同样，在本申请图4至图7、图14和图17中，分别将drt、dst换为1-dc、dc。

因此，即使将电流分配率dz设为0，也能够在开关Sc接通(on)/断开(off)的定时将链路电流Idc设为零，因此，能够实现零电流开关，并且能够提高电压型逆变器5的调制率。

具体而言，在专利文献4中，采用使电压型逆变器5的开关中所采用的载波C偏移了偏移量tc后得到载波C1，作为用于得到信号SSc的载波。

另外，由于缓冲电路4a与升压电路4b协同动作，因此，用于得到信号SSc的载波与用于得到信号SSl的载波共用。具体而言，不需要变更与偏移载波C1进行比较的值。

这样的第二个载波C1的生成可利用第1实施方式中说明的相位器使载波C延迟而容易地实现，因此省略其详细说明。这样变形的控制部10不仅作为第1实施方式中所说的逆变器控制部30，还能够作为使整流部2C执行上述的换流的整流部控制部。即，控制部10作为本申请中所说的电力变换控制装置发挥功能。

非专利文献2中所介绍的电路具有从本申请的图21中删除了升压电路4b后的结构(参照专利文献4的图11)。在该结构中，也维持上述的整流部2C的结构，并且如上所述，升压电路4b的开关不与链路电流Idc的换流直接有关。因此在该结构中，作为用于得到上述信号SSc的载波，能够采用使电压型逆变器5的开关中所采用的载波C偏移了偏移量tc后得到的载波C1。

{变形}

作为电流型变换器2或非线性电容器电路4、缓冲电路4a进行换流的定时相对于换流基准时刻t00的偏移的偏移量tc不需要始终是非零，也可以存在tc＝0的载波周期。

对该发明进行了详细说明，但是，上述的说明在全部的方面中仅是例示，该发明不限于此。可以理解，未被例示的无数的变形例不脱离该发明的范围而能够被假定。

Claims (7)

1.一种电力变换控制装置，其是对电力变换装置进行控制的电力变换控制装置(9、10)，

所述电力变换装置具有：

被施加交变电压(Vr、Vs、Vt；Vi)的多个输入端(Pr、Ps、Pt；31、32)；

第1至第3输出端(Pu、Pv、Pw)；

第1和第2直流母线(LH、LL)；

整流部(2；2B；2C)，它们伴随基于开关的换流而对所述交变电压进行整流，将所述第1直流母线(LH)的电位设为高于所述第2直流母线(LL)的电位，从所述第1直流母线(LH)向所述第2直流母线(LL)流过直流电流(Idc)；

电压型逆变器(5)，其将所述第1直流母线(LH)与所述第2直流母线(LL)之间的直流电压(Vdc)变换为三相电压(Vu、Vv、Vw)，并将其输出到所述第1至第3输出端，

所述电压型逆变器包含在被施加所述直流电压的所述第1和第2直流母线(LH、LL)之间相互并联连接的3个电流路径，

各个所述电流路径具有：

上臂侧开关(Qup、Qvp、Qwp)，它们分别连接在所述第1直流母线与所述第1至第3输出端之间，在导通时，从所述第1直流母线分别向所述第1至第3输出端流过电流；

下臂侧开关(Qun、Qvn、Qwn)，它们连接在所述第1至第3输出端与所述第2直流母线之间，在导通时，从所述第1至第3输出端向所述第2直流母线流过电流；

相对于各个所述上臂侧开关反并联连接的上臂侧二极管(Dup、Dvp、Dwp)；以及

相对于各个所述下臂侧开关反并联连接的下臂侧二极管(Dun、Dvn、Dwn)，

所述电力变换控制装置具有：

载波生成部(35)，其生成载波(C2)，该载波(C2)相对于时间的斜率的绝对值(tanα)固定，表现为在最小值(0)与最大值(1)之间往复的三角波；

整流部控制部(20；10)，其在以下时刻使所述整流部执行所述换流，该时刻是从所述载波取所述最小值以上且所述最大值以下的换流基准值(drt；1-dc)的换流基准时刻(t00)起加上规定时间(tc)后得到的时刻；以及

逆变器控制部(30)，其根据所述载波和与所述三相电压对应的信号波之间的比较，来控制所述电压型逆变器的所述上臂侧开关和所述下臂侧开关的接通/断开，

所述逆变器控制部在隔离期间(Ud、V0)内将全部所述上臂侧开关设为断开状态，其中，所述隔离期间(Ud、V0)是将第1时刻(t01、t03)作为开始时间，将在第2时刻(t02、t04)上加上死区时间(td)而得到的时刻作为结束时间的期间，

所述第1时刻(t01；t03)是所述载波取第1所述信号波(Vu1*；Vu2*)的值的时刻，所述第2时刻(t02、t04)是在所述第1时刻后所述载波初次取第2所述信号波(Vu2*；Vu1*)的值的时刻，

所述第1所述信号波和所述第2所述信号波是关于所述三相电压中的最大相的所述信号波，

流过与所述最大相的电压对应的电流的所述上臂侧开关(Qup)在所述第1时刻从接通状态向断开状态转移，在从所述第2时刻起经过所述死区时间后从断开状态向接通状态转移，

所述规定时间(tc)的值被设定为，大于从所述第1时刻减去所述换流基准时刻而得到的值(-τ01)，并且小于从所述第2时刻减去所述换流基准时刻而得到的值(τ02)与所述死区时间之和。

2.根据权利要求1所述的电力变换控制装置，其中，

所述多个输入端是三个输入端(Pr、Ps、Pt)，

所述整流部是电流型变换器(2)，并且具有开关组，该开关组包含分别在所述第1至第3输入端与所述第1直流母线之间连接的3个开关元件(Srp、Ssp、Stp)，以及分别在所述第1至第3输入端与所述第2直流母线之间连接的3个开关元件(Srn、Ssn、Stn)，所述整流部通过所述开关组的开闭对输入到所述第1至第3输入端的三相电流(ir、is、it)进行换流而将其输出。

3.根据权利要求1所述的电力变换控制装置，其中，

所述多个输入端是一对输入端(31、32)，

所述整流部(2B；2C)具有：

与所述一对输入端连接的二极管桥(3)；以及

缓冲部(4；4a)，它们包含充放电元件(C41、C42；C4)以及对从所述充放电元件向所述第1和第2直流母线(LH、LL)的放电进行控制的开关元件(S41、S42；Sc)，

所述整流部(2B；2C)通过所述开关元件的开闭，对输入到所述一对输入端的电流和所述充放电元件的放电电流进行换流而将其输出。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换控制装置，其中，

所述规定时间(tc)被设定为，从所述第1时刻(t01)减去所述换流基准时刻(t00)而得到的值(-τ01)、从所述第2时刻(t02)减去所述换流基准时刻而得到的值(τ02)、和所述死区时间(td)之和的一半((1/2)(τ02-τ01+td)))。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换控制装置，其中，

从所述第2所述信号波减去所述第1所述信号波而得到的值(d0)大于从零减去所述载波的所述斜率的绝对值(tanα)与所述死区时间(td)之积而得到的值(-td·tanα)。

6.根据权利要求4所述的电力变换控制装置，其中，

从所述第2所述信号波减去所述第1所述信号波而得到的值(d0)大于从零减去所述载波的所述斜率的绝对值(tanα)与所述死区时间(td)之积而得到的值(-td·tanα)。

7.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换控制装置，其中，

所述规定时间(tc)被设定为所述死区时间的一半(td/2)。