WO2016148163A1 - インバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

　電圧形インバータで採用されるベクトルパターンを維持する期間を、本来維持すべき期間よりも延長することなく、電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大を回避する。第１の電圧指令群（V**)は、電圧形インバータの一対の電流経路のそれぞれにおける上アーム側スイッチがキャリア(C5)の一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点を含む第１区間においては、この一周期において全ての電流経路の上アーム側スイッチが非導通する期間が、当該一対の電流経路の上アーム側スイッチのいずれもが非導通して他の上アーム側スイッチが導通する期間の一対に隣接して挟まれるスイッチング信号（Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn)に対応する。

Description

インバータの制御装置

　この発明はインバータを制御する技術に関する。

　交流電源から直接に交流出力電圧を得る方式として、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置によるものが知られている。直接形交流電力変換装置は、小型化、高効率化が期待できることから、次世代の電力変換装置として注目されている。但しマトリックスコンバータは、主回路構成、変調方法の特殊性のために普及が途上にある。

　これに対して、現時点で主流である間接形変換装置を用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ（以下、単に「コンバータ」と称す）と、ＤＣ／ＡＣインバータ（以下、単に「インバータ」と称す）とを直流リンクで接続する、インダイレクト方式を用いた変調方式が提案されている（例えば非特許文献１）。

　インダレクト方式については、民生用マイコンに適した変調方式（例えば特許文献１）、主回路の簡素化（例えば特許文献２）等の技術開発により、既に空調機として実用化されている（例えば非特許文献２）。また、充電回路を付加したアクティブバッファを併用することにより、単相機器への適用についても検討されている（例えば非特許文献３、特許文献３）。

　一方、間接形変換装置に対しては、電流センサを簡素化するために、シャント抵抗等により直流リンクで電流を検出し、インバータ回路のスイッチングパターンに基づいて相電流を検出する方式が、適用されている。本方式を適用するためには、電流検出の遅れ及びデッドタイム期間のいずれよりも、スイッチングパターンを長く保持することが必要である。

　本来採用されるべきスイッチングパターンが短い場合、電流検出のために当該スイッチングパターンを延長して維持する技術が提案されている。このような延長によって出力に生じる歪を低減するため、スイッチングパターンに対応するベクトルパターンを、他のベクトルパターンで補正する技術も提案されている（例えば特許文献４）。

　直接形変換装置において、キャリアの一周期は、電流形変換器の指令電圧の中間相にて分割される。そしてこの分割された期間の各々において、同一のスイッチングパターンが採用される。よって電流を、分割された期間のうち、長い方において検出することも提案されている（例えば特許文献５）。

　なお、本願に関連する技術を開示する文献として特許文献６を挙げる。

特許第４１３５０２６号公報 特許第４０４９１８９号公報 特開２０１１－１９３６７８号公報 特開平３－２３０７６７号公報 特許第５１６７８６９号公報 特開２０１３－９３９９２号公報

L.Wei, T.A. Lipo, "A Novel Matrix Converter Topology with Simple Commutation", IEEE IAS2001, voＬ９, pp.1749-1754(2001) 藤田、榊原、松野、「エアコン用三相インダイレクトマトリックスコンバータの開発と実用化」、電気学会、半導体電力変換／自動車／家電・民生合同研資、SPC-12-174/VT-12-025/HCA-12-059 大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成２２年電気学会全大、4-057(2010)

　分割された期間は、キャリアの周期の半分にまで短くなってしまう場合があり得る。従って、特許文献４に示される方式において、電流を測定しようとするスイッチングパターンを延長する場合、当該スイッチングパターンが維持される期間は、本来維持されるべき期間の二倍となってしまう場合がある。これは、高速域における出力歪の増大を招く他、当該延長に対する補正を行うためのベクトルパターンを採用する期間も倍増する。後者はインバータのスイッチング回数の増加を招来し、そのスイッチング損失が増大してしまう。

　この発明はこのような問題を解決するものであり、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大を回避することを目的とする。

　この発明にかかるインバータの制御装置（６）は、直流電圧（Ｖｄｃ）を三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する電圧形インバータ（４）を制御する。

　前記電圧形インバータ（４）は、前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備え、前記第１の直流母線（ＬＨ）は前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位である。前記電流経路の各々が、接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）と、前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）とを有する。

　そして当該制御装置の第１の態様は、第１及び第２の電圧指令群に含まれる複数の電圧指令と三角波（Ｃ５，Ｃ６）との比較に基づいて、前記三角波の一周期（Ｔ０）においていずれか一つの前記上アーム側スイッチの導通／非導通を維持しつつ、それぞれの前記電流経路において前記上アーム側スイッチと前記下アーム側スイッチとを相互に排他的に導通させるスイッチング信号（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を生成するスイッチング信号生成部（３８）と、前記第１及び第２の電圧指令群を生成する電圧指令生成部（３４）とを備える。

　前記三角波は前記一周期において、最小値(Cmin)を二回、第１極大値(Cmax1)を一回、第２極大値(Cmax2)を一回、それぞれ呈する。

　前記第１の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ，Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点（０°）を含む第１区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが非導通する期間（Ｖ０）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが非導通して他の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ４）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応する。

　前記第２の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ，Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が非零で等しい時点（６０°）を含み前記第１区間と排他的な第２区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ７）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが導通して他の前記上アーム側スイッチが非導通である期間（Ｖ６）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応する。

　望ましくは、前記制御装置は、いずれもが、第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第１信号波（Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊）と、第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第２信号波（Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊）と、第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第３信号波（Ｖｗ１＊、Ｖｗ２＊）とを含む、第１の信号波群（Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊）及び第２の信号波群（Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊）を出力する信号波生成部（３２）を更に備える。

　前記電圧指令生成部は、前記第１の信号波群及び前記第２の信号波群に基づいて、それぞれ前記第１の電圧指令群及び前記第２の電圧指令群を生成する。前記第２の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波は、それぞれ、前記第１の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波と位相が１８０度ずれた値を１から差し引いた値を採る。

　この発明にかかるインバータの制御装置によれば、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大が回避される。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

制御装置及びその制御対象となる直接形交流電力変換装置の第１の構成を示す回路図。 制御装置の構成を例示するブロック図。 信号波群を示すグラフ。 信号波群を示すグラフ。 第１の実施の形態を説明するグラフ。 第１の実施の形態を説明するグラフ。 制御装置及びその制御対象となる直接形交流電力変換装置の第２の構成を示す回路図。 整流電圧と昇圧電圧と直流電圧の関係を模式的に示すブロック図。 直接形交流電力変換装置の等価回路を示す回路図。 制御装置の構成を例示するブロック図。 第２の実施の形態を説明するグラフ。 第２の実施の形態を説明するグラフ。

　第１の実施の形態.
　Ａ．直接形交流電力変換装置の第１の構成．
　図１は、第１の実施の形態において説明される制御装置６と、制御装置６の制御対象となる直接形交流電力変換装置１００の構成とを示す回路図である。

　ここで例示される直接形交流電力変換装置１００はインダイレクトマトリックスコンバータであり、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電流形コンバータ２と、ＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータ４と、電流形コンバータ２と電圧形インバータ４とを結ぶ直流リンク７とを備えている。

　電流形コンバータ２と電圧形インバータ４とは、直流リンク７として機能する直流母線ＬＨ，ＬＬによって接続される。直流電圧たるリンク電圧Ｖｄｃの差で直流母線ＬＨは直流母線ＬＬよりも高電位となる。

　直流母線ＬＬ，ＬＨの間には、非特許文献２で提案されるように、クランプ回路を設けても良い。

　電流形コンバータ２は三個の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを有する。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源１に接続され、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを相毎に入力する。電流形コンバータ２は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから供給される線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを第１期間と第２期間とに区分される周期で転流して、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉｄｃを出力する。つまり電流形コンバータ２は三相交流を直流に変換する機能を有する。以下では、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電圧形インバータ４へ向かう方向を正方向として説明する。

　第１期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、最大相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉｄｃとして供給される期間である。

　第２期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、中間相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉｄｃとして供給される期間である。

　電流形コンバータ２はスイッチＱｘｐ，Ｑｘｎ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下同様）を備えている。スイッチＱｘｐは入力端Ｐｘと直流母線ＬＨとの間に設けられている。スイッチＱｘｎは入力端Ｐｘと直流母線ＬＬとの間に設けられている。

　スイッチＱｘｐ，Ｑｘｎはいずれも逆阻止能力を有しており、図１ではこれらがＲＢ－ＩＧＢＴ（Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｂｌｏｃｋｉｎｇ　ＩＧＢＴ）として例示されている。あるいはこれらのスイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードとの直列接続で実現することもできる。

　スイッチＱｘｐ，Ｑｘｎにはそれぞれスイッチング信号Ｓｘｐ，Ｓｘｎが入力される。スイッチング信号Ｓｘｐの活性／非活性に応じてスイッチＱｘｐがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｓｘｎの活性／非活性に応じてスイッチＱｘｎがそれぞれ導通／非導通する。

　電圧形インバータ４は接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを有する。電圧形インバータ４は、リンク電圧Ｖｄｃに対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。

　電圧形インバータ４は、リンク電圧Ｖｄｃが印加される直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備える。

　第１の電流経路は接続点Ｐｕと、上アーム側のスイッチＱｕｐと、下アーム側のスイッチＱｕｎとを有している。第２の電流経路は接続点Ｐｖと、上アーム側のスイッチＱｖｐと、下アーム側のスイッチＱｖｎとを有している。第３の電流経路は接続点Ｐｗと、上アーム側のスイッチＱｗｐと、下アーム側のスイッチＱｗｎとを有している。

　スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐは導通時には直流母線ＬＨからそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに電流を流す。スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎは導通時にはそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから直流母線ＬＬに電流を流す。接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは三相負荷５に三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力される。

　なお、以下では三相負荷５として三相モータを採用する場合を例にとって説明する。

　スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐに対して、それぞれ上アーム側のダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐが逆並列に接続される。スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎに対してそれぞれ下アーム側のダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが逆並列に接続される。なお、「逆並列」とは、二つの素子が並列に接続されており、かつ二つの素子の導通方向が相互に反対である態様を示す。

　スイッチＱｙｐ，Ｑｙｎにはそれぞれスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎが入力される（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）。スイッチング信号Ｓｙｐの活性／非活性に応じてスイッチＱｙｐがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｓｙｎの活性／非活性に応じてスイッチＱｙｎがそれぞれ導通／非導通する。但し、同じ電流経路においては、スイッチＱｙｐとスイッチＱｙｎとは相互に排他的に導通する。

　制御装置６は、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、電圧Ｖｒ（あるいは電圧Ｖｓ，Ｖｔ、あるいは線間電圧）と、三相負荷５の回転角周波数についての指令値たる回転角速度指令ω＊とに基づいて、スイッチング信号Ｓｘｐ，Ｓｘｎ，Ｓｙｐ，Ｓｙｎを生成する。

　スイッチング信号Ｓｘｐ，Ｓｘｎ，Ｓｙｐ，Ｓｙｎに基づいた電流形コンバータ２の動作は、例えば特許文献１，２，５や非特許文献２等で公知であるので、詳細な説明は省略する。但し、各実施の形態の説明の前提となる部分について簡単に説明する。

　今、電圧Ｖｔが最小相であり、電圧Ｖｒ，Ｖｓが、それぞれ最大相と中間相となる場合を想定する。相電圧波形の対称性から、このような想定は、相順の読替、及びスイッチＱｘｐ，Ｑｘｎの相の読替により、一般性を失わない。

　そしてこのように想定される場合において、線間電圧（Ｖｒ－Ｖｔ），（Ｖｓ－Ｖｔ）はいずれも正であり、これらが選択的にリンク電圧Ｖｄｃとして出力される。このような選択的な出力は、スイッチＱｒｐ，Ｑｔｎがオンし、スイッチＱｒｎ，Ｑｔｐがオフする第１状態と、スイッチＱｔｎ，Ｑｓｐがオンし、スイッチＱｔｐ，Ｑｓｎがオフする第２状態とが選択されることで実現される。第１状態が維持される期間が上述の第１期間であり、第２状態が維持される期間が上述の第２期間である。そして第１状態と第２状態の切り替えは、電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにおける最大相、中間相、最小相の入れ替わりに伴う転流と共に、電流形コンバータ２の転流として把握される。

　第１状態と第２状態とを、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周波数（以下、「電源周波数」とも称す）よりも高い周波数で切り替える（即ち電流形コンバータ２が転流する）ことにより、電源周波数の６倍の周波数で変動する脈動を含むものの、直流電圧たるリンク電圧Ｖｄｃが得られる。

　このような転流のタイミングは、鋸波と、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔ（＝１－ｄｒｔ）とで決定することができる。鋸波の周期をＴ０、最大値を１、最小値を０とすると、第１期間の長さは期間ｄｒｔ・Ｔ０で、第２期間の長さはｄｓｔ・Ｔ０で、それぞれ決定される。よって、鋸波が通流比の一方、例えば鋸波が漸次に上昇して急峻に下降する場合には通流比ｄｓｔと等しくなる時点で、電流形コンバータ２が転流する。この場合に通流比ｄｒｔ，ｄｓｔをどのように選定することが望ましいかについては、例えば特許文献１で公知であるので、ここでは説明を省略する、但し特許文献１では鋸波が漸次に下降して急峻に上昇する場合を例示しているので、鋸波が通流比ｄｒｔと等しくなる時点での転流が例示されている。本実施の形態では、鋸波が漸次に上昇して急峻に下降する場合を例にとって説明されるが、鋸波が漸次に下降して急峻に上昇する場合についても通流比を入れ替えて考えれば当該説明が適用できることは明白である。

　また、鋸波の最大値、最小値が値１，０を採る場合以外であっても、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔに対して適宜の線形処理を行うことにより、転流のタイミングを上記の説明へと帰着することができるのは明白である。

　図２は、制御装置６の構成を例示するブロック図である。制御装置６は、コンバータ制御部２０、インバータ制御部３０、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０を備えている。

　コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、通流比生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４と、キャリア生成部２５とを有する。

　電源位相検出部２１は例えば電圧Ｖｒを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の位相角θを検出し、通流比生成部２２に出力する。

　通流比生成部２２は受け取った位相角θに基づいて、通流比ｄａｃ，ｄｂｃを出力する。通流比ｄａｃ，ｄｂｃは、上述の通流比ｄｒｔ，ｄｓｔを一般化して示したものであり、電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ最大相、中間相、最小相である場合には、記号ａ，ｂ，ｃは、それぞれ記号ｒ，ｓ，ｔに相当する。

　キャリア生成部２５は、上述の鋸波であるキャリアＣ４を生成する。比較器２３は、キャリアＣ４と通流比ｄａｃ，ｄｂｃとを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを生成する。

　インバータ制御部３０は、信号波生成部３２と、電圧指令生成部３４と、キャリア生成部３５と、比較器３６と、論理演算部３８とを有する。

　信号波生成部３２は、変調率算出部４０から受け取った変調率ｋｓ及び位相角φに基づいて、電圧形インバータ４の信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊を生成する。変調率ｋｓは電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波高値に対するリンク電圧Ｖｄｃの波高値の比である。位相角φは例えば電圧Ｖｕの位相であり、三相負荷５にとっての電気角である。信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊については「Ｂ．信号波群の説明」で説明する。

　電圧指令生成部３４は、信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊のいずれか一方と、通流比ｄａｃ，ｄｂｃとから、電圧指令群Ｖ＊＊を生成する。電圧指令群Ｖ＊＊は６つの電圧指令（そのうちの二つが等しくなることもある）を含み、かかる電圧指令を得るための演算は実施の形態によって異なるので、それぞれの実施の形態で説明する。

　キャリア生成部３５はキャリアＣ５を生成する。キャリアＣ５の形状については後述する。但し、キャリアＣ５の周期は、キャリアＣ４の周期Ｔ０と等しい。

　電圧指令群Ｖ＊＊が含む電圧指令は、比較器３６においてキャリアＣ５と比較され、その結果が論理演算部３８によって演算される。当該演算により、論理演算部３８はスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎを生成する。つまり論理演算部３８はスイッチング信号生成部として機能する。

　変調率算出部４０は、センサレスベクトル制御部５０からｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を受け取って、変調率ｋｓと位相角φとを算出し、これらを信号波生成部３２に出力する。

　センサレスベクトル制御部５０は、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいてモータの回転角速度ωを算出し、これらと外部から入力される回転角速度指令ω＊とに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを生成する。

　論理演算部３８、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０の機能及びその構成も公知技術であるのでここではその詳細を省略する。

　制御装置６は、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置６はこれに限らず、制御装置６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

　Ｂ．信号波群の説明．
　図３及び図４はそれぞれ、全ての実施の形態において共通に採用される、信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊を示すグラフである。図３及び図４のいずれにおいても、横軸には位相角φを採用した。

　信号波群Ｖ１＊は信号波Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を含み、信号波群Ｖ２＊は信号波Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊を含む。

　信号波Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊はいずれも、スイッチＱｕｐがキャリアＣ４の周期Ｔ０において導通する期間の総計の、周期Ｔ０に対する割合を示す。信号波Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊はいずれも、スイッチＱｖｐがキャリアＣ４の周期Ｔ０において導通する期間の総計の、周期Ｔ０に対する割合を示す。信号波Ｖｗ１＊，Ｖｗ２＊はいずれも、スイッチＱｗｐがキャリアＣ４の周期Ｔ０において導通する期間の総計の周期Ｔ０に対する割合を示す。

　換言すれば、信号波群Ｖ１＊に基づいて生成された電圧指令群Ｖ＊＊に含まれる電圧指令が、キャリアＣ５と比較される場合において、スイッチＱｙｐがキャリアＣ４の一周期で導通する長さの総計は、Ｖｙ１＊・Ｔ０である。信号波群Ｖ２＊に基づいて生成された電圧指令群Ｖ＊＊に含まれる電圧指令が、キャリアＣ５と比較される場合において、スイッチＱｙｐがキャリアＣ４の一周期で導通する長さの総計は、Ｖｙ２＊・Ｔ０である。

　信号波Ｖｕ１＊から信号波Ｖｖ１＊を引いた値は、信号波Ｖｕ２＊から信号波Ｖｖ２＊を引いた値に等しく、信号波Ｖｖ１＊から信号波Ｖｗ１＊を引いた値は、信号波Ｖｖ２＊から信号波Ｖｗ２＊を引いた値に等しい。よって、キャリアＣ４の一周期において電圧形インバータ４で採用されるスイッチングパターンの長さの総計は、リンク電流Ｉｄｃが零となるスイッチングパターンを除けば、電圧指令群Ｖ＊＊に含まれる電圧指令が信号波群Ｖ１＊に基づいて生成されたか、信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されたかには拘わらない。

　後の説明のため、スイッチングパターンに対応する単位電圧ベクトルＶｇを導入する。但し当該表記において、値ｇは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ値４，２，１を割り当て、それぞれに対応する上アームが導通するときに、割り当てられた値を合計した値であって、０～７の整数を採る。

　例えば単位電圧ベクトルＶ４はスイッチＱｕｐ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎが導通し、スイッチＱｕｎ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ６はスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｎが導通し、スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ０はスイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎが導通し、スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ７はスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐが導通し、スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎが非導通となるスイッチングパターンを表す。

　単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ７はいずれもリンク電流Ｉｄｃが零となるスイッチングパターンを表し、これらは零電圧ベクトルと称される。

　さて、以下ではいわゆる二相変調方式で、直接形交流電力変換装置１００を動作させる場合について取り扱う。二相変調方式では、キャリアＣ５の一周期（この長さはキャリアＣ４の周期Ｔ０と等しい）において、いずれか一つの電流経路におけるスイッチＱｙｐの導通／非導通が維持される。

　信号波群Ｖ１＊に関しては、例えば、０≦φ≦π／３において下式（１）～（３）が設定される（例えば特許文献１参照）。同様にして、π／３≦φ≦２π／３において下式（４）～（６）が設定される。但し期間τ０，τ２，τ４，τ６は、それぞれ単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が、キャリアＣ４の一周期において採る期間の総計を示す。

　τ０／Ｔ０＝１－ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（１）
　τ４／Ｔ０＝ｋｓ・sin（π／３－φ）…（２）
　τ６／Ｔ０＝ｋｓ・sin（φ）…（３）
　τ０／Ｔ０＝１－ｋｓ・sin（φ）…（４）
　τ２／Ｔ０＝ｋｓ・sin（φ－π／３）…（５）
　τ６／Ｔ０＝１－ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（６）。

　よって図３を参照して、０≦φ≦２π／３において、信号波群Ｖ１＊は下式（７）～（９）で設定される。この場合、第３の電流経路における上アーム側のスイッチＱｗｐは、キャリアＣ５の一周期において非導通が維持される。

　Ｖｕ１＊＝ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（７）
　Ｖｖ１＊＝ｋｓ・sin（φ）…（８）
　Ｖｗ１＊＝０…（９）。

　同様にして、２π／３≦φ≦４π／３において、信号波群Ｖ１＊は下式（１０）～（１２）で設定される。この場合、第１の電流経路における上アーム側のスイッチＱｕｐは、キャリアＣ５の一周期において非導通が維持される。

　Ｖｕ１＊＝０…（１０）
　Ｖｖ１＊＝ｋｓ・sin（φ－π／３）…（１１）
　Ｖｗ１＊＝－ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（１２）。

　同様にして、４π／３≦φ≦２πにおいて、信号波群Ｖ１＊は下式（１３）～（１５）で設定される。この場合、第２の電流経路における上アーム側のスイッチＱｖｐは、キャリアＣ５の一周期において非導通が維持される。

　Ｖｕ１＊＝－ｋｓ・sin（φ－π／３）…（１３）
　Ｖｖ１＊＝０…（１４）
　Ｖｗ１＊＝－ｋｓ・sin（φ）…（１５）。

　信号波群Ｖ１＊が上述のように採用される場合、－π／３≦φ≦π／３において、信号波群Ｖ２＊は図４を参照して下式（１６）～（１８）で設定される。但し図４において、期間τ７は、零電圧ベクトルＶ７がキャリアＣ４の一周期において採る期間の総計を示す。この場合、第１の電流経路における上アーム側のスイッチＱｕｐは、キャリアＣ５の一周期において導通が維持される。

　Ｖｕ２＊＝１…（１６）
　Ｖｖ２＊＝１－ｋｓ・sin（φ－π／３）…（１７）
　Ｖｗ２＊＝１－ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（１８）。

　０≦φ≦π／３において下式が成立し、信号波群Ｖ２＊は、信号波群Ｖ１＊と同様に、期間τ４，τ６が式（２），（３）を満足するように設定されていることがわかる。

　Ｖｕ２＊－Ｖｖ２＊＝ｋｓ・sin（φ－π／３）＝τ４／Ｔ０…（１９）
　Ｖｖ２＊－Ｖｗ２＊＝ｋｓ・sin（φ－π／３）＋ｋｓ・sin（φ＋π／３）＝２・ｋｓ・sin（φ）・cos（π／３）＝ｋｓ・sin（φ）＝τ６／Ｔ０…（２０）。

　同様にして、π／３≦φ≦πにおいて、信号波群Ｖ２＊は下式（２１）～（２３）で設定される。この場合、第２の電流経路における上アーム側のスイッチＱｖｐは、キャリアＣ５の一周期において導通が維持される。

　Ｖｕ２＊＝１－ｋｓ・sin（φ－π／３）…（２１）
　Ｖｖ２＊＝１…（２２）
　Ｖｗ２＊＝１－ｋｓ・sin（φ）…（２３）。

　同様にして、π≦φ≦５π／３において、信号波群Ｖ２＊は下式（２４）～（２６）で、それぞれ設定される。この場合、第３の電流経路における上アーム側のスイッチＱｗｐは、キャリアＣ５の一周期において導通が維持される。

　Ｖｕ２＊＝１＋ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（２４）
　Ｖｖ２＊＝１＋ｋｓ・sin（φ）…（２５）
　Ｖｗ２＊＝１…（２６）。

　図３と図４との比較、及び式（７）～（１５）と、式（１６）～（１８），（２１）～（２６）との比較から、信号波群Ｖ２＊に含まれる信号波Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊は、信号波群Ｖ１＊に含まれる信号波Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と位相が１８０度ずれた値を１から差し引いた値を採ることがわかる。

　Ｃ．電圧指令群の説明．
　図５及び図６はいずれも、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ５と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、電流形コンバータ２の転流を決定する、キャリアＣ４及び通流比ｄｓｔについても併記した。また電流形コンバータ２の信号波Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔ、リンク電流Ｉｄｃも併記した。

　信号波Ｖｒ＊，Ｖｓ＊，Ｖｔ＊には電圧形の台形波を設定することにより、電流形コンバータ２の転流は二つの電圧ベクトルに基づいて行われる。よってキャリアＣ４が一つの通流比の一方、例えば通流比ｄｓｔと等しくなる時点で、電流形コンバータ２が転流する。このような電流形コンバータ２の転流は、特許文献１に示されるように、電流形ゲート変換を行って得られる電流形コンバータ２のスイッチングパターンによって実現される。

　なお、電圧形インバータ４の動作によってリンク電流Ｉｄｃ、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔが流れない領域は、図５及び図６においてハッチングを施して示した。

　また、キャリアＣ５は三角波であって、一周期において、最小値Ｃｍｉｎを二回、第１極大値Ｃｍａｘ１及び第２極大値Ｃｍａｘ２をそれぞれ一回ずつ呈する。

　キャリアＣ５は長さｄｒｔ・Ｔ０の第１期間において連続する部分Ｃ５ｒと、長さｄｓｔ・Ｔ０の第２期間において連続する部分Ｃ５ｓとに区分される。

　部分Ｃ５ｒ，Ｃ５ｓのそれぞれは対称三角波であり、いずれも最小値Ｃｍｉｎを採る。部分Ｃ５ｒは第１極大値Ｃｍａｘ１を採り、部分Ｃ５ｓは第２極大値Ｃｍａｘ２を採る。（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）：（Ｃｍａｘ２－Ｃｍｉｎ）＝ｄｒｔ：ｄｓｔである。ここで変動幅ΔＤを導入して、Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ＝ΔＤ・ｄｒｔ，Ｃｍａｘ２－Ｃｍｉｎ＝ΔＤ・ｄｓｔとすることができる。即ちΔＤ＝Ｃｍａｘ１＋Ｃｍａｘ２－２・Ｃｍｉｎである。

　但し、図５及び図６では、これらのいずれにおいてもΔＤ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しており、第１極大値Ｃｍａｘ１は通流比ｄｒｔとして、第２極大値Ｃｍａｘ２は通流比ｄｓｔとして、それぞれ現れている。

　キャリアＣ５は、第２期間から第１期間へと遷移する第１時点及び第１期間から第２期間へと遷移する第２時点で最小値Ｃｍｉｎをとり、第１時点及び第２時点において部分Ｃ５ｒ，Ｃ５ｓが連続する。具体的にはキャリアＣ５が第２時点において最小値Ｃｍｉｎを採った後に部分Ｃ５ｓにおいて増大して第２極大値Ｃｍａｘ２に至ると、キャリアＣ５は減少して第１時点においてその最小値Ｃｍｉｎを採る。その後キャリアＣ５は部分Ｃ５ｒにおいて第１極大値Ｃｍａｘ１を採るまで増大を続ける。キャリアＣ５が部分Ｃ５ｒにおいて第１極大値Ｃｍａｘ１を採った後に減少して第２時点に至ると最小値Ｃｍｉｎを取る。

　まず、図５に示された場合に採用される電圧指令群Ｖ＊＊は、信号波群Ｖ１＊に基づいて生成される。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、次の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊
＝（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）＋Ｃｍｉｎ－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ（１-Ｖｕ１＊）
第２電圧指令；Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊、
＝（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）＋Ｃｍｉｎ－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ（１-Ｖｖ１＊）
第３電圧指令；Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊、
＝（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）＋Ｃｍｉｎ－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ（１-Ｖｗ１＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｕ１＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｖ１＊）、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｗ１＊）。

　上述のように採用された通流比ｄｒｔ，ｄｓｔは零または正であり、変動幅ΔＤは正であるので、ΔＤ・ｄｒｔ，ΔＤ・ｄｓｔはいずれも非負である。

　０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊は第１極大値Ｃｍａｘ１に等しく、第６電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｗ１）は第２極大値Ｃｍａｘ２に等しい（図５ではΔＤ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しており、第３電圧指令、第６電圧指令は，それぞれ通流比ｄｒｔ，ｄｓｔを採る）。

　そして、部分Ｃ５ｒが第１電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊よりも大きいときと、部分Ｃ５ｓが第４電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｕ１＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。部分Ｃ５ｒが第２電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊よりも大きいときと、部分Ｃ５ｓが第５電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｖ１＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。部分Ｃ５ｒが第３電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊よりも大きいときと、部分Ｃ５ｓが第６電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｗ１＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。

　スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（２７）で計算される。

　［｛Ｃｍａｘ１－（Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｔ・Ｖｙ１＊）｝＋｛Ｃｍａｘ２－（Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｙ１＊））｝］×Ｔ０／ΔＤ＝Ｖｙ１＊・Ｔ０…（２７）。

　よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ５との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

　なお０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令はｄｒｔであり、第６電圧指令はｄｓｔであり、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

　このようにして得られる二相変調方式を、便宜上、第１の二相変調方式と称することにする。

　第１の二相変調方式では、電流形コンバータ２が転流するタイミング（キャリアＣ５が最小値Ｃｍｉｎを採る第１時点と第２時点）が、電圧形インバータ４の動作に零電圧ベクトルＶ０が採用される期間に含まれる。よって電流形コンバータ２はリンク電流Ｉｄｃが零のときに転流する、いわゆる零電流スイッチングが実現される。これは当該転流の際のスイッチング損失を回避する点で望ましい。

　キャリアＣ５の一周期において、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

　しかし図３及び式（２）を参照して、位相角φが６０°未満において６０°に近づくと、長さτ４／Ｔ０が短くなる。しかも図５を参照して、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は、第１期間と第２期間とでそれぞれ２つに区分されている。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な長さを得にくい。

　同様にして、位相角φが６０°より大きいままで６０°に近づくと、長さτ２／Ｔ０が短くなり、単位電圧ベクトルＶ２が採用される期間は、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な長さを得にくくなる。

　そこで、本実施の形態では、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用する（図６参照）。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、次の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｕ２＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｖ２＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｗ２＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｕ２＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｖ２＊）、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｗ２＊）。

　なお、０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令Ｃｍｉｎ、第４電圧指令Ｃｍｉｎが得られる（図６ではΔＤ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は０に等しい）。

　そして、部分Ｃ５ｒが第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｕ２＊）よりも大きいときと、部分Ｃ５ｓが第４電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｕ２＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。部分Ｃ５ｒが第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｖ２＊）よりも大きいときと、部分Ｃ５ｓが第５電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｖ２＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。部分Ｃ５ｒが第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｗ２＊）よりも大きいときと、部分Ｃ５ｓが第６電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｗ２＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。

　スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（２８）で計算される。

　［｛Ｃｍａｘ１－（Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｙ２＊））｝＋｛Ｃｍａｘ２－（Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｙ２＊））｝］×Ｔ０／ΔＤ＝Ｖｙ２＊・Ｔ０…（２８）。

　よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ５との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

　なお０≦φ≦π／３においては上述のように第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｔ・（１－Ｖｕ２＊）と第４電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｓｔ・（１－Ｖｕ２＊）が互いに最小値Ｃｍｉｎに等しいので、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

　このようにして得られる二相変調方式を、便宜上、第２の二相変調方式と称することにする。

　第１の二相変調方式と第２の二相変調方式では、それぞれ信号波群Ｖ１＊と信号波群Ｖ２＊で設定された、スイッチの導通期間の総計が得られる。そして「Ｂ．信号波群の説明．」で０≦φ≦π／３において例示されたように、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用される場合を除き、キャリアＣ４の一周期において電圧形インバータ４で採用されるスイッチングパターンの長さの総計は、信号波群Ｖ１＊と信号波群Ｖ２＊のいずれでも等しく設定される。よって第１の二相変調方式と第２の二相変調方式では、リンク電流Ｉｄｃが零となる場合を除き、単位電圧ベクトルが採用される期間の総計は異ならない。

　リンク電流Ｉｄｃが零となる場合には、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用される期間における、検出信号によりリンク電流Ｉｄｃを検出する回路のオフセットの補償等を行う。しかしこの検出におけるドリフトの時定数は、キャリア周期に対して非常に大きい。よって零電圧ベクトルが検出可能な期間が確保できるタイミングで、適宜にリンク電流Ｉｄｃの検出及びオフセットの補償を行えば足りる。

　そして第２の二相変調方式では、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は第１時点及び第２時点においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

　他方、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間は第１期間と第２期間とでそれぞれ２つに区分されている。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な長さを得にくい。

　よって、期間τ４が短くなる６０°近傍では第２の二相変調方式を採用し、期間τ６が短くなる０°近傍では第１の二相変調方式を採用することが望ましい。

　これは、いずれの二相変調方式でも、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外では、単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の二種のみが採用されていることを利用している。つまり、第１の二相変調方式では、キャリアＣ５の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ０が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はキャリアＣ５の一周期において二つに区分されるだけで済む。

　他方、第２の二相変調方式では、キャリアＣ５の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ７が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はキャリアＣ５の一周期において二つに区分されるだけで済む。

　これらを一般化して述べると下記のようになる：
(i)第１の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊は、一対の電流経路のそれぞれにおける上アーム側のスイッチ（上述の例示、即ち０≦φ≦π／３の場合にはスイッチＱｗｐ，Ｑｖｐ）が、キャリアＣ５の一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点（上述の例示では信号波Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊がいずれも零となる位相角φ＝０°）を含む第１区間において採用され；
(ii)当該一周期において全ての電流経路の上アーム側のスイッチＱｕｐ，Ｑｗｐ，Ｑｖｐが非導通する期間（零電圧ベクトルＶ０が採用される期間）が、当該一対の電流経路の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｗｐ，Ｑｖｐ）のいずれもが非導通して、他の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではＱｕｐ）が導通する期間（上述の例示では単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間）の一対に隣接して挟まれる．
(iii)第２の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊は、一対の電流経路のそれぞれにおける上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ）が、キャリアＣ５の一周期において導通する期間の総計同士が非零で等しい時点（上述の例示では信号波Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊がいずれも等しく、かつ非零となる位相角φ＝６０°）を含む第２区間において採用され；
(iv)当該一周期において全ての電流経路の上アーム側のスイッチＱｕｐ，Ｑｗｐ，Ｑｖｐが導通する期間（零電圧ベクトルＶ７が採用される期間）が、当該一対の電流経路の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ）のいずれもが導通して、他の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｗｐ）が非導通である期間（上述の例示では単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間）の一対に隣接して挟まれる．
(v)そして上記(i)～(iv)で説明される電圧指令群に対応してスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎが決定される。つまり第１区間においてスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎは、第１の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊と三角波であるキャリアＣ５との比較に基づいて生成され、(ii)のスイッチングパターンが得られる。第２区間においてスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎは、第２の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊と三角波であるキャリアＣ５との比較に基づいて生成され、(iv)のスイッチングパターンが得られる。

　なお、第１区間の長さ、第２区間の長さは、電流検出に必要な長さに応じて、適宜に決定できる。但し第１区間と第２区間とは排他的でなければならないのは当然である。

　このように、第１の二相変調方式と第２の二相変調方式とを位相角φに応じて使い分けることにより、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行うことができる。よって電圧ベクトルの補償を必要とすることも無く、出力歪やスイッチング損失の増大が回避される。

　なお、波形の対称性から、０≦φ≦π／３以外で位相角φが採り得る他の範囲についても上記(i)～(v)で説明できることは明白である。

　第２の実施の形態．
　Ｄ．直接形交流電力変換装置の第２の構成．
　図７は、第２の実施の形態において説明される制御装置８と、制御装置８の制御対象となる直接形交流電力変換装置２００の構成を示す回路図である。

　ここで例示される直接形交流電力変換装置２００は単相全波整流を行う整流回路１２と、電力バッファ回路９と、ＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータ４と、整流回路１２及び電力バッファ回路９と電圧形インバータ４とを結ぶ直流リンク７とを備えている。かかる構成それ自体は特許文献３や非特許文献３等で公知である。

　整流回路１２の入力側は、単相交流電源１０と接続されている。整流回路１２と電力バッファ回路９とは、電圧形インバータ４に対し、直流リンク７として機能する直流母線ＬＨ，ＬＬによって相互に並列に接続される。直流母線ＬＨには直流母線ＬＬよりも高い電位が印加される。

　整流回路１２はブリッジ回路を構成するダイオードＤ２１～Ｄ２４を備えている。整流回路１２は単相交流電源１０から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）に変換し、これを直流母線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。整流回路１２は単相交流電源１０から電流ｉｒｅｃを入力する。

　電圧形インバータ４の構成及び動作は第１の実施の形態におけるそれらと同じであるので、ここでは説明を省略する。

　電力バッファ回路９はコンデンサ９０、放電回路９１、充電回路９２を有し、直流母線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。充電回路９２は整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサ９０を充電する。放電回路９１はコンデンサ９０を放電する。

　放電回路９１はダイオードＤ９２及びこれと逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサ９０に対して直流母線ＬＨ側で、直流母線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。トランジスタＳｃとダイオードＤ９２とは纏めて一つのスイッチＳｃとして把握することができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサ９０が放電して直流母線ＬＨ，ＬＬ間へと電力を授与する。スイッチＳｃは制御装置６からの信号ＳＳｃによってその開閉が制御される。

　充電回路９２は、例えばダイオードＤ９０と、リアクトルＬ９と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ９０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサ９０との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。トランジスタＳｌにはダイオードＤ９１が逆並列接続されており、両者を纏めて一つのスイッチＳｌとして把握することができる。

　コンデンサ９０は充電回路９２により充電され、コンデンサ９０には整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃ（以下「昇圧電圧Ｖｃ」とも称す）が発生する。つまり電力バッファ回路９は昇圧回路として機能し、リンク電圧Ｖｄｃへ昇圧電圧Ｖｃが寄与するか否かがスイッチＳｃによって決定される。

　より具体的には、スイッチＳｃが非導通のときには整流電圧Ｖｒｅｃがリンク電圧Ｖｄｃとして採用される。スイッチＳｃが導通するときには、昇圧電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃよりも高いので、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃとして採用される。

　図８は特に電圧に着目し、整流電圧Ｖｒｅｃ及び昇圧電圧Ｖｃと、リンク電圧Ｖｄｃとの関係を模式的に示すブロック図である。整流回路１２は単相交流電圧Ｖｉｎから整流電圧Ｖｒｅｃを生成し、整流電圧ＶｒｅｃはスイッチＳ９１の一端９１ａと充電回路９２とに与えられる。充電回路９２はコンデンサ９０を昇圧電圧Ｖｃに充電し、昇圧電圧ＶｃはスイッチＳ９１の他端９１ｂに与えられる。スイッチＳ９１の共通端９１ｃはリンク電圧Ｖｄｃを電圧形インバータ４に出力する。

　スイッチＳ９１において共通端９１ｃと一端９１ａとが接続されることはスイッチＳｃが非導通であることに対応し、共通端９１ｃと他端９１ｂとが接続されることはスイッチＳｃが導通することに対応する。このようにリンク電圧Ｖｄｃは、整流電圧Ｖｒｅｃと昇圧電圧Ｖｃとを排他的に採用して得られる。

　図９は図７に示された回路の、特に電流に着目した等価回路を示す回路図である。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流として等価的に表されている。

　また、電圧形インバータ４において接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流母線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときに電圧形インバータ４を介して負荷３に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。また図９では、充電回路９２を構成するリアクトルＬ９とダイオードＤ９０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ９を流れる電流ｉｌが付記されている。

　このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとを導入してｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。

　リンク電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和である。また電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれリンク電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。

　デューティｄｒｅｃは整流回路１２が電流を電圧形インバータ４に流し得る期間を設定するデューティであるので、整流デューティｄｒｅｃと称する。またデューティｄｃは、コンデンサ９０が放電するデューティであるので、放電デューティｄｃと称する。またデューティｄｚは電圧形インバータ４においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、零デューティｄｚと称する。

　なお、スイッチＳｌは充電デューティｄｌに基づいた信号ＳＳｌの活性化によって導通し、リアクトルＬ９に電流Ｉｌを流すことによってリアクトルＬ９にエネルギーを蓄積する。スイッチＳｌが非導通することでダイオードＤ９０を介してコンデンサ９０が充電される。換言すれば、コンデンサ９０を充電するデューティは充電デューティｄｌと相補的となる。

　このような構成の電力バッファ回路９の動作や、図９に示された等価回路、上述の各種デューティの具体的な設定の一例については、特許文献３、非特許文献３で詳述されているので、ここでは詳細な説明を省略する。

　但し、図７の構成、及びリンク電圧Ｖｄｃとして昇圧電圧Ｖｃが採用されるのはスイッチＳｃが導通する場合のみであることからわかるように、（等価的な）スイッチＳｒｅｃはそれ自体は能動的に機能せず、スイッチＳｃの動作によって受動的に機能する。よって電圧の観点で模式的に示された図８のスイッチＳ９１は、電流の観点で等価的に示された図９のスイッチＳｃ，Ｓｚを纏めたものと把握することができる。

　つまり、スイッチＳ９１において、その共通端９１ｃと他端９１ｂとが接続されるデューティは放電デューティｄｃに等しく、共通端９１ｃと一端９１ａとが接続されるデューティは整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和に等しいと見ることができる。

　なお、特許文献３、非特許文献３では、零デューティｄｚに対応して電流ｉｒｅｃ１，ｉｃが流れない場合を考慮してリンク電圧Ｖｄｃの平均的な値を用いており、スイッチＳ９１を用いて説明した瞬時的なリンク電圧Ｖｄｃとは異なることを付言する。

　図１０は制御装置８の構成を例示するブロック図である。制御装置８は、コンバータ制御部８０、インバータ制御部３０、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０を備えている。インバータ制御部３０、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０の構成及び動作は制御装置６のそれらと同一であるので、電圧指令生成部３４の動作を除いて、ここでは詳細な説明を省略する。電圧指令生成部３４の動作は後に説明される。

　なお、キャリア生成部３５はキャリアＣ６を出力して比較器３６に与える。キャリアＣ６の形状については後述する。但し、キャリアＣ６の周期は、キャリアＣ４の周期Ｔ０と等しい。比較器３６は第１の実施の形態と同様に動作する。

　コンバータ制御部８０は、電流分配率生成部８１と、加算器８２と、比較器８３と、キャリア生成部８５とを有する。

　電流分配率生成部８１は、諸量に基づいて、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、零デューティｄｚ、充電デューティｄｌを生成し、これらを出力する。当該諸量として、例えば昇圧電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊、リンク電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ＊、単相交流電圧Ｖｉｎの回転角速度ω及び波高値Ｖｍ、電流ｉｒｅｃの波高値Ｉｍが例示される。

　加算器８２は整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和を出力する。当該和は比較器８３においてキャリアＣ４と比較され、その比較された結果が信号ＳＳｃとして採用される。比較器８３は更に、充電デューティｄｌとキャリアＣ４とを比較し、その比較された結果が信号ＳＳｌとして採用される。

　キャリアＣ４はキャリア生成部８５によって生成される。第１の実施の形態と同様に、キャリアＣ４は周期Ｔ０、最小値０、最大値１であって漸次上昇し、急峻に下降する鋸波を採用する。つまりキャリア生成部８５はキャリア生成部２５と同じ構成を採用することができる。本実施の形態でも、鋸波が漸次に上昇して急峻に下降する場合を例にとって説明されるが、鋸波が漸次に下降して急峻に上昇する場合についても放電デューティｄｃと、整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和とを入れ替えて考えれば当該説明が適用できることは明白である。

　電圧指令生成部３４には放電デューティｄｃ及び零デューティｄｚが入力される。上述のようにｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１の関係があるので、零デューティｄｚに代えて整流デューティｄｒｅｃを電圧指令生成部３４に入力しても良い。

　制御装置８も制御装置６と同様に、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置８はこれに限らず、制御装置８によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

　Ｅ．電圧指令群の説明．
　図１１及び図１２はいずれも、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ６と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し図９で示された（等価的な）スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚ及び放電回路１３のスイッチＳｃの動作、及びこれらの動作を決定する、キャリアＣ４及び二つのデューティについても併記した。

　スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのオン／オフはそれぞれのグラフの高／低で示される。キャリアＣ４の周期Ｔ０は、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、零デューティｄｚの比によって分割される。

　上述のように整流デューティｄｒｅｃは放電デューティｄｃ、零デューティｄｚによって受動的に決定される。そこでキャリアＣ４の比較対象として、放電デューティｄｃを採用する。

　図１１及び図１２はそれぞれ第１の実施の形態で示された図５及び図６に対応する。即ち、図１１は期間τ６が短くなる０°近傍で採用される第３の二相変調方式の動作を示す。図１２は期間τ４が短くなる６０°近傍で採用される第４の二相変調方式の動作を示す。

　キャリアＣ６は三角波であって、その一周期において、最小値Ｃｍｉｎを二回、第１極大値Ｃｍａｘ１及び第２極大値Ｃｍａｘ２をそれぞれ一回ずつ呈する。

　キャリアＣ６は長さ（１－ｄｃ）・Ｔ０の第１期間において連続する部分Ｃ６ｒと、長さｄｃ・Ｔ０の第２期間において連続する部分Ｃ６ｃとに区分される。

　部分Ｃ６ｒ，Ｃ６ｓのそれぞれは対称三角波であり、いずれも最小値Ｃｍｉｎを採る。部分Ｃ６ｒは第１極大値Ｃｍａｘ１を採り、部分Ｃ６ｃは第２極大値Ｃｍａｘ２を採る。（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）：（Ｃｍａｘ２－Ｃｍｉｎ）＝（１－ｄｃ）：ｄｃである。ここで第１の実施の形態と同様に変動幅ΔＤを導入して、Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ＝ΔＤ・（ｄｒｔ＋ｄｚ）＝ΔＤ・（１－ｄｃ），Ｃｍａｘ２－Ｃｍｉｎ＝ΔＤ・ｄｃとすることができる。即ちΔＤ＝Ｃｍａｘ１＋Ｃｍａｘ２－２・Ｃｍｉｎである。

　但し、図１１及び図１２では、これらのいずれにおいてもΔＤ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しており、第１極大値Ｃｍａｘ１は値（１－ｄｃ）として、第２極大値Ｃｍａｘ２は放電デューティｄｃとして、それぞれ現れている。値（１－ｄｃ）は、スイッチＳｃが非導通となるデューティであって整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和に等しい。以降、値（１－ｄｃ）を放電補デューティとも称す。

　キャリアＣ６は、第２期間から第１期間へと遷移する第１時点及び第１期間から第２期間へと遷移する第２時点で最小値Ｃｍｉｎをとり、第１時点及び第２時点において部分Ｃ６ｒ，Ｃ６ｓが連続する。具体的にはキャリアＣ６が第２時点において最小値Ｃｍｉｎを採った後に部分Ｃ６ｃにおいて増大して第２極大値Ｃｍａｘ２に至ると、キャリアＣ６は減少して第１時点においてその最小値Ｃｍｉｎを採る。その後キャリアＣ６は部分Ｃ６ｒにおいて第１極大値Ｃｍａｘ１を採るまで増大を続ける。キャリアＣ６が部分Ｃ６ｒにおいて第１極大値Ｃｍａｘ１を採った後に減少して第２時点に至ると最小値Ｃｍｉｎを取る。

　第３の二相変調方式も、第１の二相変調方式と同様に、キャリアＣ６の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ０が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はキャリアＣ６の一周期において二つに区分されるだけで済む。

　第４の二相変調方式も、第２の二相変調方式と同様に、キャリアＣ６の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ７が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はキャリアＣ６の一周期において二つに区分されるだけで済む。

　以下、上述のように単位電圧ベクトルが配置され、上述の(i)～(iv)を得るために必要な電圧指令群Ｖ＊＊について、第３の二相変調方式（図１１参照）及び第４の二相変調方式（図１２参照）のそれぞれについて詳述する。

　図１１は第３の二相変調方式が採用される場合についてのグラフであり、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ６と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示す。但し、キャリアＣ４並びに放電デューティｄｃ及び値（ｄｃ＋ｄｚ／２＋ｄｒｅｃ），（ｄｃ＋ｄｚ／２）についても併記した。

　周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），ｔｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０）、一対の期間ｔｚ／２（＝ｄｚ・Ｔ０／２）によって分割される。即ち、キャリアＣ４が放電デューティｄｃ以下となる期間が期間ｔｃであり、キャリアＣ４が値（ｄｃ＋ｄｚ／２）以上で値（ｄｃ＋ｄｚ／２＋ｄｒｅｃ）となる期間が期間ｔｒｅｃである。キャリアＣ４が放電デューティｄｃ以上で値（ｄｃ＋ｄｚ／２）以下となる期間と、キャリアＣ４が値（ｄｃ＋ｄｚ／２＋ｄｒｅｃ）以上となる期間とが、一対の期間ｔｚ／２として存在する。

　第３の二相変調方式において、期間ｔｃは直接形交流電力変換装置１００の電流形コンバータ２について説明された第２期間に対応する。期間ｔｒｅｃと一対の期間ｔｚ／２は纏めて、電流形コンバータ２について説明された第１期間に対応する。このような対応を考えると、電流形コンバータ２について説明された第１状態及び第２状態は、それぞれスイッチＳｃが非導通の状態及び導通の状態に、それぞれ対応する。よって第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わると把握することができる。

　このような切り替わりのタイミングは、上述の様に、キャリアＣ４と放電デューティｄｃとで決定される。この放電デューティｄｃをどのように設定することが望ましいかについては特許文献３や非特許文献３で公知であるので、ここでは説明を省略する。

　第３の二相変調方式は、位相角φが６０°未満であって０°に近い場合に採用されるので、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ１＊に基づいて生成されるものを採用する。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、第１の二相変調と類似して下記の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｕ１＊
＝Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｅｃ・Ｖｕ１＊
＝（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）＋Ｃｍｉｎ－ΔＤ・ｄｒｅｃ・Ｖｕ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・｛ｄｚ＋ｄｒｅｃ（１－Ｖｕ１＊）｝、
第２電圧指令；Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｖ１＊
＝Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｅｃ・Ｖｖ１＊
＝（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）＋Ｃｍｉｎ－ΔＤ・ｄｒｅｃ・Ｖｖ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・｛ｄｚ＋ｄｒｅｃ（１－Ｖｖ１＊）｝、
第３電圧指令；Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｗ１＊
＝Ｃｍａｘ１－ΔＤ・ｄｒｅｃ・Ｖｗ１＊
＝（Ｃｍａｘ１－Ｃｍｉｎ）＋Ｃｍｉｎ－ΔＤ・ｄｒｅｃ・Ｖｗ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・｛ｄｚ＋ｄｒｅｃ（１－Ｖｗ１＊）｝、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｕ１＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｖ１＊）、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｗ１＊）。

　なお０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令は第１極大値Ｃｍａｘ１に等しく、第６電圧指令は第２極大値Ｃｍａｘ２に等しい（図１１ではＣｍａｘ１＝１－ｄｃ，Ｃｍａｘ２＝ｄｃの場合を例示しているので、第３電圧指令、第６電圧指令は，それぞれ放電補デューティ（１－ｄｃ）、放電デューティｄｃとして現れる）。

　そして、部分Ｃ６ｒが第１電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｕ１＊よりも大きいときと、部分Ｃ６ｃが第４電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｕ１＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。部分Ｃ６ｒが第２電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｖ１＊よりも大きいときと、部分Ｃ６ｃが５電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｖ１＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。部分Ｃ６ｒが第３電圧指令Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｗ１＊よりも大きいときと、部分Ｃ６ｃが第６電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｗ１＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。ここで電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１０を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。

　上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

　スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３１）で計算される。

　［｛Ｃｍａｘ１－（Ｃｍａｘ１－ΔＤ・（１－ｄｚ－ｄｃ）・Ｖｙ１＊）｝＋｛Ｃｍａｘ２－（Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｙ１＊））｝］×Ｔ０／ΔＤ＝（１－ｄｚ）・Ｖｙ１＊・Ｔ０…（３１）。

　よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ６との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１－ｄｚ）倍が得られることになる。

　ここで零デューティｄｚに対応する一対の期間ｔｚ／２では電圧形インバータ４には電流が供給されず（図９参照）、リンク電圧Ｖｄｃが電圧形インバータ４で利用されないことに鑑みれば、第３の二相変調方式において決定されるスイッチＱｙｐの導通期間が信号波群Ｖ１＊で設定される当該導通期間の（１－ｄｚ）倍となることは問題とはならない。

　なお０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

　以上のようにして、第３の二相変調方式は第１の二相変調方式と同様にして、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

　図１２は第４の二相変調方式が採用される場合についてのグラフであり、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ６と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示す。但し、キャリアＣ４並びに放電デューティｄｃ及び値（１－ｄｒｅｃ／２），（ｄｃ＋ｄｒｅｃ／２）についても併記した。

　第４の二相変調方式において、周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），一対の期間ｔｒｅｃ／２（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０／２）、期間ｔｚ（＝ｄｚ・Ｔ０）によって分割される。期間ｔｃはキャリアＣ４が放電デューティｄｃ以下となる期間であり、第３の二相変調方式において採用された期間ｔｃと同じである。他方、キャリアＣ４が値（ｄｃ＋ｄｒｅｃ／２）以上で値（１－ｄｒｅｃ／２）以下となる期間が期間ｔｚである。キャリアＣ４が放電デューティｄｃ以上で値（ｄｃ＋ｄｒｅｃ／２）以下となる期間と、キャリアＣ４が値（１－ｄｒｅｃ／２）以上となる期間とが一対の期間ｔｒｅｃ／２として存在する。

　第４の二相変調方式においても期間ｔｃは直接形交流電力変換装置１００の電流形コンバータ２について説明された第２期間に対応するが、第１期間に対応するのは、期間ｔｚと一対の期間ｔｒｅｃ／２との纏まりである。このような対応を考えると、電流形コンバータ２について説明された第１状態及び第２状態は、それぞれスイッチＳｃが非導通の状態及び導通の状態に、それぞれ対応する。よって第４の二相変調方式においても、第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わる、と把握することができる。

　第４の二相変調方式は、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合に採用されるので、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用する。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は下記の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｅｃ・（１－Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｕ２＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｅｃ・（１－Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｖ２＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｒｅｃ・（１－Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｗ２＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｕ２＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｖ２＊）、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｗ２＊）。

　そして、部分Ｃ６ｒが第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｕ２＊）よりも大きいときと、部分Ｃ６ｃが第４電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｕ２＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。部分Ｃ６ｒが第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｖ２＊）よりも大きいときと、部分Ｃ６ｃが第５電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｖ２＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。部分Ｃ６ｒが第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｗ２＊）よりも大きいときと、部分Ｃ６ｃが第６電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｗ２＊）よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。ここで電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１０を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。

　上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

　スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３２）で計算される。

　［｛Ｃｍａｘ１－（Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・（１－ｄｃ－ｄｚ）・（１－Ｖｙ２＊））｝＋｛Ｃｍａｘ２―（Ｃｍｉｎ＋ΔＤ・ｄｃ・（１－Ｖｙ２＊））｝］×Ｔ０／ΔＤ＝［（１－ｄｚ）Ｖｙ２＊＋ｄｚ］・Ｔ０…（３２）。

　よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ６との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１－ｄｚ）倍と期間ｔｚとの和が得られることになる。

　ここで零デューティｄｚに対応する期間ｔｚでは電圧形インバータ４には電流が供給されず（図９参照）、リンク電圧Ｖｄｃが電圧形インバータ４で利用されないことに鑑みれば、第４の二相変調方式において決定されるスイッチＱｙｐの導通期間が信号波群Ｖ２＊で設定される当該導通期間に対して上述の様に相違することは問題とはならない。

　なお０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令及び第４電圧指令はいずれも値Ｃｍｉｎに等しくなり（図１２ではＣｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は０に等しい）、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

　以上のようにして、第４の二相変調方式は第２の二相変調方式と同様にして、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は第１時点及び第２時点においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

　以上のように電圧指令群Ｖ＊＊を設定することにより、上記(i)～(iv)が満足されることになる。

　第３の二相変調方式では、スイッチＳｃが切り替わるタイミングが、電圧形インバータ４の動作に零電圧ベクトルＶ０が採用される期間に含まれる。これはスイッチＳｃのスイッチング損失を回避する点で望ましい。

　Ｆ．第１～第４の二相変調方式同士の比較．
　第１の実施の形態で説明された第１～第２の二相変調方式は、リンク電圧Ｖｄｃの供給源として電流形コンバータ２を備える直接形交流電力変換装置１００に採用される。第２の実施の形態で説明された第３～第４の二相変調方式は、リンク電圧Ｖｄｃの供給源として整流回路１２及び電力バッファ回路９を備える直接形交流電力変換装置２００に採用される。よって第１～第２の二相変調方式と第３～第４の二相変調方式とは、その電圧指令群Ｖ＊＊は異なるものの、共通した概念で表すことができる。以下、その共通する点と、相違する点とを比較して述べる。

　(f-1) 第１の二相変調方式と第３の二相変調方式．
　第１の二相変調方式で電圧指令群Ｖ＊＊と比較されるキャリアＣ５と、第３の二相変調方式で電圧指令群Ｖ＊＊と比較されるキャリアＣ６とは、いずれも三角波であって、一周期当たりに最小値Ｃｍｉｎを二回、第１極大値（Ｃｍａｘ１）を一回、第２極大値（Ｃｍａｘ２）を一回、それぞれ呈する点で共通する。

　これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ１＊の信号波Ｖｙ１＊と第１乗数との積を、第１極大値Ｃｍａｘ１から減算した値を採る、と言う点で共通する。ここで第１乗数とは、第１の二相変調方式ではΔＤ・ｄｒｔであり、第３の二相変調方式ではΔＤ・ｄｒｅｃであって、非負である。

　またこれら二つの二相変調方式において、第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、信号波群Ｖ１＊の信号波Ｖｙ１＊を１から差し引いた値（１－Ｖｙ１＊）と第２乗数との積を、最小値Ｃｍｉｎに加算した値を採る、と言う点で共通する。ここで第２乗数とは、第１の二相変調方式ではΔＤ・ｄｓｔであり、第３の二相変調方式ではΔＤ・ｄｃであって、非負である。

　そしてスイッチング信号ＳｕｐはキャリアＣ５（あるいはキャリアＣ６）が第１電圧指令よりも大きいときと、第４電圧指令よりも大きいときにおいて活性化する点でもこれら二つの二相変調方式は共通する。スイッチング信号Ｓｖｐ，Ｓｗｐについても同様である。

　但し、第１の二相変調方式では、第１乗数ΔＤ・ｄｒｔと第２乗数ΔＤ・ｄｓｔとの和は変動幅ΔＤ（＝Ｃｍａｘ１＋Ｃｍａｘ２－２・Ｃｍｉｎ）に等しい一方、第３の二相変調方式では、第１乗数ΔＤ・ｄｒｅｃと第２乗数ΔＤ・ｄｃとの和は変動幅ΔＤ以下となる。これは零デューティｄｚが非負であるからであり、零デューティｄｚが零であれば第３の二相変調方式でも、第１乗数ΔＤ・ｄｒｅｃと第２乗数ΔＤ・ｄｃとの和は変動幅ΔＤに等しくなる。

　(f-2) 第２の二相変調方式と第４の二相変調方式．
　これら二つの二相変調方式において採用されるキャリアＣ５，Ｃ６の共通性について(f-1)で述べたとおりである。

　これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ２＊の信号波Ｖｙ２＊を１から差し引いた値（１－Ｖｙ２＊）と第１乗数との積を最小値Ｃｍｉｎに対して加算した値を採る、と言う点で共通する。

　またこれら二つの二相変調方式において、第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、値（１－Ｖｙ２＊）と第２乗数との積を、最小値に対して加算した値を採る、と言う点で共通する。

　ここで第２の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第１の二相変調方式でのそれらと同じであり、第４の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第３の二相変調方式でのそれらと同じである。

　そして第２の二相変調方式と第４の二相変調方式におけるスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性化についての共通性及び第１乗数と第２乗数との和に関する相違点も、第１の二相変調方式と第３の二相変調方式における当該共通性及び相違点と同様である。

　(f-3)その他.
　第１、第２の二相変調方式において電流形コンバータ２が転流するタイミングも、第３、第４の二相変調方式においてスイッチＳｃが切り替わるタイミングも、キャリアＣ１，Ｃ５，Ｃ６がその最小値Ｃｍｉｎを採るときである点で、共通する。但し、上述の様に第１乗数と第２乗数との和に関する相違点が存在する。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims (6)

1. 　直流電圧（Ｖｄｃ）を三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する電圧形インバータ（４）を制御する装置（６）であって、
   　前記電圧形インバータ（４）は、
   　前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備え、
   　前記第１の直流母線（ＬＨ）は前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位であり、
   　前記電流経路の各々が、
   　接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   　前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、
   　前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）と、
   　前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、
   　前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）と
   を有し、
   　前記装置は、
   　第１及び第２の電圧指令群に含まれる複数の電圧指令と三角波（Ｃ５，Ｃ６）との比較に基づいて、前記三角波の一周期（Ｔ０）においていずれか一つの前記上アーム側スイッチの導通／非導通を維持しつつ、それぞれの前記電流経路において前記上アーム側スイッチと前記下アーム側スイッチとを相互に排他的に導通させるスイッチング信号（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を生成するスイッチング信号生成部（３８）と、
   　前記第１及び第２の電圧指令群を生成する電圧指令生成部（３４）と
   を備え、
   　前記三角波は前記一周期において、最小値(Cmin)を二回、第１極大値(Cmax1)を一回、第２極大値(Cmax2)を一回、それぞれ呈し、
   　前記第１の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ，Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点（０°）を含む第１区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが非導通する期間（Ｖ０）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが非導通して他の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ４）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応し、
   　前記第２の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ，Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が非零で等しい時点（６０°）を含み前記第１区間と排他的な第２区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ７）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが導通して他の前記上アーム側スイッチが非導通である期間（Ｖ６）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応する、インバータの制御装置。
2. 　請求項１記載のインバータの制御装置であって、
   　いずれもが、第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第１信号波（Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊）と、第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第２信号波（Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊）と、第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第３信号波（Ｖｗ１＊、Ｖｗ２＊）とを含む、第１の信号波群（Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊）及び第２の信号波群（Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊）を出力する信号波生成部（３２）
   を更に備え、
   　前記電圧指令生成部は、前記第１の信号波群及び前記第２の信号波群に基づいて、それぞれ前記第１の電圧指令群及び前記第２の電圧指令群を生成し、
   　前記第２の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波は、それぞれ、前記第１の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波と位相が１８０度ずれた値を１から差し引いた値を採る、インバータの制御装置。
3. 　前記第１の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   　前記第１の信号波群の前記第１信号波（Vu1*）と第１乗数（ΔD・drt;ΔD・drec）との積を、前記第１極大値(Cmax1)から減算した値（Cmax1-ΔD・drt・Vu1*;Cmax1-ΔD・drec・Vu1*)を採る第１電圧指令と、
   　前記第１の信号波群の前記第２信号波（Vv1*）と前記第１乗数との積を、前記第１極大値から減算した値（Cmax1-ΔD・drt・Vv1*;Cmax1-ΔD・drec・Vv1*)を採る第２電圧指令と、
   　前記第１の信号波群の前記第３信号波（Vw1*）と前記第１乗数との積を、前記第１極大値から減算した値（Cmax1-ΔD・drt・Vw1*;Cmax1-ΔD・drec・Vw1*)を採る第３電圧指令と、
   　前記第１の信号波群の前記第１信号波を１から差し引いた第１値（1-Vu1*）と、第２乗数（ΔD・dst;ΔD・dc）との積を、前記三角波の最小値（Cmin)に対して加算した値（Cmin+ΔD・dst・(1-Vu1*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vu1*)）を採る第４電圧指令と、
   　前記第１の信号波群の前記第２信号波を１から差し引いた第２値（1-Vv1*）と前記第２乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・dst・(1-Vv1*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vv1*)）を採る第５電圧指令と、
   　前記第１の信号波群の前記第３信号波を１から差し引いた第３値（1-Vw1*）と前記第２乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・dst・(1-Vw1*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vw1*)）を採る第６電圧指令と、
   であり、
   　前記スイッチング信号は、
   　前記三角波が前記最小値から前記第１極大値を経由して再び前記最小値に至る第１期間において、前記三角波が前記第１電圧指令よりも大きいときに前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を導通させ、前記三角波が前記第２電圧指令よりも大きいときに前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を導通させ、前記三角波が前記第３電圧指令よりも大きいときに前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を導通させ、
   　前記三角波が前記最小値から前記第２極大値を経由して再び前記最小値に至る第２期間において、前記三角波が前記第４電圧指令よりも大きいときに前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチを導通させ、前記三角波が前記第５電圧指令よりも大きいときに前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチを導通させ、前記三角波が前記第６電圧指令よりも大きいときに前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチを導通させ、
   　前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   　前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記第１極大値と前記第２極大値との和から前記最小値の二倍を引いた値（ΔD=Cmax1+Cmax2-２・Cmin）以下である、請求項２記載のインバータの制御装置。
4. 　前記第２の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   　前記第２の信号波群の前記第１信号波（Vu2*）を１から差し引いた第１値（1-Vu2*）と、第１乗数（ΔD・drt;ΔD・drec）との積を、前記三角波の最小値（Cmin)に対して加算した値（Cmin+ΔD・drt・(1-Vu2*);Cmin+ΔD・drec・(1-Vu2*)）を採る第１電圧指令と、
   　前記第２の信号波群の前記第２信号波（Vv2*）を１から差し引いた第２値（1-Vv2*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・drt・(1-Vv2*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vv2*)）を採る第２電圧指令と、
   　前記第２の信号波群の前記第３信号波（Vw2*）を１から差し引いた第３値（1-Vw2*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・drt・(1-Vw2*);Cmin+ΔD・drec・(1-Vw2*)）を採る第３電圧指令と、
   　前記第１値と第２乗数（ΔD・dst;ΔD・dc）との積を、前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・dst・(1-Vu2*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vu2*)）を採る第４電圧指令と、
   　前記第２値と前記第２乗数との積を、前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・dst・(1-Vv2*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vv2*)）を採る第５電圧指令と、
   　前記第３値と前記第２乗数との積を、前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔD・dst・(1-Vw2*);Cmin+ΔD・dc・(1-Vw2*)）を採る第６電圧指令と
   であり、
   　前記スイッチング信号は、
   　前記三角波が前記最小値から前記第１極大値を経由して再び前記最小値に至る第１期間において、前記三角波が前記第１電圧指令よりも大きいときに前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を導通させ、前記三角波が前記第２電圧指令よりも大きいときに前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を導通させ、前記三角波が前記第３電圧指令よりも大きいときに前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を導通させ、
   　前記三角波が前記最小値から前記第２極大値を経由して再び前記最小値に至る第２期間において、前記三角波が前記第４電圧指令よりも大きいときに前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチを導通させ、前記三角波が前記第５電圧指令よりも大きいときに前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチを導通させ、前記三角波が前記第６電圧指令よりも大きいときに前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチを導通させ、
   　前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   　前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記第１極大値と前記第２極大値との和から前記最小値の二倍を引いた値（ΔD=Cmax1+Cmax2-２・Cmin）以下である、請求項２記載のインバータの制御装置。
5. 　前記直流電圧は、前記三角波（Ｃ５）が前記最小値(Cmin)を採るときに転流する電流形コンバータ（２）によって得られ、
   　前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記第１極大値と前記第２極大値との和から前記最小値の二倍を引いた値（ΔD=Cmax1+Cmax2-２・Cmin）に等しい、請求項３、４のいずれか一つに記載のインバータの制御装置。
6. 　前記直流電圧は、整流回路（１２）から得られる整流電圧(Vrec)と、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路（９）から得られる昇圧電圧(Vc)とを排他的に採用して得られ、
   　前記三角波（Ｃ６）が前記最小値(Cmin)を採るときに、前記昇圧電圧を前記直流電圧に採用するか否かが切りかわる、請求項３、４のいずれか一つに記載のインバータの制御装置。

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