JP6094615B2 - インバータの制御装置 - Google Patents

Description

この発明はインバータを制御する技術に関する。

交流電源から直接に交流出力電圧を得る方式として、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られている。直接形交流電力変換装置は、小型化、高効率化が期待できることから、次世代の電力変換器として注目されている。但しマトリックスコンバータは、主回路構成、変調方法の特殊性のために普及が途上にある。

これに対して、現時点で主流である間接形変換装置を用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ（以下、単に「コンバータ」と称す）と、ＤＣ／ＡＣインバータ（以下、単に「インバータ」と称す）とを直流リンクで接続する、インダイレクト方式を用いた変調方式が提案されている（例えば非特許文献１）。

インダレクト方式については、民生用マイコンに適した変調方式（例えば特許文献１）、主回路の簡素化（例えば特許文献２）等の技術開発により、既に空調機として実用化されている（例えば非特許文献２）。また、充電回路を付加したアクティブバッファを併用することにより、単相機器への適用についても検討されている（例えば非特許文献３、特許文献３）。

一方、間接形変換装置に対しては、電流センサを簡素化するために、シャント抵抗等により直流リンクで電流を検出し、インバータ回路のスイッチングパターンに基づいて相電流を検出する方式が、適用されている。本方式を適用するためには、電流検出の遅れ及びデッドタイム期間のいずれよりも、スイッチングパターンを長く保持することが必要である。

本来採用されるべきスイッチングパターンが短い場合、電流検出のために当該スイッチングパターンを延長して維持する技術が提案されている。このような延長によって出力に生じる歪を低減するため、スイッチングパターンに対応するベクトルパターンを、他のベクトルパターンで補正する技術も提案されている（例えば特許文献４）。

直接形変換装置において、キャリアの一周期は、電流形変換器の指令電圧の中間相にて分割される。そしてこの分割された期間の各々において、同一のスイッチングパターンが採用される。よって電流を、分割された期間のうち、長い方において検出することも提案されている（例えば特許文献５）。

なお、本願に関連する技術を開示する文献として特許文献６を挙げる。

特許第４１３５０２６号公報 特許第４０４９１８９号公報 特開２０１１−１９３６７８号公報 特開平３−２３０７６７号公報 特許第５１６７８６９号公報 特開２０１３−９３９９２号公報

L.Wei, T.A. Lipo, "A Novel Matrix Converter Topology with Simple Commutation", IEEE IAS2001, voＬ９, pp.1749-1754(2001) 藤田、榊原、松野、「エアコン用三相インダイレクトマトリックスコンバータの開発と実用化」、電気学会、半導体電力変換／自動車／家電・民生合同研資、SPC-12-174/VT-12-025/HCA-12-059 大沼、伊東、「充電回路を付加したアクティブバッファ付き単相三相電力変換器の回路構成と制御法」、平成２２年電気学会全大、4-057(2010)

分割された期間は、キャリアの周期の半分まで短くなってしまう場合があり得る。従って、特許文献４に示される方式において、電流を測定しようとするスイッチングパターンを延長する場合、当該スイッチングパターンが維持される期間は、本来維持されるべき期間の二倍となってしまう場合がある。これは、高速域における出力歪の増大を招く他、当該延長に対する補正を行うためのベクトルパターンを採用する期間も倍増する。後者はインバータのスイッチング回数の増加を招来し、そのスイッチング損失が増大してしまう。

この発明はこのような問題を解決するものであり、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大を回避することを目的とする。

この発明にかかるインバータの制御装置（６）は、直流電圧（Ｖｄｃ）を三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する電圧形インバータ（４）を制御する。

前記電圧形インバータ（４）は、前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備え、前記第１の直流母線（ＬＨ）は前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位である。前記電流経路の各々が、接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）と、前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）とを有する。

そして当該制御装置の第１の態様は、第１及び第２の電圧指令群に含まれる複数の電圧指令と三角波（Ｃ１，Ｃ２；Ｃ３）との比較に基づいて、前記三角波の一周期（Ｔ０）においていずれか一つの前記上アーム側スイッチの導通／非導通を維持しつつ、それぞれの前記電流経路において前記上アーム側スイッチと前記下アーム側スイッチとを相互に排他的に導通させるスイッチング信号（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を生成するスイッチング信号生成部（３８）と、前記第１及び第２の電圧指令群を生成する電圧指令生成部（３４）とを備える。

前記第１の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ，Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点（０°）を含む第１区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが非導通する期間（Ｖ０）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが非導通して他の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ４）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応する。

前記第２の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ，Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が非零で等しい時点（６０°）を含み前記第１区間と排他的な第２区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ７）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが導通して他の前記上アーム側スイッチが非導通である期間（Ｖ６）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応する。

望ましくは、前記制御装置は、いずれもが、第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第１信号波（Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊）と、第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第２信号波（Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊）と、第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第３信号波（Ｖｗ１＊、Ｖｗ２＊）とを含む、第１の信号波群（Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊）及び第２の信号波群（Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊）を出力する信号波生成部（３）を更に備える。

前記電圧指令生成部は、前記第１の信号波群及び前記第２の信号波群に基づいて、それぞれ前記第１の電圧指令群及び前記第２の電圧指令群を生成する。前記第２の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波は、それぞれ、前記第１の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波と位相が１８０度ずれた値を１から差し引いた値を採る。

この発明にかかるインバータの制御装置によれば、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大が回避される。

制御装置及びその制御対象となる直接形交流電力変換装置の第１の構成を示す回路図である。 制御装置の構成を例示するブロック図である。 信号波群を示すグラフである。 信号波群を示すグラフである。 第１の実施の形態を説明するグラフである。 第１の実施の形態を説明するグラフである。 第２の実施の形態を説明するグラフである。 第３の実施の形態を説明するグラフである。 第４実施の形態を説明するグラフである。 第５の実施の形態を説明するグラフである。 制御装置及びその制御対象となる直接形交流電力変換装置の第２の構成を示す回路図である。 整流電圧と昇圧電圧と直流電圧の関係を模式的に示すブロック図である。 直接形交流電力変換装置の等価回路を示す回路図である。 制御装置の構成を例示するブロック図である。 第６の実施の形態を説明するグラフである。 第６の実施の形態を説明するグラフである。 第７の実施の形態を説明するグラフである。 第８の実施の形態を説明するグラフである。 第９実施の形態を説明するグラフである。 第１０の実施の形態を説明するグラフである。

Ａ．直接形交流電力変換装置の第１の構成．
図１は、以下の第１〜第５の実施の形態において説明される制御装置６と、制御装置６の制御対象となる直接形交流電力変換装置１００の構成を示す回路図である。

ここで例示される直接形交流電力変換装置１００はインダイレクトマトリックスコンバータであり、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電流形コンバータ２と、ＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータ４と、電流形コンバータ２と電圧形インバータ４とを結ぶ直流リンク７とを備えている。

電流形コンバータ２と電圧形インバータ４とは、直流リンク７として機能する直流母線ＬＨ，ＬＬによって接続される。直流電圧たるリンク電圧Ｖｄｃの差で直流母線ＬＨは直流母線ＬＬよりも高電位となる。

直流母線ＬＬ，ＬＨの間には、非特許文献２で提案されるように、クランプ回路を設けても良い。

電流形コンバータ２は三個の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを有する。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源１に接続され、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを相毎に入力する。電流形コンバータ２は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから供給される線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを第１期間と第２期間とに区分される周期で転流して、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉｄｃを印加する。つまり電流形コンバータ２は三相交流を直流に変換する機能を有する。以下では、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電圧形インバータ４へ向かう方向を正方向として説明する。

第１期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、最大相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉｄｃとして供給される期間である。

第２期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、中間相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流母線ＬＨ，ＬＬ間にリンク電流Ｉｄｃとして供給される期間である。

電流形コンバータ２はスイッチＱｘｐ，Ｑｘｎ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下同様）を備えている。スイッチＱｘｐは入力端Ｐｘと直流母線ＬＨとの間に設けられている。スイッチＱｘｎは入力端Ｐｘと直流母線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

スイッチＱｘｐ，Ｑｘｎはいずれも逆阻止能力を有しており、図１ではこれらがＲＢ−ＩＧＢＴ（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ｂｌｏｃｋｉｎｇ ＩＧＢＴ）として例示されている。あるいはこれらのスイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードとの直列接続で実現することもできる。

スイッチＱｘｐ，Ｑｘｎにはそれぞれスイッチング信号Ｓｘｐ，Ｓｘｎが入力される。スイッチング信号Ｓｘｐの活性／非活性に応じてスイッチＱｘｐがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｓｘｎの活性／非活性に応じてスイッチＱｘｎがそれぞれ導通／非導通する。

電圧形インバータ４は接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを有する。電圧形インバータ４は、リンク電圧Ｖｄｃに対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。

電圧形インバータ４は、リンク電圧Ｖｄｃが印加される直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備える。

第１の電流経路は接続点Ｐｕと、上アーム側のスイッチＱｕｐと、下アーム側のスイッチＱｕｎとを有している。第２の電流経路は接続点Ｐｖと、上アーム側のスイッチＱｖｐと、下アーム側のスイッチＱｖｎとを有している。第３の電流経路は接続点Ｐｗと、上アーム側のスイッチＱｗｐと、下アーム側のスイッチＱｗｎとを有している。

スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐは導通時には直流母線ＬＨからそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに電流を流す。スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎは導通時にはそれぞれ接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから直流母線ＬＬに電流を流す。接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは三相負荷５に三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加され、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力される。

なお、以下では三相負荷５として三相モータを採用する場合を例にとって説明する。

スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐに対して、それぞれ上アーム側のダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐが逆並列に接続される。スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎに対してそれぞれ下アーム側のダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが逆並列に接続される。なお、「逆並列」とは、二つの素子が並列に接続されており、かつ二つの素子の導通方向が相互に反対である態様を示す。

スイッチＱｙｐ，Ｑｙｎにはそれぞれスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎが入力される（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下同様）。スイッチング信号Ｓｙｐの活性／非活性に応じてスイッチＱｙｐがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号Ｓｙｎの活性／非活性に応じてスイッチＱｙｎがそれぞれ導通／非導通する。但し、同じ電流経路においては、スイッチＱｙｐとスイッチＱｙｎとは相互に排他的に導通する。

制御装置６は、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、電圧Ｖｒ（あるいは電圧Ｖｓ，Ｖｔ、あるいは線間電圧）と、三相負荷５の回転角周波数についての指令値たる回転角速度指令ω＊とに基づいて、スイッチング信号Ｓｘｐ，Ｓｘｎ，Ｓｙｐ，Ｓｙｎを生成する。

スイッチング信号Ｓｘｐ，Ｓｘｎ，Ｓｙｐ，Ｓｙｎに基づいた電流形コンバータ２の動作は、例えば特許文献１，２，５や非特許文献２等で公知であるので、詳細は説明は省略する。但し、各実施の形態の説明の前提となる部分について簡単に説明する。

今、電圧Ｖｔが最小相であり、電圧Ｖｒ，Ｖｓが、それぞれ最大相と中間相となる場合を想定する。相電圧波形の対称性から、このような想定は、相順の読替、及びスイッチＱｘｐ，Ｑｘｎの相の読替により、一般性を失わない。

そしてこのように想定される場合において、線間電圧（Ｖｒ−Ｖｔ），（Ｖｓ−Ｖｔ）はいずれも正であり、これらが選択的にリンク電圧Ｖｄｃとして出力される。このような選択的な出力は、スイッチＱｒｐ，Ｑｔｎがオンし、スイッチＱｒｎ，Ｑｔｐがオフする第１状態と、スイッチＱｔｎ，Ｑｓｐがオンし、スイッチＱｔｐ，Ｑｓｎがオフする第２状態とが選択されることで実現される。第１状態が維持される期間が上述の第１期間であり、第２状態が維持される期間が上述の第２期間である。そして第１状態と第２状態の切り替えは、電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにおける最大相、中間相、最小相の入れ替わりに伴う転流と共に、電流形コンバータ２の転流として把握される。

第１状態と第２状態とを、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの周波数（以下、「電源周波数」とも称す）よりも高い周波数で切り替える（即ち電流形コンバータ２が転流する）ことにより、電源周波数の６倍の周波数で変動する脈動を含むものの、直流電圧たるリンク電圧Ｖｄｃが得られる。

このような転流のタイミングは、対称三角波と、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔ（＝１−ｄｒｔ）とで決定することができる。対称三角波の周期をＴ０、最大値を１、最小値を０とすると、第１期間の長さは期間ｄｒｔ・Ｔ０で、第２期間の長さはｄｓｔ・Ｔ０で、それぞれ決定される。よって、対称三角波が、通流比の一方、例えば通流比ｄｒｔと等しくなる時点で、電流形コンバータ２が転流する。この場合に通流比ｄｒｔ，ｄｓｔをどのように選定することが望ましいかについては、上記の文献で公知であるので、ここでは説明を省略する。

また、対称三角波の最大値、最小値が値１，０を採る場合以外であっても、通流比ｄｒｔ，ｄｓｔに対して適宜の線形処理を行うことにより、転流のタイミングを上記の説明へと帰着することができるのは明白である。

図２は、制御装置６の構成を例示するブロック図である。制御装置６は、コンバータ制御部２０、インバータ制御部３０、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０を備えている。

コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、通流比生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４と、キャリア生成部２５とを有する。

電源位相検出部２１は例えば電圧Ｖｒを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の位相角θを検出し、通流比生成部２２に出力する。

通流比生成部２２は受け取った位相角θに基づいて、通流比ｄａｃ，ｄｂｃを出力する。通流比ｄａｃ，ｄｂｃは、上述の通流比ｄｒｔ，ｄｓｔを一般化して示したものであり、電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ最大相、中間相、最小相である場合には、記号ａ，ｂ，ｃは、それぞれ記号ｒ，ｓ，ｔに相当する。

キャリア生成部２５は、上述の対称三角波であるキャリアＣ０を生成する。比較器２３は、キャリアＣ０と通流比ｄａｃ，ｄｂｃとを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを生成する。

インバータ制御部３０は、信号波生成部３２と、電圧指令生成部３４と、キャリア生成部３５と、比較器３６と、論理演算部３８とを有する。

信号波生成部３２は、変調率算出部４０から受け取った変調率ｋｓ及び位相角φに基づいて、電圧形インバータ４の信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊を生成する。変調率ｋｓは電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波高値に対するリンク電圧Ｖｄｃの波高値の比である。位相角φは例えば電圧Ｖｕの位相であり、三相負荷５にとっての電気角である。信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊については「Ｂ．信号波群の説明」で説明する。

電圧指令生成部３４は、信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊のいずれか一方と、通流比ｄａｃ，ｄｂｃとから、電圧指令群Ｖ＊＊を生成する。電圧指令群Ｖ＊＊は６つの電圧指令（そのうちの二つが等しくなることもある）を含み、かかる電圧指令を得るための演算は実施の形態によって異なるので、それぞれの実施の形態で説明する。

キャリア生成部３５はキャリアＣ１，Ｃ２の少なくとも一方を生成する。実施の形態によってはキャリアＣ１，Ｃ２のいずれか一方だけでも足り、あるいは両方を採用する。キャリアＣ１，Ｃ２の形状については後述する。但し、キャリアＣ１，Ｃ２の周期は、キャリアＣ０の周期Ｔ０と等しい。

電圧指令群Ｖ＊＊が含む電圧指令は、比較器３６においてキャリアＣ１，Ｃ２の少なくとも一方と比較され、その結果が論理演算部３８によって演算される。当該演算により、論理演算部３８はスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎを生成する。つまり論理演算部３８はスイッチング信号生成部として機能する。

変調率算出部４０は、センサレスベクトル制御部５０からｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を受け取って、変調率ｋｓと位相角φとを算出し、これらを信号波生成部３２に出力する。

センサレスベクトル制御部５０は、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいてモータの回転角速度ωを算出し、これらと外部から入力される回転角速度指令ω＊とに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを生成する。

論理演算部３８、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０の機能及びその構成も公知技術であるのでここではその詳細を省略する。

制御装置６は、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置６はこれに限らず、制御装置６によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

Ｂ．信号波群の説明．
図３及び図４はそれぞれ、全ての実施の形態において共通に採用される、信号波群Ｖ１＊，Ｖ２＊を示すグラフである。図３及び図４のいずれにおいても、横軸には位相角φを採用した。

信号波群Ｖ１＊は信号波Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を含み、信号波群Ｖ２＊は信号波Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊を含む。

信号波Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊はいずれも、スイッチＱｕｐがキャリアＣ０の周期Ｔ０において導通する期間の総計の、周期Ｔ０に対する割合を示す。信号波Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊はいずれも、スイッチＱｖｐがキャリアＣ０の周期Ｔ０において導通する期間の総計の、周期Ｔ０に対する割合を示す。信号波Ｖｗ１＊，Ｖｗ２＊はいずれも、スイッチＱｗｐがキャリアＣ０の周期Ｔ０において導通する期間の総計の周期Ｔ０に対する割合を示す。

換言すれば、信号波群Ｖ１＊に基づいて生成された電圧指令群Ｖ＊＊に含まれる電圧指令が、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）と比較される場合において、スイッチＱｙｐがキャリアＣ０の一周期で導通する長さの総計は、Ｖｙ１＊・Ｔ０である。信号波群Ｖ２＊に基づいて生成された電圧指令群Ｖ＊＊に含まれる電圧指令が、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）と比較される場合において、スイッチＱｙｐがキャリアＣ０の一周期で導通する長さの総計は、Ｖｙ２＊・Ｔ０である。

信号波Ｖｕ１＊から信号波Ｖｖ１＊を引いた値は、信号波Ｖｕ２＊から信号波Ｖｖ２＊を引いた値に等しく、信号波Ｖｖ１＊から信号波Ｖｗ１＊を引いた値は、信号波Ｖｖ２＊から信号波Ｖｗ２＊を引いた値に等しい。よって、キャリアＣ０の一周期において電圧形インバータ４で採用されるスイッチングパターンの長さの総計は、リンク電流Ｉｄｃが零となるスイッチングパターンを除けば、電圧指令群Ｖ＊＊に含まれる電圧指令が信号波群Ｖ１＊に基づいて生成されたか、信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されたかには拘わらない。

後の説明のため、スイッチングパターンに対応する単位電圧ベクトルＶｇを導入する。但し当該表記において、値ｇは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ値４，２，１を割り当て、それぞれに対応する上アームが導通するときに、割り当てられた値を合計した値であって、０〜７の整数を採る。

例えば単位電圧ベクトルＶ４はスイッチＱｕｐ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎが導通し、スイッチＱｕｎ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ６はスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｎが導通し、スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ０はスイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎが導通し、スイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ７はスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐが導通し、スイッチＱｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎが非導通となるスイッチングパターンを表す。

単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ７はいずれもリンク電流Ｉｄｃが零となるスイッチングパターンを表し、これらは零電圧ベクトルと称される。

さて、以下ではいわゆる二相変調方式で、直接形交流電力変換装置１００を動作させる場合について取り扱う。二相変調方式では、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期（この長さはキャリアＣ０の周期Ｔ０と等しい）において、いずれか一つの電流経路におけるスイッチＱｙｐの導通／非導通が維持される。

信号波群Ｖ１＊に関しては、例えば、０≦φ≦π／３において下式（１）〜（３）が設定される（例えば特許文献１参照）。同様にして、π／３≦φ≦２π／３において下式（４）〜（６）が設定される。但し期間τ０，τ２，τ４，τ６は、それぞれ単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６が、キャリアＣ０の一周期において採る期間の総計を示す。

τ０／Ｔ０＝１−ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（１）
τ４／Ｔ０＝ｋｓ・sin（π／３−φ）…（２）
τ６／Ｔ０＝ｋｓ・sin（φ）…（３）
τ０／Ｔ０＝１−ｋｓ・sin（φ）…（４）
τ２／Ｔ０＝ｋｓ・sin（φ−π／３）…（５）
τ６／Ｔ０＝１−ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（６）。

よって図３を参照して、０≦φ≦２π／３において、信号波群Ｖ１＊は下式（７）〜（９）で設定される。この場合、第３の電流経路における上アーム側のスイッチＱｗｐが、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期において非導通が維持される。

Ｖｕ１＊＝ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（７）
Ｖｖ１＊＝ｋｓ・sin（φ）…（８）
Ｖｗ１＊＝０…（９）。

同様にして、２π／３≦φ≦４π／３において、信号波群Ｖ１＊は下式（１０）〜（１２）で設定される。この場合、第１の電流経路における上アーム側のスイッチＱｕｐが、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期において非導通が維持される。

Ｖｕ１＊＝０…（１０）
Ｖｖ１＊＝ｋｓ・sin（φ−π／３）…（１１）
Ｖｗ１＊＝−ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（１２）。

同様にして、４π／３≦φ≦２πにおいて、信号波群Ｖ１＊は下式（１３）〜（１５）で設定される。この場合、第２の電流経路における上アーム側のスイッチＱｖｐが、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期において非導通が維持される。

Ｖｕ１＊＝−ｋｓ・sin（φ−π／３）…（１３）
Ｖｖ１＊＝０…（１４）
Ｖｗ１＊＝−ｋｓ・sin（φ）…（１５）。

信号波群Ｖ１＊が上述のように採用される場合、−π／３≦φ≦π／３において、信号波群Ｖ２＊は図４を参照して下式（１６）〜（１８）で設定される。但し図４において、期間τ７は、零電圧ベクトルＶ７がキャリアＣ０の一周期において採る期間の総計を示す。この場合、第１の電流経路における上アーム側のスイッチＱｕｐが、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期において導通が維持される。

Ｖｕ２＊＝１…（１６）
Ｖｖ２＊＝１−ｋｓ・sin（φ−π／３）…（１７）
Ｖｗ２＊＝１−ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（１８）。

０≦φ≦π／３において下式が成立し、信号波群Ｖ２＊は、信号波群Ｖ１＊と同様に、期間τ４，τ６が式（２），（３）を満足するように設定されていることがわかる。

Ｖｕ２＊−Ｖｖ２＊＝ｋｓ・sin（φ−π／３）＝τ４／Ｔ０…（１９）
Ｖｖ２＊−Ｖｗ２＊＝ｋｓ・sin（φ−π／３）＋ｋｓ・sin（φ＋π／３）
＝２・ｋｓ・sin（φ）・cos（π／３）＝ｋｓ・sin（φ）＝τ６／Ｔ０…（２０）。

同様にして、π／３≦φ≦π／２において、信号波群Ｖ２＊は下式（２１）〜（２３）で設定される。この場合、第２の電流経路における上アーム側のスイッチＱｖｐが、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期において導通が維持される。

Ｖｕ２＊＝１−ｋｓ・sin（φ−π／３）…（２１）
Ｖｖ２＊＝１…（２２）
Ｖｗ２＊＝１−ｋｓ・sin（φ）…（２３）。

同様にして、π≦φ≦５π／３において、信号波群Ｖ１＊は下式（２４）〜（２６）で、それぞれ設定される。この場合、第３の電流経路における上アーム側のスイッチＱｗｐが、キャリアＣ１（あるいはキャリアＣ２）の一周期において導通が維持される。

Ｖｕ２＊＝１＋ｋｓ・sin（φ＋π／３）…（２４）
Ｖｖ２＊＝１＋ｋｓ・sin（φ）…（２５）
Ｖｗ２＊＝１…（２６）。

図３と図４との比較、及び式（７）〜（１５）と、式（１６）〜（１８），（２１）〜（２６）との比較から、信号波群Ｖ２＊に含まれる信号波Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊は、信号波群Ｖ１＊に含まれる信号波Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と位相が１８０度ずれた値を１から差し引いた値を採ることがわかる。

Ｃ．第１の実施の形態．
図５及び図６はいずれも、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、電流形コンバータ２の転流を決定する、キャリアＣ０及び通流比ｄｒｔについても併記した。また、キャリアＣ１は対称三角波である。

まず、図５に示された場合に採用される電圧指令群Ｖ＊＊は、信号波群Ｖ１＊に基づいて生成される。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、キャリアＣ１の最大値及び最小値をそれぞれＣｍａｘ，Ｃｍｉｎとし（図５では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）、変動幅ΔＣ＝Ｃｍａｘ−Ｃｍｉｎを導入して、次の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｕ１＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ１＊、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ１＊。

上述のように採用された通流比ｄｒｔ，ｄｓｔは零または正であり、変動幅ΔＣは正であるので、ΔＣ・ｄｒｔ，ΔＣ・ｄｓｔはいずれも非負である。

０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ１は最大値Ｃｍａｘに等しい（図５ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しており、第３電圧指令、第６電圧指令は，それぞれ値０，１を採る）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊よりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｕ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（２７）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−（Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｙ１＊）｝＋｛（Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｙ１＊）−Ｃｍｉｎ｝］×Ｔ０／ΔＣ＝Ｖｙ１＊・Ｔ０…（２７）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令は０であり、第６電圧指令は１であり、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

このようにして得られる二相変調方式を、便宜上、第１の二相変調方式と称することにする。

第１の二相変調方式では、電流形コンバータ２が転流するタイミング（変動幅ΔＣと通流比ｄｒｔとの積と、最小値Ｃｍｉｎとの和に、キャリアＣ０が等しくなるタイミング）が、電圧形インバータ４の動作に零電圧ベクトルＶ０が採用される期間に含まれる。よって電流形コンバータ２はリンク電流Ｉｄｃが零のときに転流する、いわゆる零電流スイッチングが実現される。これは当該転流の際のスイッチング損失を回避する点で望ましい。

キャリアＣ１の一周期において、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

しかし図３及び式（２）を参照して、位相角φが６０°未満において６０°に近づくと、長さτ４／Ｔ０が短くなる。しかも図５を参照して、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は、第１期間と第２期間とでそれぞれ２つに区分されている。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な長さを得にくい。

同様にして、位相角φが６０°より大きいままで６０°に近づくと、長さτ２／Ｔ０が短くなり、単位電圧ベクトルＶ２が採用される期間は、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な長さを得にくくなる。

そこで、本実施の形態では、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用する（図６参照）。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、次の６つの電圧指令を含む（図６では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ２＊
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｓｔ＋ΔＣ・ｄｒｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ２＊、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｓｔ＋ΔＣ・ｄｒｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｓｔ＋ΔＣ・ｄｒｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｕ２＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ２＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ２＊、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｗ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｗ２＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ２＊。

なお、０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔが得られ、これらは互いに等しい（図６ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は通流比ｄｒｔに等しい）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔよりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔよりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（２８）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−（Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｙ２＊）｝＋｛（Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｙ２＊）−Ｃｍｉｎ｝］×Ｔ０／ΔＣ＝Ｖｙ２＊・Ｔ０…（２８）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては上述のように第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔと第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔが互いに等しいので、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

このようにして得られる二相変調方式を、便宜上、第２の二相変調方式と称することにする。

第１の二相変調方式と第２の二相変調方式では、それぞれ信号波群Ｖ１＊と信号波群Ｖ２＊で設定された、スイッチの導通期間の総計が得られる。そして「Ｂ．信号波群の説明．」で０≦φ≦π／３において例示されたように、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用される場合を除き、キャリアＣ０の一周期において電圧形インバータ４で採用されるスイッチングパターンの長さの総計は、信号波群Ｖ１＊と信号波群Ｖ２＊のいずれでも等しく設定される。よって第１の二相変調方式と第２の二相変調方式では、リンク電流Ｉｄｃが零となる場合を除き、単位電圧ベクトルが採用される期間の総計は異ならない。

リンク電流Ｉｄｃが零となる場合には、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用される期間における、検出信号によりリンク電流Ｉｄｃを検出する回路のオフセットの補償等を行う。しかしこの検出におけるドリフトの時定数は、キャリア周期に対して非常に大きい。よって零電圧ベクトルが検出可能な期間が確保できるタイミングで、適宜にリンク電流Ｉｄｃの検出及びオフセットの補償を行えば足りる。

そして第２の二相変調方式では、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

他方、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間は第１期間と第２期間とでそれぞれ２つに区分されている。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な長さを得にくい。

よって、期間τ４が短くなる６０°近傍では第２の二相変調方式を採用し、期間τ６が短くなる０°近傍では第１の二相変調方式を採用することが望ましい。

これは、いずれの二相変調方式でも、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外では、単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の二種のみが採用されていることを利用している。つまり、第１の二相変調方式では、キャリアＣ１の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ０が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はキャリアＣ１の一周期において二つに区分されるだけで済む。

他方、第２の二相変調方式では、キャリアＣ１の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ７が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はキャリアＣ１の一周期において二つに区分されるだけで済む。

これらを一般化して述べると下記のようになる：
(i)第１の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊は、一対の電流経路のそれぞれにおける上アーム側のスイッチ（上述の例示、即ち０≦φ≦π／３の場合にはスイッチＱｗｐ，Ｑｖｐ）が、キャリアＣ１の一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点（上述の例示では信号波Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊がいずれも零となる位相角φ＝０°）を含む第１区間において採用され；
(ii)当該一周期において全ての電流経路の上アーム側のスイッチＱｕｐ，Ｑｗｐ，Ｑｖｐが非導通する期間（零電圧ベクトルＶ０が採用される期間）が、当該一対の電流経路の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｗｐ，Ｑｖｐ）のいずれもが非導通して、他の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではＱｕｐ）が導通する期間（上述の例示では単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間）の一対に隣接して挟まれる．
(iii)第２の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊は、一対の電流経路のそれぞれにおける上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ）が、キャリアＣ１の一周期において導通する期間の総計同士が非零で等しい時点（上述の例示では信号波Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊がいずれも等しく、かつ非零となる位相角φ＝６０°）を含む第２区間において採用され；
(iv)当該一周期において全ての電流経路の上アーム側のスイッチＱｕｐ，Ｑｗｐ，Ｑｖｐが導通する期間（零電圧ベクトルＶ７が採用される期間）が、当該一対の電流経路の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｕｐ，Ｑｖｐ）のいずれもが導通して、他の上アーム側のスイッチ（上述の例示ではスイッチＱｗｐ）が非導通である期間（上述の例示では単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間）の一対に隣接して挟まれる．
(v)そして上記(i)〜(iv)で説明される電圧指令群に対応してスイッチング信号Ｓｙｐ，Ｓｙｎが決定される。

なお、第１区間の長さ、第２区間の長さは、電流検出に必要な長さに応じて、適宜に決定できる。但し第１区間と第２区間とは排他的でなければならないのは当然である。

このように、第１の二相変調方式と第２の二相変調方式とを位相角φに応じて使い分けることにより、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行うことができる。よって電圧ベクトルの補償を必要とすることも無く、出力歪やスイッチング損失の増大が回避される。

なお、波形の対称性から、０≦φ≦π／３以外で位相角φが採り得る他の範囲についても上記(i)〜(v)で説明できることは明白である。

Ｄ．第２の実施の形態．
本実施の形態では、第２区間において上記(iii),(iv)を満足する、第２の二相変調方式とは異なった、第３の二相変調方式を提案する。

図７は第３の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ２と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示す。但し、電流形コンバータ２の転流を決定する、キャリアＣ０及び通流比ｄｒｔについても併記した。

本実施の形態では、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合、第３の二相変調方式を採用する。第３の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用する。具体的には第２の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊と同じ６つの電圧指令を含む（図７では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ２＊
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｓｔ＋ΔＣ・ｄｒｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ２＊、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｓｔ＋ΔＣ・ｄｒｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｓｔ＋ΔＣ・ｄｒｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｕ２＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ２＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ２＊、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｗ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｗ２＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ２＊。

そして、０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔが得られ、これらは互いに等しい（図７ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は通流比ｄｒｔに等しい）。

但し、第３の二相変調方式で採用されるキャリアＣ２は、第２の二相変調方式で採用されるキャリアＣ１とは波形が異なる。キャリアＣ２は長さｄｒｔ・Ｔ０の第１期間において連続する部分Ｃ２ｒと、長さｄｓｔ・Ｔ０の第２期間において連続する部分Ｃ２ｓとに区分される。

部分Ｃ２ｒ，Ｃ２ｓのそれぞれは対称三角波であり、部分Ｃ２ｒは極大値を採り、部分Ｃ２ｓは極小値を採り、この極大値と極小値とはいずれも値（Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ）（＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ）に等しい。

部分Ｃ２ｒ，Ｃ２ｓ同士は不連続である。具体的にはキャリアＣ２が部分Ｃ２ｓにおいて極小値を採った後に増大してキャリアＣ２の最大値Ｃｍａｘに至ると、キャリアＣ２はその最小値Ｃｍｉｎまで立ち下り、部分Ｃ２ｒにおいて極大値を採るまで増大を続ける。キャリアＣ２が部分Ｃ２ｒにおいて極大値を採った後に減少してキャリアＣ２の最小値Ｃｍｉｎに至ると、キャリアＣ２はその最大値Ｃｍａｘまで立ち上がり、部分Ｃ２ｓにおいて極小値を得るまで減少を続ける。

換言するとキャリアＣ２が呈する三角波は、その周期Ｔ０一つ当たり（一周期当たり）において、最大値Ｃｍａｘおよび最小値Ｃｍｉｎをそれぞれ二回ずつ呈する。キャリアＣ２は、第２期間から第１期間へと遷移する第１の時点で最大値Ｃｍａｘから最小値Ｃｍｉｎへ切り替わる。キャリアＣ２は、第１期間から第２期間へと遷移する第２の時点で最小値Ｃｍｉｎから最大値Ｃｍａｘへ切り替わる。また、キャリアＣ２は一周期当たりにおいて、値が等しい極大値及び極小値をそれぞれ一回ずつ呈する。

キャリアＣ２が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔよりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔよりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ２が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ２＊よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ２が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ２＊よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。このような電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ２との比較は、第２の二相変調方式における電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較と同じである。

キャリアＣ２の部分Ｃ２ｒは、キャリアＣ１のうち第１期間にある波形を、第１期間の中央で分離して前後を入れ替えた形状を呈する。またキャリアＣ２の部分Ｃ２ｓは、キャリアＣ１のうち第２期間にある波形を、第２期間の中央で分離して前後を入れ替えた形状を呈する。

以上のことから、第３の二相変調方式においてスイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は、第２の二相変調方式と同様に式（２８）で計算される。よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ２との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては上述のように第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔと第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔが互いに等しいので、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

以上のように、第３の二相変調方式も、第２の二相変調方式と同様に第２区間で(iii），(iv)を満足することができる。よって本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第２の二相変調方式では、第１期間と第２期間との境界は、電圧形インバータ４で単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間にあるので、いわゆる零電流スイッチングが実現されない。しかしながら第３の二相変調方式では、当該境界は、電圧形インバータ４で単位電圧ベクトルＶ７が採用される期間にあるので、いわゆる零電流スイッチングが実現される。

Ｅ．第３の実施の形態．
本実施の形態では、第２区間において上記(iii),(iv)を満足する、第２の二相変調方式および第３の二相変調方式のいずれとも異なった、第４の二相変調方式を提案する。

図８は第４の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、電流形コンバータ２の転流を決定する、キャリアＣ０及び通流比ｄｒｔについても併記した。

本実施の形態では、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合、第４の二相変調方式を採用する。第４の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用するが、第２の二相変調方式や第３の二相変調方式で採用されるものとは異なる。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は次の６つの電圧指令を含む（図８では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ２＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｖ２＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｗ２＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｔ−ｄｓｔ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｔ−ｄｓｔ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｖ２＊）、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｔ−ｄｓｔ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｗ２＊）。

そして、０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ２＊）は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊）は最大値Ｃｍａｘに等しい（図８ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、第１電圧指令、第４電圧指令は，それぞれ値０，１を採る）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ２＊）より大きく、かつ第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｖ２＊）より大きく、かつ第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｖ２＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｗ２＊）より大きく、かつ第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｗ２＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（２９）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｙ２＊）｝−｛Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｙ２＊）｝］×Ｔ０／ΔＣ＝Ｖｙ２＊・Ｔ０…（２９）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては上述のように第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ２＊）は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ２＊）は最大値Ｃｍａｘに等しいので、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

以上のように、第４の二相変調方式も、第２の二相変調方式と同様に第２区間で(iii），(iv)を満足することができる。よって本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第４の二相変調方式では、第３の二相変調方式と同様に、いわゆる零電流スイッチングが実現される。しかも第４の二相変調方式で採用されるキャリアＣ１は、第３の二相変調方式で採用されたキャリアＣ２よりも波形が単純であって生成しやすい。またキャリアＣ１はキャリアＣ０と共用されることができる。

Ｆ．第４の実施の形態．
本実施の形態では、第１区間において上記(i),(ii)を満足する、第１の二相変調方式とは異なった、第５の二相変調方式を提案する。

図９は第５の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ２と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、電流形コンバータ２の転流を決定する、キャリアＣ０及び通流比ｄｒｔについても併記した。

本実施の形態では、位相角φが０°より大きく０°に近い場合、第５の二相変調方式を採用する。第５の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ１＊に基づいて第１の二相変調方式で採用されるものを採用する。具体的には第１の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊と同じ６つの電圧指令を含む（図９では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｔ−ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｕ１＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｔ−ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ１＊、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｔ−ｄｓｔ・（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ１＊。

０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ１は最大値Ｃｍａｘに等しい（図９ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、第３電圧指令、第６電圧指令は，それぞれ値０，１を採る）。

そして、キャリアＣ２が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｕ１＊よりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｕ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ２が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｖ１＊よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｖ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ２が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・Ｖｗ１＊よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・Ｖｗ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。

第５の二相変調方式では、第３の二相変調方式と同様にしてキャリアＣ２を採用するので、第５の二相変調方式においてスイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は、第１の二相変調方式と同様に式（２７）で計算される。よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ２との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては上述のように第３電圧指令が最小値Ｃｍｉｎに等しく、第６電圧指令は最大値Ｃｍａｘに等しいので、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

以上のように、第５の二相変調方式も、第１の二相変調方式と同様に第１区間で(i），(ii)を満足することができる。よって本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第５の二相変調方式では、第１期間と第２期間との境界（つまり電流形コンバータ２が転流するタイミング）は、電圧形インバータ４で単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間にあるので、いわゆる零電流スイッチングが実現されない。しかし換言すれば、第１区間という期間τ６が短い期間であっても、通流比ｄｒｔで決定される電流形コンバータ２が転流するタイミングでリンク電流Ｉｄｃを測定することで、相電流を検出しやすくなる。

これは特に、第２区間において第２の二相変調方式（図６参照）を採用することで、より有利な効果となる。第２の二相変調方式においては、第２区間という期間τ４が短い期間であっても、通流比ｄｒｔで決定される電流形コンバータ２が転流するタイミングでリンク電流Ｉｄｃを測定することで、相電流を検出しやすくなる。つまり、第１区間であれ第２区間であれ、採用される期間が短くなる単位電圧ベクトルについて、同じタイミング、具体的には電流形コンバータ２が転流するタイミングで相電流を検出しやすくなる。

Ｇ．第５の実施の形態．
本実施の形態では、第１区間において上記(i),(ii)を満足する、第１の二相変調方式および第５の二相変調方式のいずれとも異なった、第６の二相変調方式を提案する。

図１０は第６の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、電流形コンバータ２の転流を決定する、キャリアＣ０及び通流比ｄｒｔについても併記した。

本実施の形態では、位相角φが０°より大きく０°に近い場合、第６の二相変調方式を採用する。第６の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊は信号波群Ｖ１＊に基づいて生成される。具体的には次の６つの電圧指令を含む（図１０では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ１＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｔ＋ΔＣ・ｄｓｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ１＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｖ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｖ１＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｔ＋ΔＣ・ｄｓｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｖ１＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｗ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｗ１＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｔ＋ΔＣ・ｄｓｔ）＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｗ１＊）、
第４電圧指令；Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊）
＝Ｃｍａｘ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖｕ１＊）＋Ｃｍｉｎ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊）、
第５電圧指令；Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊）
＝Ｃｍａｘ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖｖ１＊）＋Ｃｍｉｎ・ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊）、
第６電圧指令；Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｗ１＊）
＝Ｃｍａｘ・（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖｗ１＊）＋Ｃｍｉｎ・ｄｓｔ・（１−Ｖｗ１＊）。

そして、０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔが得られ、これらは互いに等しい（図１０ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は通流比ｄｒｔに等しい）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｕ１＊）より大きく、かつ第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｕ１＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｖ１＊）より大きく、かつ第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｖ１＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｗ１＊）より大きく、かつ第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｗ１＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３０）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔ・（１−Ｖｙ１＊）｝−｛Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔ・（１−Ｖｙ１＊）｝］×Ｔ０／ΔＣ＝Ｖｙ１＊・Ｔ０…（３０）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては上述のように第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｔと第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｓｔが互いに等しいので、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

以上のように、第６の二相変調方式も、第１の二相変調方式、第５の二相変調と同様に第１区間で(i），(ii)を満足することができる。よって本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第６の二相変調方式では、第５の二相変調方式と同様に、いわゆる零電流スイッチングが実現されない。しかし第４の実施の形態でも説明したように、第１区間という期間τ６が短い期間であっても、通流比ｄｒｔで決定される電流形コンバータ２が転流するタイミングでリンク電流Ｉｄｃを測定することで、相電流を検出しやすくなる。

そしてこれは特に、第２区間において第２の二相変調方式（図６参照）を採用することで、より有利な効果となることも、第４の実施の形態で説明した通りである。

また、第１の二相変調方式と同様に、第６の二相変調方式で採用されるキャリアＣ１は、第５の二相変調方式で採用されたキャリアＣ２よりも波形が単純であって生成しやすい。またキャリアＣ１はキャリアＣ０と共用されることができる。

Ｈ．二相変調方式の組み合わせ．
第１区間においては第１の二相変調方式、第５の二相変調方式、第６の二相変調方式を採用することができる。また第２区間においては第２の二相変調方式、第３の二相変調方式、第４の二相変調方式を採用することができる。

第１の実施の形態では第１の区間において第１の二相変調方式を採用し、第２の区間において第２の二相変調方式を採用する場合を例示した。第２の実施の形態では第２の区間において第３の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第１の区間において第１の二相変調方式、第５の二相変調方式、第６の二相変調方式のいずれかを採用することができる。同様に、第３の実施の形態では第２の区間において第４の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第１の区間において第１の二相変調方式、第５の二相変調方式、第６の二相変調方式のいずれかを採用することができる。

あるいは第４の実施の形態では第１の区間において第５の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第２の区間において第２の二相変調方式、第３の二相変調方式、第４の二相変調方式のいずれかを採用することができる。同様に、第５の実施の形態では第１の区間において第６の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第２の区間において第２の二相変調方式、第３の二相変調方式、第４の二相変調方式のいずれかを採用することができる。

そしてこのような二相変調方式の組み合わせは、上述の(i)〜(iv)を満足するので、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大を回避できる。

特に、第１区間において第１の二相変調方式を採用し、第２区間において第２の二相変調方式あるいは第３の二相変調方式を採用することは、零電流スイッチングを行える観点で望ましい。

また、第１区間において第１の二相変調方式あるいは第６の二相変調方式を採用し、第２区間において第２の二相変調方式あるいは第４の二相変調方式を採用することは、キャリアＣ１という波形が単純なキャリアＣ１を採用できる観点で望ましい。またこの場合、キャリアＣ１をキャリアＣ０と共用することができる観点でも望ましい。

また、第１区間において第５の二相変調方式あるいは第６の二相変調方式を採用し、第２区間において第２の二相変調方式を採用することは、相電流を検出するタイミングを第１区間と第２区間とで異ならせる必要が無い観点で望ましい。

Ｉ．直接形交流電力変換装置の第２の構成．
図１１は、以下の第６〜第１０の実施の形態において説明される制御装置８と、制御装置８の制御対象となる直接形交流電力変換装置２００の構成を示す回路図である。

ここで例示される直接形交流電力変換装置２００は単相全波整流を行う整流回路１２と、電力バッファ回路９と、ＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータ４と、整流回路１２及び電力バッファ回路９と電圧形インバータ４とを結ぶ直流リンク７とを備えている。かかる構成それ自体は特許文献３や非特許文献３等で公知である。

整流回路１２の入力側は、単相交流電源１０と接続されている。整流回路１２と電力バッファ回路９とは、電圧形インバータ４に対し、直流リンク７として機能する直流母線ＬＨ，ＬＬによって相互に並列に接続される。直流母線ＬＨには直流母線ＬＬよりも高い電位が印加される。

整流回路１２はブリッジ回路を構成するダイオードＤ２１〜Ｄ２４を備えている。整流回路１２は単相交流電源１０から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）に変換し、これを直流母線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。整流回路１２は単相交流電源１０から電流ｉｒｅｃを入力する。

電圧形インバータ４の構成及び動作は第１から第５の実施の形態におけるそれらと同じであるので、ここでは説明を省略する。

電力バッファ回路９はコンデンサ９０、放電回路９１、充電回路９２を有し、直流母線ＬＨ，ＬＬとの間で電力を授受する。充電回路９２は整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサ９０を充電する。放電回路９１はコンデンサ９０を放電する。

放電回路９１はダイオードＤ９２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサ９０に対して直流母線ＬＨ側で、直流母線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。トランジスタＳｃとダイオードＤ９２とは纏めて一つのスイッチＳｃとして把握することができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサ９０が放電して直流母線ＬＨ，ＬＬ間へと電力を授与する。スイッチＳｃは制御装置６からの信号ＳＳｃによってその開閉が制御される。

充電回路９２は、例えばダイオードＤ９０と、リアクトルＬ９と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｌとを含んでいる。ダイオードＤ９０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサ９０との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。トランジスタＳｌにはダイオードＤ９１が逆並列接続されており、両者を纏めて一つのスイッチＳｌとして把握することができる。

コンデンサ９０は充電回路９２により充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃ（以下「昇圧電圧Ｖｃ」とも称す）が発生する。つまり電力バッファ回路９は昇圧回路として機能し、リンク電圧Ｖｄｃへ昇圧電圧Ｖｃが寄与するか否かがスイッチＳｃによって決定される。

より具体的には、スイッチＳｃが非導通のときには整流電圧Ｖｒｅｃがリンク電圧Ｖｄｃとして採用される。スイッチＳｃが導通するときには、昇圧電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃよりも高いので、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃとして採用される。

図１２は特に電圧に着目し、整流電圧Ｖｒｅｃ及び昇圧電圧Ｖｃと、リンク電圧Ｖｄｃとの関係を模式的に示すブロック図である。整流回路１２は単相交流電圧Ｖｉｎから整流電圧Ｖｒｅｃを生成し、整流電圧ＶｒｅｃはスイッチＳ９１の一端９１ａと充電回路９２とに与えられる。充電回路９２はコンデンサ９０を昇圧電圧Ｖｃに充電し、昇圧電圧ＶｃはスイッチＳ９１の他端９１ｂに与えられる。スイッチＳ９１の共通端９１ｃは昇圧電圧Ｖｃを電圧形インバータ４に出力する。

スイッチＳ９１において共通端９１ｃと一端９１ａとが接続されることはスイッチＳｃが非導通であることに対応し、共通端９１ｃと他端９１ｂとが接続されることはスイッチＳｃが導通することに対応する。このようにリンク電圧Ｖｄｃは、整流電圧Ｖｒｅｃと昇圧電圧Ｖｃとを排他的に採用して得られる。

図１３は図１１に示された回路の、特に電流に着目した等価回路を示す回路図である。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流として等価的に表されている。

また、電圧形インバータ４において接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流母線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときに電圧形インバータ４を介して負荷３に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。また図１２では、充電回路９２を構成するリアクトルＬ９とダイオードＤ９０とスイッチＳｌとが表され、リアクトルＬ９を流れる電流ｉｌが付記されている。

このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとを導入してｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。

リンク電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和である。また電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれリンク電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。

デューティｄｒｅｃは整流回路１２が電流を電圧形インバータ４に流し得る期間を設定するデューティであるので、整流デューティｄｒｅｃと称する。またデューティｄｃは、コンデンサ９０が放電するデューティであるので、放電デューティｄｃと称する。またデューティｄｚは電圧形インバータ４においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、零デューティｄｚと称する。

なお、スイッチＳｌは充電デューティｄｌに基づいた信号ＳＳｌの活性化によって導通し、リアクトルＬ９に電流Ｉｌを流すことによってリアクトルＬ９にエネルギーを蓄積する。スイッチＳｌが非導通することでダイオードＤ９０を介してコンデンサ９０が充電される。換言すれば、コンデンサ９０を充電するデューティは充電デューティｄｌと相補的となる。

このような構成の電力バッファ回路９の動作や、図１３に示された等価回路、上述の各種デューティの具体的な設定の一例については、特許文献３、非特許文献３で詳述されているので、ここでは詳細な説明を省略する。

但し、図１１の構成、及びリンク電圧Ｖｄｃとして昇圧電圧Ｖｃが採用されるのはスイッチＳｃが導通する場合のみであることからわかるように、（等価的な）スイッチＳｒｅｃはそれ自体は能動的に機能せず、スイッチＳｃの動作によって受動的に機能する。よって電圧の観点で模式的に示された図１２のスイッチＳ９１は、電流の観点で等価的に示された図１３のスイッチＳｃ，Ｓｚを纏めたものと把握することができる。

つまり、スイッチＳ９１において、その共通端９１ｃと他端９１ｂとが接続されるデューティは放電デューティｄｃに等しく、共通端９１ｃと一端９１ａとが接続されるデューティは整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和に等しいと見ることができる。

なお、特許文献３、非特許文献３では、零デューティｄｚに対応して電流ｉｒｅｃ１，ｉｃが流れない場合を考慮してリンク電圧Ｖｄｃの平均的な値を用いており、スイッチＳ９１を用いて説明した瞬時的なリンク電圧Ｖｄｃとは異なることを付言する。

図１４は制御装置８の構成を例示するブロック図である。制御装置８は、コンバータ制御部８０、インバータ制御部３０、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０を備えている。インバータ制御部３０、変調率算出部４０、センサレスベクトル制御部５０の構成及び動作は制御装置６のそれらと同一であるので、電圧指令生成部３４の動作を除いて、ここでは詳細な説明を省略する。電圧指令生成部３４の動作は第６〜１０の実施の形態において説明される。

なお、キャリア生成部３５はキャリアＣ１，Ｃ３のいずれかを出力して比較器３６に与える。比較器３６は第１〜５の実施の形態と同様に動作する。

コンバータ制御部８０は、電流分配率生成部８１と、加算器８２と、比較器８３と、キャリア生成部８５とを有する。

電流分配率生成部８１は、諸量に基づいて、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、零デューティｄｚ、充電デューティｄｌを生成し、これらを出力する。当該諸量として、例えば昇圧電圧Ｖｃの指令値Ｖｃ＊、リンク電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ＊、単相交流電圧Ｖｉｎの回転角速度ω及び波高値Ｖｍ、電流ｉｒｅｃの波高値Ｉｍが例示される。

加算器８２は整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和を出力する。当該和は比較器８３においてキャリアＣ０と比較され、その比較された結果が信号ＳＳｃとして採用される。比較器８３は更に、充電デューティｄｌとキャリアＣ０とを比較し、その比較された結果が信号ＳＳｌとして採用される。

キャリアＣ０はキャリア生成部８５によって生成される。第１〜第５の実施の形態と同様に、キャリアＣ０は周期Ｔ０、最小値０、最大値１の対称三角波を採用する。つまりキャリア生成部８５はキャリア生成部２５と同じ構成を採用することができる。

電圧指令生成部３４には放電デューティｄｃ及び零デューティｄｚが入力される。上述のようにｄｒｅｃ＋ｄｃ＋ｄｚ＝１の関係があるので、零デューティｄｚに代えて整流デューティｄｒｅｃを電圧指令生成部３４に入力しても良い。

制御装置８も制御装置６と同様に、マイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置８はこれに限らず、制御装置８によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

Ｊ．第６の実施の形態．
図１５及び図１６はいずれも、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し図１３で示された（等価的な）スイッチＳｒｅｃ，Ｓｚ及び放電回路１３のスイッチＳｃの動作、及びこれらの動作を決定する、キャリアＣ０及び二つのデューティについても併記した。本実施の形態ではキャリアＣ１は対称三角波である。但し図１５及び図１６では簡単のため、キャリアＣ１の最大値及び最小値をそれぞれＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した。

スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのオン／オフはそれぞれのグラフの高／低で示される。キャリアＣ１の周期Ｔ０は、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃ、零デューティｄｚの比によって分割される。

上述のように整流デューティｄｒｅｃは放電デューティｄｃ、零デューティｄｚによって受動的に決定される。そこでキャリアＣ０の比較対象として、放電デューティｄｃを１から引いた値を放電補デューティ（１−ｄｃ）（これはスイッチＳｃが非導通となるデューティであって整流デューティｄｒｅｃと零デューティｄｚとの和に等しい）と称し、これを採用する。

図１５及び図１６はそれぞれ第１の実施の形態で示された図５及び図６に対応する。即ち、図１５は期間τ６が短くなる０°近傍で採用される第７の二相変調方式の動作を示す。第７の二相変調方式も、第１の二相変調方式と同様に、キャリアＣ１の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ０が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間はキャリアＣ１の一周期において二つに区分されるだけで済む。

図１６は期間τ４が短くなる６０°近傍で採用される第８の二相変調方式の動作を示す。第８の二相変調方式も、第２の二相変調方式と同様に、キャリアＣ１の一周期において二回現れる零電圧ベクトルＶ７が採用される期間が、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間で隣接して挟まれることにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はその残りの期間で発生することとなる。これにより、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間はキャリアＣ１の一周期において二つに区分されるだけで済む。

以下、上述のように単位電圧ベクトルが配置され、上述の(i)〜(iv)を得るために必要な電圧指令群Ｖ＊＊について、第７の二相変調方式（図１５参照）及び第８の二相変調方式（図１６参照）のそれぞれについて詳述する。

図１５は第７の二相変調方式が採用される場合についてのグラフであり、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示す。但し、キャリアＣ０並びに放電補デューティ（１−ｄｃ）及び整流デューティｄｒｅｃについても併記した。

周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），ｔｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０）、一対の期間ｔｚ／２（＝ｄｚ・Ｔ０／２）によって分割される。即ち、キャリアＣ０が放電補デューティ（１−ｄｃ）以上となる期間が期間ｔｃであり、キャリアＣ０が整流デューティｄｒｅｃ以下となる期間が期間ｔｒｅｃであり、キャリアＣ０が整流デューティｄｒｅｃ以上で放電補デューティ（１−ｄｃ）以下となる期間が一対の期間ｔｚ／２として存在する。

第７の二相変調方式において、期間ｔｃは直接形交流電力変換装置１００の電流形コンバータ２について説明された第２期間に対応する。期間ｔｒｅｃと一対の期間ｔｚ／２は纏めて、電流形コンバータ２について説明された第１期間に対応する。このような対応を考えると、電流形コンバータ２について説明された第１状態及び第２状態は、それぞれスイッチＳｃが非導通の状態及び導通の状態に、それぞれ対応する。よって第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わると把握することができる。

このような切り替わりのタイミングは、上述の様に、キャリアＣ０と放電デューティｄｃ、より具体的には放電補デューティ（１−ｄｃ）とで決定される。この放電デューティｄｃをどのように設定することが望ましいかについては特許文献３や非特許文献３で公知であるので、ここでは説明を省略する。

第７の二相変調方式は、位相角φが６０°未満であって０°に近い場合に採用されるので、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ１＊に基づいて生成されるものを採用する。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、変動幅ΔＣ＝Ｃｍａｘ−Ｃｍｉｎを導入して、第１の二相変調と類似して下記の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｕ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｕ１＊、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｖ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｖ１＊、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｗ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｗ１＊、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｕ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ１＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｖ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ１＊
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｗ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ１＊。

なお０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第６電圧指令は最大値Ｃｍａｘに等しい（図１５ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、第３電圧指令、第６電圧指令は，それぞれ値０，１を採る）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｕ１＊よりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｖ１＊よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｗ１＊よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。ここで電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１４を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。

上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３１）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−（Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｙ１＊）｝＋｛（Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｙ１＊）−Ｃｍｉｎ｝］×Ｔ０／ΔＣ＝（１−ｄｚ）・Ｖｙ１＊・Ｔ０…（３１）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１−ｄｚ）倍が得られることになる。

ここで零デューティｄｚに対応する一対の期間ｔｚ／２では電圧形インバータ４には電流が供給されず（図１３参照）、リンク電圧Ｖｄｃが電圧形インバータ４で利用されないことに鑑みれば、第７の二相変調方式において決定されるスイッチＱｙｐの導通期間が信号波群Ｖ１＊で設定される当該導通期間の（１−ｄｚ）倍となることは問題とはならない。

なお０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

以上のようにして、第７の二相変調方式は第１の二相変調方式と同様にして、単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

図１６は第８の二相変調方式が採用される場合についてのグラフであり、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示す。但し、キャリアＣ０並びに放電補デューティ（１−ｄｃ）及び零デューティｄｚについても併記した。

第８の二相変調方式において、周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），一対の期間ｔｒｅｃ／２（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０／２）、一対の期間ｔｚ（＝ｄｚ・Ｔ０）によって分割される。期間ｔｃはキャリアＣ０が放電補デューティ（１−ｄｃ）以上となる期間であり、第７の二相変調方式において採用された期間ｔｃと同じである。他方、キャリアＣ０が零デューティｄｚ以下となる期間が期間ｔｚであり、キャリアＣ０が零デューティｄｚ以上で放電補デューティ（１−ｄｃ）以下となる期間が一対の期間ｔｒｅｃ／２として存在する。

第８の二相変調方式においても期間ｔｃは直接形交流電力変換装置１００の電流形コンバータ２について説明された第２期間に対応するが、第１期間に対応するのは、期間ｔｚと一対の期間ｔｒｅｃ／２との纏まりである。このような対応を考えると、電流形コンバータ２について説明された第１状態及び第２状態は、それぞれスイッチＳｃが非導通の状態及び導通の状態に、それぞれ対応する。よって第８の二相変調方式においても、第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わる、と把握することができる。

第８の二相変調方式は、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合に採用されるので、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用する。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は、変動幅ΔＣ＝Ｃｍａｘ−Ｃｍｉｎを導入して、下記の６つの電圧指令を含む：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｃ−ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊、
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｕ２＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｃ−ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｖ２＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｃ−ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊、
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｗ２＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｅｃ−ｄｚ−ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ２＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｅｃ−ｄｚ−ｄｃ・（１−Ｖｖ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ２＊、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｅｃ−ｄｚ−ｄｃ・（１−Ｖｗ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ２＊。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｕ２＊）よりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｖ２＊）よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｗ２＊）よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。ここで電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１４を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。

上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３２）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−（Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｙ２＊）｝＋｛（Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｙ２＊））−Ｃｍｉｎ｝］×Ｔ０／ΔＣ
＝［（１−ｄｚ）Ｖｙ２＊＋ｄｚ］・Ｔ０…（３２）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１−ｄｚ）倍と期間ｔｚとの和が得られることになる。

ここで零デューティｄｚに対応する期間ｔｚでは電圧形インバータ４には電流が供給されず（図１３参照）、リンク電圧Ｖｄｃが電圧形インバータ４で利用されないことに鑑みれば、第８の二相変調方式において決定されるスイッチＱｙｐの導通期間が信号波群Ｖ２＊で設定される当該導通期間に対して上述の様に相違することは問題とはならない。

なお０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令及び第４電圧指令はいずれも値Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｃ）に等しくなり（図１６ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は放電補デューティ（１−ｄｃ）に等しい）、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

以上のようにして、第８の二相変調方式は第２の二相変調方式と同様にして、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

以上のように電圧指令群Ｖ＊＊を設定することにより、上記(i)〜(iv)が満足されることになる。

第７の二相変調方式では、スイッチＳｃが切り替わるタイミングが、電圧形インバータ４の動作に零電圧ベクトルＶ０が採用される期間に含まれる。これはスイッチＳｃのスイッチング損失を回避する点で望ましい。

Ｋ．第７の実施の形態．
本実施の形態では、第２区間において上記(iii),(iv)を満足する、第８の二相変調方式とは異なった、第９の二相変調方式を提案する。第９の二相変調方式は第３の二相変調方式に対応する。

図１７は第９の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ３と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。

但し図１７では、キャリアＣ０並びに整流デューティｄｒｅｃ及び放電補デューティ（１−ｄｃ）についても併記した。第９の二相変調方式では第７の二相変調方式と同様に、キャリアＣ０周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），ｔｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０）、一対の期間ｔｚ／２（＝ｄｚ・Ｔ０／２）によって分割される。そして期間ｔｃは直接形交流電力変換装置１００の電流形コンバータ２について説明された第１期間に、期間ｔｒｅｃと一対の期間ｔｚ／２とは纏めて第２期間に、それぞれ対応する。よって第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わる、と把握することができる。

本実施の形態では、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合、第９の二相変調方式を採用する。第９の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用する。具体的には第８の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊と同じ６つの電圧指令を含む（図１７では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｃ−ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｕ２＊、
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｕ２＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｃ−ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｖ２＊
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｖ２＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｃ−ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｗ２＊、
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｗ２＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｅｃ−ｄｚ−ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ２＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｅｃ−ｄｚ−ｄｃ・（１−Ｖｖ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ２＊、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−ｄｒｅｃ−ｄｚ−ｄｃ・（１−Ｖｗ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ２＊。

第９の二相変調方式で採用されるキャリアＣ３は、第８の二相変調方式で採用されるキャリアＣ１と同様にキャリアＣ０の周期Ｔ０と等しい周期を有するものの、キャリアＣ１とは波形が異なる。

キャリアＣ３は長さｄｃ・Ｔ０の第１期間（これは期間ｔｃとして把握できる）において連続する部分Ｃ３ｃと、長さ（ｄｚ＋ｄｒｅｃ）・Ｔ０の第２期間（これは一対の期間ｔｒｅｃ／２と期間ｔｚとを纏めた期間として把握できる）において連続する部分Ｃ３ｒとに区分される。

部分Ｃ３ｃ，Ｃ３ｒのそれぞれは対称三角波であり、部分Ｃ３ｃは極小値を採り、部分Ｃ３ｒは極大値を採り、この極大値と極小値とはいずれも放電補デューティ（１−ｄｃ）に等しい。

部分Ｃ３ｃ，Ｃ３ｒ同士は不連続である。具体的にはキャリアＣ３が部分Ｃ３ｒにおいて極小値を採った後に増大してキャリアＣ３の最大値Ｃｍａｘに至ると、キャリアＣ３はその最小値Ｃｍｉｎまで立ち下り、部分Ｃ３ｒにおいて極大値を採るまで増大を続ける。キャリアＣ３が部分Ｃ３ｒにおいて極大値を採った後に減少してキャリアＣ３の最小値Ｃｍｉｎに至ると、キャリアＣ３はその最大値Ｃｍａｘまで立ち上がり、部分Ｃ３ｃにおいて極小値を得るまで減少を続ける。

換言するとキャリアＣ３が呈する三角波は、第２の実施の形態で示されたキャリアＣ２と同様に、その特徴を以下のように説明することができる。キャリアＣ３は、その周期Ｔ０一つ当たり（一周期当たり）において、最大値Ｃｍａｘおよび最小値Ｃｍｉｎをそれぞれ二回ずつ呈する。キャリアＣ３は、第２期間から第１期間へと遷移する第１の時点で最大値Ｃｍａｘから最小値Ｃｍｉｎへ切り替わる。キャリアＣ３は、第１期間から第２期間へと遷移する第２の時点で最小値Ｃｍｉｎから最大値Ｃｍａｘへ切り替わる。また、キャリアＣ３は一周期当たりにおいて、値が等しい極大値及び極小値をそれぞれ一回ずつ呈する。

キャリアＣ３が第１電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｕ２＊）よりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ３が第２電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｖ２＊）よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ３が第３電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・（（１−ｄｚ）＋（１−ｄｃ−ｄｚ）・Ｖｗ２＊）よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ２＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。

このような電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ３との比較は、第８の二相変調方式における電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較と同じである。

そして第８の二相変調方式と同様に、電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１４を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。また上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

キャリアＣ３の部分Ｃ３ｒは、キャリアＣ１のうち第１期間にある波形を、第１期間の中央で分離して前後を入れ替えた形状を呈する。またキャリアＣ３の部分Ｃ３ｃは、キャリアＣ１のうち第２期間にある波形を、第２期間の中央で分離して前後を入れ替えた形状を呈する。

以上のことから、第９の二相変調方式においてスイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は、第８の二相変調方式と同様に式（３２）で計算される。よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ３との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１−ｄｚ）倍と期間ｔｚとの和が得られることになる。

なお０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令及び第４電圧指令はいずれも値Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｃ）に等しくなる（図１７ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、これらの値は放電補デューティ（１−ｄｃ）に等しい）ので、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

以上のように、第９の二相変調方式も、第８の二相変調方式と同様に第２区間で(iii），(iv)を満足することができる。よって本実施の形態でも第７の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第８の二相変調方式では、第１期間と第２期間との境界は、電圧形インバータ４で単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間にある。これに対して、第９の二相変調方式では、スイッチＳｃが切り替わるタイミングが、電圧形インバータ４の動作に零電圧ベクトルＶ７が採用される期間に含まれる。よってスイッチＳｃのスイッチング損失を回避する点では第８の二相変調方式よりも第９の二相変調方式の方が望ましい。

他方、キャリアＣ３よりもキャリアＣ１の波形の方が単純であるので、キャリア生成部８５の機能や構成を簡単にする観点では第９の二相変調方式よりも第８の二相変調方式の方が望ましい。

Ｌ．第８の実施の形態．
本実施の形態では、第２区間において上記(iii),(iv)を満足する、第８の二相変調方式および第９の二相変調方式のいずれとも異なった、第１０の二相変調方式を提案する。

図１８は第１０の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示す。

但し図１８では、キャリアＣ０並びに整流デューティｄｒｅｃ及び放電補デューティについても併記した。第１０の二相変調方式でも第７の二相変調方式と同様に、キャリアＣ０周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），ｔｒｅｃ（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０）、一対の期間ｔｚ／２（＝ｄｚ・Ｔ０／２）によって分割される。そして期間ｔｃは第１期間に、期間ｔｒｅｃと一対の期間ｔｚ／２とは纏めて第２期間に、それぞれ対応する。よって第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わる、と把握することができる。

本実施の形態では、位相角φが６０°未満であって６０°に近い場合、第１０の二相変調方式を採用する。第１０の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ２＊に基づいて生成されるものを採用するが、第８の二相変調方式や第９の二相変調方式で採用されるものとは異なる。具体的には電圧指令群Ｖ＊＊は次の６つの電圧指令を含む（図１８では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｕ２＊）、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｖ２＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｗ２＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１―Ｖｖ２＊）
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ２＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ２＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｗ２）＊。

そして、０≦φ≦π／３においては式（１６）で示されるようにＶｕ２＊＝１であるので、第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ２＊）は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊）は最大値Ｃｍａｘに等しい（図１８ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、第１電圧指令、第４電圧指令は，それぞれ値０，１を採る）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｕ２＊）より大きく、かつ第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｕ２＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｖ２＊）より大きく、かつ第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｖ２＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｗ２＊）より大きく、かつ第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｗ２＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。

第８の二相変調方式と同様に、電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１４を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。また上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３３）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｙ２＊）｝−｛Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・（１−Ｖｙ２＊）｝］×Ｔ０／ΔＣ
＝［（１−ｄｚ）Ｖｙ２＊＋ｄｚ］・Ｔ０…（３３）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、第８の二相変調方式と同様に、信号波群Ｖ２＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１−ｄｚ）倍と期間ｔｚとの和が得られることになる。

そして第８の二相変調方式について説明したのと同様にして、第１０の二相変調方式において決定されるスイッチＱｙｐの導通期間も、信号波群Ｖ２＊で設定される当該導通期間に対して上述の様に相違することは問題とはならない。

以上のようにして、第１０の二相変調方式は第２の二相変調方式や第８の二相変調方式と同様にして、単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間は第１期間及び第２期間においてそれぞれ連続する期間として得られる。よって単位電圧ベクトルＶ４が採用される期間において、リンク電流Ｉｄｃを測定するために必要な期間を得やすい。

なお０≦φ≦π／３においては第１電圧指令は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第４電圧指令は最大値Ｃｍａｘに等しいので、スイッチング信号Ｓｕｐは活性が維持される。

以上のように、第１０の二相変調方式も、第８の二相変調方式と同様に第２区間で(iii），(iv)を満足することができる。よって本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

そして第１０の二相変調方式では第９の二相変調方式と同様に、スイッチＳｃが切り替わるタイミングが、電圧形インバータ４の動作に零電圧ベクトルＶ７が採用される期間に含まれる。よってスイッチＳｃのスイッチング損失を回避する点では第８の二相変調方式よりも第１０の二相変調方式の方が望ましい。

しかも、キャリアＣ３よりもキャリアＣ１の波形の方が単純であるので、キャリア生成部８５の機能や構成を簡単にする観点では第９の二相変調方式よりも第１０の二相変調方式の方が望ましい。

Ｍ．第９の実施の形態．
本実施の形態では、第１区間において上記(i),(ii)を満足する、第６の二相変調方式とは異なった、第１１の二相変調方式を提案する。

図１９は第１１の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ３と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、キャリアＣ０並びに放電補デューティ（１−ｄｃ）及び零デューティｄｚについても併記した。

第１１の二相変調方式において、周期Ｔ０は期間ｔｃ（＝ｄｃ・Ｔ０），一対の期間ｔｒｅｃ／２（＝ｄｒｅｃ・Ｔ０／２）、一対の期間ｔｚ（＝ｄｚ・Ｔ０）によって分割される。期間ｔｃはキャリアＣ０が放電補デューティ（１−ｄｃ）以上となる期間であり、第７の二相変調方式において採用された期間ｔｃと同じである。他方、キャリアＣ０が零デューティｄｚ以下となる期間が期間ｔｚであり、キャリアＣ０が零デューティｄｚ以上で放電補デューティ（１−ｄｃ）以下となる期間が一対の期間ｔｒｅｃ／２として存在する。

第１１の二相変調方式においても期間ｔｃは第１期間に対応し、期間ｔｚと一対の期間ｔｒｅｃ／２との纏まりが第２期間に対応する。よって第８の二相変調方式と同様、第１期間と第２期間との境界において、昇圧電圧Ｖｃがリンク電圧Ｖｄｃに採用されるか否かが切り替わる、と把握することができる。

本実施の形態では、位相角φが０°より大きく０°に近い場合、第１１の二相変調方式を採用する。第１１の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊として信号波群Ｖ１＊に基づいて第７の二相変調方式で採用されるものを採用する。具体的には第７の二相変調方式で採用される電圧指令群Ｖ＊＊と同じ６つの電圧指令を含む（図１９では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｕ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｕ１＊、
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｖ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｖ１＊、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・Ｖｗ１＊
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｗ１＊、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｕ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ１＊、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｖ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ１＊
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・（１−（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・（１−Ｖｗ１＊）））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ１＊。

０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第６電圧指令は最大値Ｃｍａｘに等しい（図１９ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、第３電圧指令、第６電圧指令は，それぞれ値０，１を採る）。

そして、キャリアＣ３が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｕ１＊よりも小さいときと、第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｕ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ３が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｖ１＊よりも小さいときと、第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｖ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ３が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｗ１＊よりも小さいときと、第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・Ｖｗ１＊よりも大きいときにおいて、スイッチング信号Ｓｗｐを活性化させ、スイッチＱｗｐを導通させる。ここで電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１４を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。

上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

第１１の二相変調方式では、第９の二相変調方式と同様にしてキャリアＣ３を採用する。そしてキャリアＣ３の波形は、上述の様に、キャリアＣ１のうち第１期間にある波形を、第１期間の中央で分離して前後を入れ替えた形状を呈する。またキャリアＣ３の部分Ｃ３ｃは、キャリアＣ１のうち第２期間にある波形を、第２期間の中央で分離して前後を入れ替えた形状を呈する。

よって、第１１の二相変調方式においてスイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は、第７の二相変調方式と同様に式（３１）で計算される。よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ３との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの
導通期間の総計の（１−ｄｚ）倍が得られることになる。

なお、０≦φ≦π／３においては上述の様にＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令は最小値Ｃｍｉｎに等しく、第６電圧指令は最大値Ｃｍａｘに等しく、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

以上のように、第１１の二相変調方式も、第７の二相変調方式と同様に第１区間で(i），(ii)を満足することができる。よって本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第１１の二相変調方式では、第１期間と第２期間との境界（つまりスイッチＳｃが切り替わるタイミング）は、電圧形インバータ４で単位電圧ベクトルＶ６が採用される期間にあるので、スイッチＳｃのスイッチング損失が低減されない。しかし換言すれば、第１区間という期間τ６が短い期間であっても、スイッチＳｃが切り替わるタイミングでリンク電流Ｉｄｃを測定することで、相電流を検出しやすくなる。

これは特に、第２区間において第８の二相変調方式（図１６参照）を採用することで、より有利な効果となる。第８の二相変調方式においては、第２区間という期間τ４が短い期間であっても、スイッチＳｃが切り替わるタイミングでリンク電流Ｉｄｃを測定することで、相電流を検出しやすくなる。つまり、第１区間であれ第２区間であれ、採用される期間が短くなる単位電圧ベクトルについて、同じタイミング、具体的にはスイッチＳｃが切り替わるタイミングで相電流を検出しやすくなる。

Ｎ．第１０の実施の形態．
本実施の形態では、第１区間において上記(i),(ii)を満足する、第７の二相変調方式および第１１の二相変調方式のいずれとも異なった、第１２の二相変調方式を提案する。

図２０は第１２の二相変調方式の動作を示すグラフであって、０≦φ≦π／３において、キャリアＣ１と電圧指令群Ｖ＊＊とを比較して、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性／非活性が決定される様子を示すグラフである。但し、キャリアＣ０並びに整流補デューティ（１−ｄｃ）及び零デューティｄｚについても併記した。

本実施の形態では、位相角φが０°より大きく０°に近い場合、第１２の二相変調方式を採用する。第１２の二相変調方式でも、電圧指令群Ｖ＊＊は信号波群Ｖ１＊に基づいて生成される。具体的には次の６つの電圧指令を含む（図２０では簡単のため、Ｃｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０として示した）：
第１電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ１＊））
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｕ１＊）、
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（（１−ｄｃ）−（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｕ１＊）
第２電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ１＊））
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｖ１＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（（１−ｄｃ）−（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｖ１＊）、
第３電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ１＊））
＝Ｃｍａｘ−（ΔＣ・ｄｒｅｃ＋ΔＣ・ｄｃ）＋ΔＣ・ｄｒｅｃ・（１−Ｖｗ１＊）
＝Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（（１−ｄｃ）−（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｗ１＊）、
第４電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｕ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｕ１＊）、
第５電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｖ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｖ１＊）、
第６電圧指令；Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ＋ΔＣ・（ｄｒｅｃ＋ｄｚ＋ｄｃ・Ｖｗ１＊）
＝Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｗ１＊）。

そして、０≦φ≦π／３においては式（９）で示されるようにＶｗ１＊＝０であるので、第３電圧指令、第６電圧指令はいずれも値（Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ）に等しい（図２０ではＣｍａｘ＝１，Ｃｍｉｎ＝０の場合を例示しているので、この値は放電補デューティ（１−ｄｃ）に等しい）。

そして、キャリアＣ１が第１電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（（１−ｄｃ）−（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｕ１＊）より大きく、かつ第４電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｕ１＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｕｐを活性化させ、スイッチＱｕｐを導通させる。キャリアＣ１が第２電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（（１−ｄｃ）−（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｖ１＊）より大きく、かつ第５電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｖ１＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。キャリアＣ１が第３電圧指令Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（（１−ｄｃ）−（１−ｄｚ−ｄｃ）・Ｖｗ１＊）より大きく、かつ第６電圧指令Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｗ１＊）よりも小さいときにおいて、スイッチング信号Ｓｖｐを活性化させ、スイッチＱｖｐを導通させる。ここで電圧指令群Ｖ＊＊を整流デューティｄｒｅｃを用いない形式で示したのは、図１４を参照して、電圧指令生成部３４には整流デューティｄｒｅｃが入力しないからである。

上記の第１電圧指令乃至第６電圧指令について等式で示される関係から、電圧指令群Ｖ＊＊を零デューティｄｚを用いずに示すことができるのは明白である。

スイッチング信号Ｓｙが活性化する期間は式（３４）で計算される。

［｛Ｃｍａｘ−ΔＣ・ｄｃ・（１−Ｖｙ１＊）｝−｛Ｃｍｉｎ＋ΔＣ・（ｄｚ＋ｄｒｅｃ・（１−Ｖｙ１＊））｝］×Ｔ０／ΔＣ＝（１−ｄｚ）・Ｖｙ１＊・Ｔ０…（３４）。

よって上述のように電圧指令群Ｖ＊＊を定め、電圧指令群Ｖ＊＊とキャリアＣ１との比較によって上述のようにスイッチング信号Ｓｙｐを設定することにより、信号波群Ｖ１＊で設定されるスイッチＱｙｐの導通期間の総計の（１−ｄｚ）倍が得られることになる。

ここで零デューティｄｚに対応する一対の期間ｔｚ／２では電圧形インバータ４には電流が供給されず（図１３参照）、リンク電圧Ｖｄｃが電圧形インバータ４で利用されないことに鑑みれば、第７の二相変調方式において決定されるスイッチＱｙｐの導通期間が信号波群Ｖ１＊で設定される当該導通期間の（１−ｄｚ）倍となることは問題とはならない。

なお０≦φ≦π／３においては上述のように第３電圧指令と第６電圧指令とが互いに等しいので、スイッチング信号Ｓｗｐは非活性が維持される。

以上のように、第１２の二相変調方式も、第７の二相変調方式、第１１の二相変調と同様に第１区間で(i），(ii)を満足することができる。よって本実施の形態でも第６の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第１２の二相変調方式では、第１１の二相変調方式と同様に、スイッチＳｃのスイッチング損失が低減されない。しかし第９の実施の形態でも説明したように、第１区間という期間τ６が短い期間であっても、スイッチＳｃが切り替わるタイミングでリンク電流Ｉｄｃを測定することで、相電流を検出しやすくなる。

そしてこれは特に、第２区間において第８の二相変調方式（図１６参照）を採用することで、より有利な効果となることも、第９の実施の形態で説明した通りである。

また、第７の二相変調方式と同様に、第１２の二相変調方式で採用されるキャリアＣ１は、第１１の二相変調方式で採用されたキャリアＣ３よりも波形が単純であって生成しやすい。またキャリアＣ１はキャリアＣ０と共用されることができる。

Ｏ．二相変調方式の組み合わせ．
第１区間においては第７の二相変調方式、第１１の二相変調方式、第１２の二相変調方式を採用することができる。また第２区間においては第８の二相変調方式、第９の二相変調方式、第１０の二相変調方式を採用することができる。

第６の実施の形態では第１の区間において第７の二相変調方式を採用し、第２の区間において第８の二相変調方式を採用する場合を例示した。第７の実施の形態では第２の区間において第９の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第１の区間において第７の二相変調方式、第１１の二相変調方式、第１２の二相変調方式のいずれかを採用することができる。同様に、第８の実施の形態では第２の区間において第１０の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第１の区間において第７の二相変調方式、第１１の二相変調方式、第１２の二相変調方式のいずれかを採用することができる。

あるいは第９の実施の形態では第１の区間において第１１の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第２の区間において第８の二相変調方式、第９の二相変調方式、第１０の二相変調方式のいずれかを採用することができる。同様に、第１０の実施の形態では第１の区間において第１２の二相変調方式を採用する場合を例示したが、この場合、第２の区間において第８の二相変調方式、第９の二相変調方式、第１０の二相変調方式のいずれかを採用することができる。

そしてこのような二相変調方式の組み合わせは、上述の(i)〜(iv)を満足するので、ベクトルパターンを維持する期間を本来維持すべき期間よりも延長することなく電流検出を行えるようにし、以て出力歪やスイッチング損失の増大を回避できる。

特に、第１区間において第７の二相変調方式を採用し、第２区間において第８の二相変調方式あるいは第９の二相変調方式を採用することは、スイッチＳｃのスイッチング損失が低減される観点で望ましい。

また、第１区間において第７の二相変調方式あるいは第１２の二相変調方式を採用し、第２区間において第８の二相変調方式あるいは第１０の二相変調方式を採用することは、キャリアＣ１という波形が単純なキャリアＣ１を採用できる観点で望ましい。またこの場合、キャリアＣ１をキャリアＣ０と共用することができる観点でも望ましい。

また、第１区間において第１１の二相変調方式あるいは第１２の二相変調方式を採用し、第２区間において第８の二相変調方式を採用することは、相電流を検出するタイミングを第１区間と第２区間とで異ならせる必要が無い観点で望ましい。

Ｐ．第１〜第６の二相変調方式と第７〜第１２の二相変調方式との比較．
第１〜第５の実施の形態で説明された第１〜第６の二相変調方式は、リンク電圧Ｖｄｃの供給源として電流形コンバータ２を備える直接形交流電力変換装置１００に採用される。第６〜第１０の実施の形態で説明された第７〜第１２の二相変調方式は、リンク電圧Ｖｄｃの供給源として整流回路１２及び電力バッファ回路９を備える直接形交流電力変換装置２００に採用される。よって第１〜第６の二相変調方式と第７〜第１２の二相変調方式とは、その電圧指令群Ｖ＊＊は異なるものの、共通した概念で表すことができる。以下、その共通する点と、相違する点とを比較して述べる。

(p-1) 第１の二相変調方式と第７の二相変調方式．
これら二つの二相変調方式のいずれにおいても、電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ１と比較される。キャリアＣ１は一周期当たりに最大値Ｃｍａｘおよび最小値Ｃｍｉｎをそれぞれ一回ずつ呈する。

これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ１＊の信号波Ｖｙ１＊と第１乗数との積を、キャリアＣ１の最小値Ｃｍｉｎに対して加算した値を採る、と言う点で共通する。ここで第１乗数とは、第１の二相変調方式ではΔC・ｄｒｔであり、第７の二相変調方式ではΔＣ・ｄｒｅｃであって、非負である。

またこれら二つの二相変調方式において、第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、信号波群Ｖ１＊の信号波Ｖｙ１＊と第２乗数との積を、キャリアＣ１の最大値Ｃｍａｘから減算した値を採る、と言う点で共通する。ここで第２乗数とは、第１の二相変調方式ではΔＣ・ｄｓｔであり、第７の二相変調方式ではΔＣ・ｄｃであって、非負である。

そしてスイッチング信号ＳｕｐはキャリアＣ１が第１電圧指令よりも小さいときと、第４電圧指令よりも大きいときにおいて活性化する点でもこれら二つの二相変調方式は共通する。スイッチング信号Ｓｖｐ，Ｓｗｐについても同様である。

但し、第１の二相変調方式では、第１乗数ΔC・ｄｒｔと第２乗数ΔC・ｄｓｔとの和は変動幅ΔＣ（＝Ｃｍａｘ−Ｃｍｉｎ）に等しい一方、第７の二相変調方式では、第１乗数ΔC・ｄｒｅｃと第２乗数ΔC・ｄｃとの和は変動幅ΔＣ以下となる。これは零デューティｄｚが非負であるからであり、零デューティｄｚが零であれば第７の二相変調方式でも、第１乗数ΔC・ｄｒｅｃと第２乗数ΔC・ｄｃとの和は変動幅ΔＣに等しくなる。

(p-2) 第２の二相変調方式と第８の二相変調方式．
これら二つの二相変調方式のいずれにおいても、電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ１と比較される。

これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ２＊の信号波Ｖｙ２＊と第１乗数との積をキャリアＣ１の最大値Ｃｍａｘに対して加算した値から、第１乗数及び第２乗数の和を減算した値を採る、と言う点で共通する。

ここで第２の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第１の二相変調方式でのそれらと同じであり、第８の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第７の二相変調方式でのそれらと同じである。

またこれら二つの二相変調方式において、第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、信号波群Ｖ２＊の信号波Ｖｙ２＊と第２乗数との積を、キャリアＣ１の最大値Ｃｍａｘから減算した値を採る、と言う点で共通する。

そして第２の二相変調方式と第８の二相変調方式におけるスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性化についての共通性及び第１乗数と第２乗数との和に関する相違点も、第１の二相変調方式と第７の二相変調方式における当該共通性及び相違点と同様である。

(p-3) 第３の二相変調方式と第９の二相変調方式．
第３の二相変調方式において電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ２と、第９の二相変調方式において電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ３と、それぞれ比較される。キャリアＣ２，Ｃ３はいずれも、一周期当たりに最大値Ｃｍａｘおよび最小値Ｃｍｉｎをそれぞれ二回ずつ呈し、第１の時点で最大値Ｃｍａｘから最小値Ｃｍｉｎへ切り替わり、第２の時点で最小値Ｃｍｉｎから最大値Ｃｍａｘへ切り替わり、最大値Ｃａｍｘから第２乗数を減算した値を、極大値及び極小値としてそれぞれ一回ずつ呈する点で共通する。

ここで第３の二相変調方式での第２乗数は第１の二相変調方式でのそれと同じであり、第９の二相変調方式での第２乗数は第７の二相変調方式でのそれと同じである。

第３の二相変調方式での第１時点と第９の二相変調方式での第１時点とは、第２期間から第１期間へ遷移する時点である観点で共通する。第３の二相変調方式での第２時点と第９の二相変調方式での第２時点とは、第１期間から第２期間へ遷移する時点である観点で共通する。

これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ２＊の信号波Ｖｙ２＊と第１乗数との積を最大値Ｃｍａｘに対して加算した値から、第１乗数及び第２乗数の和を減算した値を採る、と言う点で共通する。ここで第３の二相変調方式での第１乗数は第１の二相変調方式でのそれと同じであり、第９の二相変調方式での第１乗数は第７の二相変調方式でのそれと同じである。

また第３の二相変調方式と第９の二相変調方式において、第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、信号波群Ｖ２＊の信号波Ｖｙ２＊と第２乗数との積を、キャリアＣ１の最大値Ｃｍａｘから減算した値を採る、と言う点で共通する。

そして第３の二相変調方式と第９の二相変調方式におけるスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの活性化についての共通性及び第１乗数と第２乗数との和に関する相違点も、第１の二相変調方式と第７の二相変調方式における当該共通性及び相違点と同様である。

(p-4) 第４の二相変調方式と第１０の二相変調方式．
これら二つの二相変調方式のいずれにおいても、電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ１と比較される。キャリアＣ１は一周期当たりに最大値Ｃｍａｘおよび最小値Ｃｍｉｎをそれぞれ一回ずつ呈する。

これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ２＊の信号波Ｖｙ２＊を１から差し引いた値（１−Ｖｙ２＊）と第１乗数との積を最小値Ｃｍｉｎに対して加算した値を採る、と言う点で共通する。また第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、値（１−Ｖｙ２＊）と第２乗数との積を最大値Ｃｍａｘから減算した値を採る、と言う点で共通する。

ここで第４の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第１の二相変調方式でのそれらと同じであり、第１０の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第７の二相変調方式でのそれらと同じである。

そしてスイッチング信号ＳｕｐはキャリアＣ１が第１電圧指令よりも大きく、かつ第４電圧指令よりも小さいときにおいて活性化する点でもこれら二つの二相変調方式は共通する。スイッチング信号Ｓｖｐ，Ｓｗｐについても同様である。

第４の二相変調方式と第１０の二相変調方式とにおいて、第１乗数と第２乗数との和に関する相違点は、第１の二相変調方式と第７の二相変調方式における当該相違点と同様である。

(p-5) 第５の二相変調方式と第１１の二相変調方式．
第５の二相変調方式において電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ２と、第１１の二相変調方式において電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ３と、それぞれ比較される。キャリアＣ２，Ｃ３の共通性並びに第１時点及び第２時点の共通性については、上記(p-3)で述べたとおりである。

また第５の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第１の二相変調方式でのそれらと同じであり、第１１の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第７の二相変調方式でのそれらと同じである。

これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ１＊の信号波Ｖｙ１＊と第１乗数との積を最小値Ｃｍｉｎに対して加算した値を採る、という点で共通する。また第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、信号波Ｖｙ１＊と第２乗数との積を最大値Ｃｍａｘから減算した値を採る、という点で共通する。

そしてスイッチング信号ＳｕｐはキャリアＣ２，Ｃ３が第１電圧指令よりも小さいときと、第４電圧指令よりも大きいときにおいて活性化する点でもこれら二つの二相変調方式は共通する。スイッチング信号Ｓｖｐ，Ｓｗｐについても同様である。

第５の二相変調方式と第１１の二相変調方式とにおいて、第１乗数と第２乗数との和に関する相違点は、第１の二相変調方式と第７の二相変調方式における当該相違点と同様である。

(p-6) 第６の二相変調方式と第１２の二相変調方式．
これら二つの二相変調方式のいずれにおいても、電圧指令群Ｖ＊＊はキャリアＣ１と比較される。

これら二つの二相変調方式において第１電圧指令、第２電圧指令、第３電圧指令は、信号波群Ｖ１＊の信号波Ｖｙ１＊を１から差し引いた値（１−Ｖｙ１＊）と第１乗数との積を最大値Ｃｍａｘに加算した値から、第１乗数と第２乗数との和を減算した値を採る、と言う点で共通する。また第４電圧指令、第５電圧指令、第６電圧指令は、値（１−Ｖｙ１＊）と第２乗数との積を最大値Ｃｍａｘから減算した値を採る、と言う点で共通する。

第６の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第１の二相変調方式でのそれらと同じであり、第１２の二相変調方式での第１乗数及び第２乗数は第７の二相変調方式でのそれらと同じである。

そしてスイッチング信号ＳｕｐはキャリアＣ１が第１電圧指令よりも大きく、かつ第４電圧指令よりも小さいときにおいて活性化する点でもこれら二つの二相変調方式は共通する。スイッチング信号Ｓｖｐ，Ｓｗｐについても同様である。

第６の二相変調方式と第１２の二相変調方式とにおいて、第１乗数と第２乗数との和に関する相違点は、第１の二相変調方式と第７の二相変調方式における当該相違点と同様である。

(p-7)第１、第２、第４、第６の二相変調方式と、第７、第８、第１０、第１２の二相変調方式との比較．
第１、第２、第４、第６の二相変調方式において電流形コンバータ２が転流するタイミングも、第７、第８、第１０、第１２の二相変調方式においてスイッチＳｃが切り替わるタイミングも、キャリアＣ１がその最小値Ｃｍｉｎと第１乗数との和を採るときである点で、共通する。但し、上述の様に第１乗数と第２乗数との和に関する相違点が存在する。

(p-8)第３、第５の二相変調方式と、第９、第１１の二相変調方式との比較．
第３、第５の二相変調方式において電流形コンバータ２が転流するタイミングも、第９、第１１の二相変調方式においてスイッチＳｃが切り替わるタイミングも、第１の時点及び第２の時点である点で、共通する。第１の時点と第２の時点とについてのこれらの二相変調方式における共通性は上記(p-3)，(p-5)で述べたとおりである。

２ 電流形インバータ
３ 負荷
４ 電圧形インバータ
６，８ 制御装置
９ 電力バッファ回路（昇圧回路）
１２ 整流回路
Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ スイッチ
Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ ダイオード
３８ 論理演算部（スイッチング信号生成部）
３４ 電圧指令生成部
３２ 信号波生成部

Claims (12)

1. 直流電圧（Ｖｄｃ）を三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）に変換する電圧形インバータ（４）を制御する制御装置（６）であって、
   前記電圧形インバータ（４）は、
   前記直流電圧が印加される第１及び第２の直流母線（ＬＨ，ＬＬ）の間で相互に並列に接続される３つの電流経路を備え、
   前記第１の直流母線（ＬＨ）は前記第２の直流母線（ＬＬ）よりも高電位であり、
   前記電流経路の各々が、
   接続点（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   前記第１の直流母線と前記接続点との間に接続され、導通時には前記第１の直流母線から前記接続点に電流を流す上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、
   前記接続点と前記第２の直流母線との間に接続され、導通時には前記接続点から前記第２の直流母線に電流を流す下アーム側スイッチ（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）と、
   前記上アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された上アーム側ダイオード（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、
   前記下アーム側スイッチの各々に対して逆並列に接続された下アーム側ダイオード（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）と
   を有し、
   前記制御装置は、
   第１及び第２の電圧指令群に含まれる複数の電圧指令と三角波（Ｃ１，Ｃ２；Ｃ３）との比較に基づいて、前記三角波の一周期（Ｔ０）においていずれか一つの前記上アーム側スイッチの導通／非導通を維持しつつ、それぞれの前記電流経路において前記上アーム側スイッチと前記下アーム側スイッチとを相互に排他的に導通させるスイッチング信号（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を生成するスイッチング信号生成部（３８）と、
   前記第１及び第２の電圧指令群を生成する電圧指令生成部（３４）と
   を備え、
   前記第１の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ，Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が零で等しい時点（０°）を含む第１区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが非導通する期間（Ｖ０）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが非導通して他の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ４）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応し、
   前記第２の電圧指令群は、一対の前記電流経路のそれぞれにおける前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ，Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計同士が非零で等しい時点（６０°）を含み前記第１区間と排他的な第２区間において、前記一周期において全ての前記電流経路の前記上アーム側スイッチが導通する期間（Ｖ７）が当該一対の前記電流経路の前記上アーム側スイッチのいずれもが導通して他の前記上アーム側スイッチが非導通である期間（Ｖ６）の一対に隣接して挟まれる、前記スイッチング信号に対応する、インバータの制御装置。
2. 請求項１記載のインバータの制御装置であって、
   いずれもが、第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第１信号波（Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊）と、第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第２信号波（Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊）と、第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）が前記一周期において導通する期間の総計の前記一周期に対する割合を示す第３信号波（Ｖｗ１＊、Ｖｗ２＊）とを含む、第１の信号波群（Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊）及び第２の信号波群（Ｖｕ２＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ２＊）を出力する信号波生成部（３）
   を更に備え、
   前記電圧指令生成部は、前記第１の信号波群及び前記第２の信号波群に基づいて、それぞれ前記第１の電圧指令群及び前記第２の電圧指令群を生成し、
   前記第２の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波は、それぞれ、前記第１の信号波群に含まれる前記第１乃至第３信号波と位相が１８０度ずれた値を１から差し引いた値を採る、インバータの制御装置。
3. 前記第１の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   前記第１の信号波群の前記第１信号波（Vu1*）と第１乗数（ΔC・drt;ΔC・drec）との積を前記三角波(Ｃ１)の最小値（Cmin）に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・Vu1*;Cmin+ΔC・drec・Vu1*）を採る第１電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第２信号波（Vv1*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・Vv1*;Cmin+ΔC・drec・Vv1*）を採る第２電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第３信号波（Vw1*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・Vw1*;Cmin+ΔC・drec・Vw1*）を採る第３電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第１信号波と第２乗数（ΔC・dst;ΔC・dc）との積を前記三角波の最大値（Cmax）から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vu1*;Cmax-ΔC・dc・Vu1*）を採る第４電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第２信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vv1*;Cmax-ΔC・dc・Vv1*）を採る第５電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第３信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vw1*;Cmax-ΔC・dc・Vw1*）を採る第６電圧指令と
   であり、
   前記スイッチング信号は、
   前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を、前記三角波が前記第１電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第４電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を、前記三角波が前記第２電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第５電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を、前記三角波が前記第３電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第６電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記最大値から前記最小値を引いた値（ΔC=Cmax-Cmin）以下であり、
   前記三角波は一周期当たり前記最大値および前記最小値をそれぞれ一回ずつ呈する、請求項２記載のインバータの制御装置。
4. 前記第２の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   前記第２の信号波群の前記第１信号波（Vu2*）と第１乗数（ΔC・drt;ΔC・drec）との積を前記三角波（Ｃ１）の最大値（Cmax)に対して加算した値から、前記第１乗数および第２乗数（ΔC・dst;ΔC・dc）の和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・Vu2*;Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・Vu2*）を採る第１電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第２信号波（Vv2*）と前記第１乗数との積を前記最大値に対して加算した値から、前記和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・Vv2*;Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・Vv2*）を採る第２電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第３信号波（Vw2*）と前記第１乗数との積を前記最大値に対して加算した値から、前記和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・Vw2*;Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・Vw2*）を採る第３電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第１信号波と第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vu2*;Cmax-ΔC・dc・Vu2*）を採る第４電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第２信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vv2*;Cmax-ΔC・dc・Vv2*）を採る第５電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第３信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vw2*;Cmax-ΔC・dc・Vw2*）を採る第６電圧指令と
   であり、
   前記スイッチング信号は、
   前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を、前記三角波が前記第１電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第４電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を、前記三角波が前記第２電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第５電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を、前記三角波が前記第３電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第６電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記最大値から前記三角波の最小値（Cmin）を引いた値（ΔC=Cmax-Cmin）以下であり、
   前記三角波は一周期当たり前記最大値および前記最小値をそれぞれ一回ずつ呈する、請求項２記載のインバータの制御装置。
5. 前記第１の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   前記第１の信号波群の前記第１信号波（Vu1*）と第１乗数（ΔC・drt;ΔC・drec）との積を前記三角波（Ｃ２；Ｃ３）の最小値（Cmin)に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・Vu1*;Cmin+ΔC・drec・Vu1*）を採る第１電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第２信号波（Vv1*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・Vv1*;Cmin+ΔC・drec・Vv1*）を採る第２電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第３信号波（Vw1*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・Vw1*;Cmin+ΔC・drt・Vw1*）を採る第３電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第１信号波と第２乗数（ΔC・dst）との積を前記三角波の最大値（Cmax）から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vu1*;Cmax-ΔC・dc・Vu1*）を採る第４電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第２信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vv1*;Cmax-ΔC・dc・Vv1*）を採る第５電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第３信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vw1*;Cmax-ΔC・dc・Vw1*）を採る第６電圧指令と
   であり、
   前記スイッチング信号は、
   前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を、前記三角波が前記第１電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第４電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を、前記三角波が前記第２電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第５電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を、前記三角波が前記第３電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第６電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記最大値から前記最小値を引いた値（ΔC=Cmax-Cmin）以下であり、
   前記三角波は一周期当たりにおいて、
   前記最大値および前記最小値をそれぞれ二回ずつ呈し、
   第１の時点で前記最大値から前記最小値へ切り替わり、
   第２の時点で前記最小値から前記最大値へ切り替わり、
   前記最大値から前記第２乗数を減算した値（Cmax-ΔC・dst; Cmax-ΔC・dc）を、極大値及び極小値としてそれぞれ一回ずつ呈する、請求項２記載のインバータの制御装置。
6. 前記第２の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   前記第２の信号波群の前記第１信号波（Vu2*）と第１乗数（ΔC・drt;ΔC・drec）との積を前記三角波（Ｃ２；Ｃ３）の最大値（Cmax)に対して加算した値から、前記第１乗数および第２乗数（ΔC・dst;ΔC・dc）の和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・Vu2*;Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・Vu2*）を採る第１電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第２信号波（Vv2*）と前記第１乗数との積を前記最大値に対して加算した値から、前記和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・Vv2*;Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・Vv2*）を採る第２電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第３信号波（Vw2*）と前記第１乗数との積を前記最大値に対して加算した値から、前記和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・Vw2*;Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・Vw2*）を採る第３電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第１信号波と第２乗数（ΔC・dst）との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vu2*;Cmax-ΔC・dc・Vu2*）を採る第４電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第２信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vv2*;Cmax-ΔC・dc・Vv2*）を採る第５電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第３信号波と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・Vw2*;Cmax-ΔC・dc・Vw2*）を採る第６電圧指令と
   であり、
   前記スイッチング信号は、
   前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を、前記三角波が前記第１電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第４電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を、前記三角波が前記第２電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第５電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を、前記三角波が前記第３電圧指令よりも小さいときと、前記三角波が前記第６電圧指令よりも大きいときにおいて導通させ、
   前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記最大値から前記三角波の最小値（Cmin）を引いた値（ΔC=Cmax-Cmin）以下であり、
   前記三角波は一周期当たりにおいて、
   前記最大値および前記最小値をそれぞれ二回ずつ呈し、
   第１の時点で前記最大値から前記最小値へ切り替わり、
   第２の時点で前記最小値から前記最大値へ切り替わり、
   前記最大値から前記第２乗数を減算した値（Cmax-ΔC・dst; Cmax-ΔC・dc）を、極大値及び極小値としてそれぞれ一回ずつ呈する、請求項２記載のインバータの制御装置。
7. 前記第１の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   前記第１の信号波群の前記第１信号波（Vu1*）を１から差し引いた第１値（1-Vu1*）と第１乗数（ΔC・drt;ΔC・drec）との積を前記三角波（Ｃ１）の最大値（Cmax)に対して加算した値から、前記第１乗数および第２乗数（ΔC・dst;ΔC・dc）の和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・(1-Vu1*);Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・(1-Vu1*)）を採る第１電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第２信号波（Vv1*）を１から差し引いた第２値（1-Vv1*）と前記第１乗数との積を前記最大値に対して加算した値から、前記和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・(1-Vv1*);Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・(1-Vv1*)）を採る第２電圧指令と、
   前記第１の信号波群の前記第３信号波（Vw1*）を１から差し引いた第３値（1-Vw1*）と前記第１乗数との積を前記最大値に対して加算した値から、前記和を減算した値（Cmax-ΔC+ΔC・drt・(1-Vw1*);Cmax-ΔC・drec-ΔC・dc +ΔC・drec・(1-Vw1*)）を採る第３電圧指令と、
   前記第１値と第２乗数（ΔC・dst;ΔC・dc）との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・(1-Vu1*);Cmax-ΔC・dc・(1-Vu1*)）を採る第４電圧指令と、
   前記第２値と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・(1-Vv1*);Cmax-ΔC・dc・(1-Vv1*)）を採る第５電圧指令と、
   前記第３値と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・(1-Vw1*);Cmax-ΔC・dc・(1-Vw1*)）を採る第６電圧指令と
   であり、
   前記スイッチング信号は、
   前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を、前記三角波が前記第１電圧指令より大きく、かつ前記第４電圧指令よりも小さいときにおいて導通させ、
   前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を、前記三角波が前記第２電圧指令より大きく、かつ前記第５電圧指令よりも小さいときにおいて導通させ、
   前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を、前記三角波が前記第３電圧指令より大きく、かつ前記第６電圧指令よりも小さいときにおいて導通させ、
   前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記最大値から前記三角波の最小値（Cmin）を引いた値（ΔC=Cmax-Cmin）以下であり、
   前記三角波は一周期当たり前記最大値および前記最小値をそれぞれ一回ずつ呈する、請求項２記載のインバータの制御装置。
8. 前記第２の電圧指令群に含まれる前記複数の電圧指令は、
   前記第２の信号波群の前記第１信号波（Vu2*）を１から差し引いた第１値（1-Vu2*）と第１乗数（ΔC・drt;ΔC・drec）との積を前記三角波（Ｃ１）の最小値（Cmin)に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・(1-Vu2*);Cmin+ΔC・drec・(1-Vu2*)）を採る第１電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第２信号波（Vv2*）を１から差し引いた第２値（1-Vv2*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・(1-Vv2*);Cmin+ΔC・drec・(1-Vv2*)）を採る第２電圧指令と、
   前記第２の信号波群の前記第３信号波（Vw2*）を１から差し引いた第３値（1-Vw2*）と前記第１乗数との積を前記最小値に対して加算した値（Cmin+ΔC・drt・(1-Vw2*);Cmin+ΔC・drec・(1-Vw2*)）を採る第３電圧指令と、
   前記第１値と第２乗数（ΔC・dst;ΔC・dc）との積を前記三角波の最大値（Cmax）から減算した値（Cmax-ΔC・dst・(1-Vu2*);Cmax-ΔC・dc・(1-Vu2*)）を採る第４電圧指令と、
   前記第２値と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・(1-Vv2*);Cmax-ΔC・dc・(1-Vv2*)）を採る第５電圧指令と、
   前記第３値と前記第２乗数との積を前記最大値から減算した値（Cmax-ΔC・dst・(1-Vw2*);Cmax-ΔC・dc・(1-Vw2*)）を採る第６電圧指令と
   であり、
   前記スイッチング信号は、
   前記第１の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｕｐ）を、前記三角波が前記第１電圧指令より大きく、かつ前記第４電圧指令よりも小さいときにおいて導通させ、
   前記第２の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｖｐ）を、前記三角波が前記第２電圧指令より大きく、かつ前記第５電圧指令よりも小さいときにおいて導通させ、
   前記第３の前記電流経路における前記上アーム側スイッチ（Ｑｗｐ）を、前記三角波が前記第３電圧指令より大きく、かつ前記第６電圧指令よりも小さいときにおいて導通させ、
   前記第１乗数及び前記第２乗数はいずれも非負であり、
   前記第１乗数と前記第２乗数の和は前記最大値から前記最小値を引いた値（ΔC=Cmax-Cmin）以下であり、
   前記三角波は一周期当たり前記最大値および前記最小値をそれぞれ一回ずつ呈する、請求項２記載のインバータの制御装置。
9. 前記直流電圧は、前記三角波（Ｃ１）が前記最小値(Cmin)と前記第１乗数（ΔC・drt）との和を採るときに転流する電流形コンバータ（２）によって得られ、
   前記第１乗数と前記第２乗数（ΔC・dst）との和が前記最大値から前記最小値を引いた値(Cmax-Cmin)に等しい、請求項３、４、７、８のいずれか一つに記載のインバータの制御装置。
10. 前記直流電圧は前記第１の時点及び前記第２の時点で転流する電流形コンバータ（２）によって得られ、
    前記第１乗数と前記第２乗数（ΔC・dst）との和が前記最大値から前記最小値を引いた値(Cmax-Cmin)に等しい、請求項５、６のいずれか一つに記載のインバータの制御装置。
11. 前記直流電圧は、整流回路（１２）から得られる整流電圧(Vrec)と、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路（９）から得られる昇圧電圧(Vc)とを排他的に採用して得られ、
    前記直流電圧が前記三角波（Ｃ１）が前記最小値(Cmin)と前記第１乗数（ΔC・drt）との和を採るときに、前記昇圧電圧を前記直流電圧に採用するか否かが切りかわる、請求項３、４、７、８のいずれか一つに記載のインバータの制御装置。
12. 前記直流電圧は、整流回路（１２）から得られる整流電圧(Vrec)と、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路（９）から得られる昇圧電圧(Vc)とを排他的に採用して得られ、
    前記第１の時点及び前記第２の時点で、前記昇圧電圧を前記直流電圧に採用するか否かが切りかわる、請求項５、６のいずれか一つに記載のインバータの制御装置。

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