JP4877411B1 - リンク電圧測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】リンク電圧を、スイッチングノイズに対する耐性と応答性とを高めて測定する。
【解決手段】期間ｄｒｔ・Ｔ０は期間ｄｓｔ・Ｔ０よりも長い。期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ４が採用される二つの区間を、第１区間及び第２区間として採用する。第１区間、第２区間のそれぞれの中央でリンク電圧Ｖｄｃの第１測定値Ｖｍａｘ１及び第２測定値Ｖｍａｘ２を測定する。そして期間ｄｒｔ・Ｔ０を含む一周期Ｔ０におけるリンク電圧Ｖｄｃの代表値Ｖｍａｘを、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２との内挿補間によって求める。これをcosθで除してリンク電圧Ｖｄｃの最大値が求められる。
【選択図】図１０

Description

この発明は電圧測定技術に関し、特に電流形コンバータと電圧形インバータとを結合する直流リンクの電圧を測定する技術に関する。

いわゆる直接形交流電力変換回路として、インダイレクトマトリックスコンバータが知られている。インダイレクトマトリックスコンバータは、ＡＣ／ＤＣ変換を行う電流形コンバータとＤＣ／ＡＣ変換を行う電圧形インバータと、電流形コンバータと電圧形インバータとを結合する直流リンクとを備えている。

電圧形インバータの制御に、瞬時空間電圧ベクトル変調を採用するにあたり、変調率は、電圧形インバータに入力される直流電圧に対する、電圧形インバータが出力する交流電圧の線間電圧波高値の比として適用される。

例えば特許文献１では、いわゆるｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とを極座標変換して、変調率を求める技術が紹介されている。

インダイレクトマトリックスコンバータでは、電流形コンバータから直流リンクに印加される電圧（以下「リンク電圧」）が、電圧形インバータに入力する直流電圧となる。ところが、インダイレクトマトリックスコンバータは直接形交流電力変換回路であって、直流リンクを有するものの直流リンクにおいて実質的な平滑回路を備えていない。

従って、電圧形インバータに入力する直流電圧は電流形コンバータのスイッチングに伴って大きく変動する。この変動を考慮することなく電圧形インバータの変調率を求めることは精度上、好ましくない。

かかる背景から、直接形交流電力変換回路においては、特許文献２，３に紹介される技術が提案されている。

特許文献２は、電流形コンバータのスイッチングパターンに基づいて直流電圧の瞬時値を検出する技術が例示されている。

特許文献３では、リンク電圧を電流形コンバータのスイッチング周期内で平均した第１平均直流電圧の、電流形コンバータに入力する交流電圧の周期の１／１２の区間における平均値を用いて、直流電圧を求める技術が例示されている。

その他、後述される文献として特許文献４乃至６及び非特許文献１を挙げる。

特開２０００−１４２００号公報 特開２００９−２１３２５２号公報 特開２０１０−９８８４８号公報 特開２００７−３１２５８９号公報 特許４０６７０２１号公報 特開２００９−１０６１１０号公報

L.wei, T.A.Lipo, "A Novel Matrix converter Topology with Simple Commutation", IEEE ISA2001, vol3, pp1749-1754, 2001

特許文献３で紹介された技術は複雑な平均化を行うことによってスイッチングノイズの影響を受けにくいものの、電源電圧変動に対する応答性が劣化する。

特許文献２で紹介された技術は応答性に優れるものの、電圧形インバータのスイッチングのタイミングを考慮しておらず、当該スイッチングによるノイズ（スイッチングノイズ）の影響を受けやすい。

よってこの発明は、リンク電圧を、スイッチングノイズに対する耐性と応答性とを高めて測定する技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第１の態様は、直接形交流電力変換回路において、リンク電圧を測定する方法である。

当該直接形交流電力変換回路は、前記リンク電圧（Ｖｄｃ）が印加される直流リンク（３）と、電流形コンバータ（１）と、電圧形インバータ（２）とを含む。

前記電流形コンバータ（１）は、三相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を相毎に入力する三個の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）を有し、前記入力端から供給される電流を第１期間（ｄｒｔ・Ｔ０）と第２期間（ｄｓｔ・Ｔ０）とに区分される周期（Ｔ０）で転流して前記直流リンクに対して直流電圧たる前記リンク電圧を印加する。

前記第１期間は、前記三個の入力端のうち、前記三相交流電圧のうち最大相を呈する電圧と最小相を呈する電圧とが印加される第１対（Ｐｒ，Ｐｔ）に流れる電流が前記直流リンクに対して供給される期間である。

前記第２期間は、前記三個の入力端のうち、前記三相交流電圧のうち中間相を呈する電圧と前記最小相を呈する電圧とが印加される第２対（Ｐｓ，Ｐｔ）に流れる電流が前記直流リンクに対して供給される期間である。

前記電圧形インバータ（２）は、前記リンク電圧に対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って多相交流を出力する。

そして当該方法は、（ａ）前記第１期間において、最も長く第１の前記スイッチングパターンのみが採用される第１区間の中央で測定される前記リンク電圧である第１測定値（Ｖｍａｘ１）を測定するステップと、（ｂ）前記第１期間において、前記第１区間と同じ長さ若しくは前記第１区間の次に長い長さで単一の前記スイッチングパターンのみが採用される第２区間の中央で測定される前記リンク電圧である第２測定値（Ｖｍａｘ２）を測定するステップと、（ｃ）前記ステップ（ｂ）が実行された場合、前記第１期間を含む一の前記周期における前記リンク電圧の代表値（Ｖｍａｘ）を、前記第１測定値と前記第２測定値との内挿補間によって求めるステップとを備える。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第１期間（ｄｒｔ・Ｔ０）は前記第２期間（ｄｓｔ・Ｔ０）よりも長い。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第３の態様は、その第１乃至第２の態様のいずれかであって、（ｄ）前記第第１の前記スイッチングパターンとは異なる第２の前記スイッチングパターンのみが採用される区間が前記第１区間の前後のいずれにも設けられる場合、前記ステップ（ｂ）（ｃ）に代えて、前記第１測定値を、前記第１期間を含む前記周期における前記リンク電圧の代表値とするステップを更に備える。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第４の態様は、乃至第２の態様のいずれかであって、前記スイッチングパターンは、傾斜の絶対値が等しい三角波を呈するキャリアと、前記第１期間において一定値を採る信号波との比較結果に基づいて決定される。そして前記第１区間で採用される前記スイッチングパターンと、前記第２区間で採用される前記スイッチングパターンとは同一である場合、前記ステップ（ｃ）における前記内挿補間として相加平均が採用される。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第５の態様は、その第４の態様であって、前記第１測定値を測定するタイミングと、前記第２測定値を測定するタイミングとは、前記キャリアが単一の所定値を採るタイミングで決定される。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第６の態様は、その第１乃至第５の態様のいずれかであって、前記三相交流電圧の二つの電圧が等しくなる時点における前記三相交流電圧の周期に対する位相（θ）をπ／３とし、前記位相が−π／６乃至π／６を取る区間における前記リンク電圧の前記代表値を、前記位相の余弦値で除して前記リンク電圧の最大値を求める。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第１の態様によれば、インバータがスイッチングするタイミングから遠いタイミングでリンク電圧を測定するので、測定されたリンク電圧はインバータのスイッチングノイズの影響を受けにくい。また測定されたリンク電圧に対して複雑な平均化を行わないので、応答性に優れている。しかも、電流形コンバータの入力側にフィルタ回路が設けられ、当該フィルタ回路によって入力端に与えられる三相電圧が変動しても、その影響を除去してリンク電圧の代表値を求めることができる。当該代表値は、電圧形インバータの出力電圧を変調率を用いて制御することに資する。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第２の態様によれば、電流形コンバータにおいて最大相を流れる電流の、中間相を流れる電流に対する通流比を高めるので、直接形交流電力変換回路に入力する電流が正弦波に近づく。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第３乃至第５の態様によれば、より簡便にリンク電圧の代表値を求めることができる。

この発明にかかるリンク電圧測定方法の第６の態様によれば、リンク電圧の最大値を求めることにより、電圧形インバータの出力電圧を変調率を用いて制御することが容易となる。

本発明が適用可能な直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示す回路図である。 直接形交流電力変換装置と、負荷及び三相交流電源との接続関係の一例を示す回路図である。 スイッチング素子の一例を示す回路図である。 スイッチング素子の一例を示す回路図である。 電流形コンバータにおける動作を説明するグラフである。 直接形交流電力変換装置と負荷及び三相交流電源との間に流れる電流を示す回路図である。 直接形交流電力変換装置と負荷及び三相交流電源との間に流れる電流を示す回路図である。 直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 時比率を示すグラフである。 時比率を示すグラフである。 制御部の具体的な内部構成の概念的な一例を示すブロック図である。 キャリアに鋸歯波を用いた場合の直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 キャリアとして対称三角波を用いた場合の、直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 キャリアとして鋸歯波を用いた場合の、直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。 電圧形インバータのスイッチングを制御する制御部を示すブロック図である。

図１は直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示している。直接形交流電力変換装置は、電流形コンバータ１と、電圧形インバータ２と、直流リンク３とを備えている。

電流形コンバータ１は三個の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔを有する。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは例えば三相交流電源に接続され、三相交流電圧を相毎に入力する。電流形コンバータ１は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから供給される線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを第１期間と第２期間とに区分される周期で転流して、直流リンク３に対してリンク電圧Ｖｄｃを印加する。

第１期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、最大相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流リンク３に対して供給される期間である。また第２期間は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの内、中間相を呈する交流電圧と最小相を呈する交流電圧とが印加される一対に流れる電流が、直流リンク３に対して供給される期間である。

直流リンク３は直流電源線ＬＨ，ＬＬを有している。リンク電圧Ｖｄｃの印加によって直流電源線ＬＨは直流電源線ＬＬよりも高電位となる。以下では、線電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから電圧形インバータ２へ向かう方向を正方向として説明する。

電圧形インバータ２は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを有する。電圧形インバータ２は、リンク電圧Ｖｄｃに対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに多相交流を出力する。

図２は上記直接形交流電力変換装置と、負荷４及び三相交流電源５との接続関係の一例を示す。但し図２では、電流形コンバータ１は図１よりも詳細に構造が示され、電圧形インバータ２は図１よりも簡単に等価回路で示されている。

ここでは負荷４は電流源として等価的に示されるが、実際には出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される負荷であり、例えば誘導性負荷（三相モータ等）である。電圧形インバータ２及び負荷４のいずれも単相として簡略化して描かれている。電圧形インバータ２は直流電源線ＬＨ上に設けられたスイッチＭと、スイッチＭを介して直流リンク３に接続されたダイオードＤとして等価的に示されている。ここでダイオードＤのアノード及びカソードは、それぞれ直流電源線ＬＬ，ＬＨ側に配置されている。

三相交流電源５は三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを出力し、例えば三相フィルタ６を介して電流形コンバータ１に接続される。三相フィルタ６は、相毎に設けられるインダクタＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔ及びコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔを有しており、ローパスフィルタを構成する。コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔのそれぞれの一端はいずれも接続点Ｎに接続されている。このように電流形コンバータ１に設けられるフィルタは周知であるので（例えば特許文献２参照）、構成についてのこれ以上の詳細な説明は省略する。

電流形コンバータ１はスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下同様）を備えている。スイッチング素子Ｓｘｐは入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓｘｎは入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

スイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎはいずれも逆阻止能力を有しており、図２ではこれらが逆阻止ＩＧＢＴ（逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）として例示されている。あるいはこれらのスイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタとダイオードとの直列接続で実現することもできる。

図３はスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの一例を示している。スイッチング素子ＳｘｐはトランジスタＴｘｐと、ダイオードＤｘｐとを備えている。ダイオードＤｘｐは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｘｐと直列に接続されている。スイッチング素子ＳｘｎはトランジスタＴｘｎと、ダイオードＤｘｎとを備えている。ダイオードＤｘｎは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｘｎと直列に接続されている。トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎには例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタが採用される。

スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎにはそれぞれスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎが入力される。ここではスイッチング信号ＳＳｘｐの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｓｘｐがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号ＳＳｘｎの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｓｘｎがそれぞれ導通／非導通することとする。スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎの生成については後述する。

電圧形インバータ２はスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎ（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下、同様）を備えている。スイッチング素子Ｓｙｐは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＨとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓｙｎは出力端Ｐｙと直流電源線ＬＬとの間にそれぞれ設けられている。

図４はスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎの一例を示している。スイッチング素子ＳｙｐはトランジスタＴｙｐと、ダイオードＤｙｐとを備えている。ダイオードＤｙｐは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｙｐと並列に接続されている。スイッチング素子ＳｙｎはトランジスタＴｙｎと、ダイオードＤｙｎとを備えている。ダイオードＤｙｎは直流電源線ＬＬ側にアノードを、直流電源線ＬＨ側にカソードをそれぞれ向けてトランジスタＴｙｎと並列に接続されている。

トランジスタＴｙｐ，Ｔｙｎには例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタが採用される。

スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎにはそれぞれスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｐ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｐ，ＳＳｗｎが入力される。ここではスイッチング信号ＳＳｙｐの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｓｙｐがそれぞれ導通／非導通し、スイッチング信号ＳＳｙｎの活性／非活性に応じてスイッチング素子Ｓｙｎがそれぞれ導通／非導通することとする。それぞれその導通／非導通が制御される。

図５は電流形コンバータ１における動作を説明するグラフである。最上段のグラフには三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが、中段のグラフには通流比ｄｒ，ｄｓ，ｄｔが、最下段のグラフにはリンク電圧Ｖｄｃの包絡線が、それぞれ示されている。

図５において最上段のグラフの上方には、時間的な領域Ｒ１〜Ｒ６が付記されている。領域Ｒ１〜Ｒ６は三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち、絶対値が最も大きいものが切り替わるタイミングで相互に時間的に区分される。この切り替わりのタイミングは、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのいずれかが零を採るタイミングでもある。領域Ｒ１〜Ｒ６はこのように区分されるので、いずれもが、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期を六等分したπ／３の長さを有する。例えば領域Ｒ１は交流電圧Ｖｔの絶対値が交流電圧Ｖｒ，Ｖｓのいずれの絶対値よりも大きな領域であり、交流電圧Ｖｓが負から正に切り替わる時点を始期とし、交流電圧Ｖｒが正から負に切り替わる時点を終期とする。

三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、線間電圧の最大値に対する比で表されており、よって三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値の最大値は１／√３となっている。ここでは三相交流電圧の位相角の基準（０°）として、三相交流電圧Ｖｒが最大値を採る時点が採用されている。

通流比ｄｘはスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎのスイッチングによって線電流ｉｘが流れる時比率を示す。通流比ｄｘが正であればスイッチング素子Ｓｘｐが導通して入力端Ｐｘへと電流形コンバータ１に電流が流れ込む時比率を、負であればスイッチング素子Ｓｘｎが導通して入力端Ｐｘから三相交流電源５へと電流が流れ出す時比率を、それぞれ示す。具体的には、例えば領域Ｒ１において、交流電圧Ｖｔが最も小さいので、スイッチング素子Ｓｔｎは導通し続けることになり、ｄｔ＝−１と表される。この場合、スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐは交互に導通することになり、それぞれが導通する時比率が通流比ｄｒ，ｄｓで示される。スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐは三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期に対して短い周期で交互に導通することになり、パルス幅変調を行うことになる。

図５から理解されるように、領域Ｒ１において交流電圧Ｖｒが交流電圧Ｖｓよりも大きければ通流比ｄｒが通流比ｄｓよりも大きく、交流電圧Ｖｒが交流電圧Ｖｓよりも小さければ通流比ｄｒが通流比ｄｓよりも小さい。このように、最大相となる交流電圧に対応する線電流の通流比を、中間相となる線電流の通流比よりも大きくすることは、線電流ｉｘを正弦波に近づける点で望ましい。線電流ｉｘを正弦波状とすべく通流比ｄｘを決定する技術は周知であるので（例えば非特許文献１、特許文献２，４等）、当該技術の具体的な内容はここでは省略する。

リンク電圧Ｖｄｃの包絡線となる電圧のうち、上側包絡線電圧Ｅ１は最大相の交流電圧と最小相の交流電圧との差に相当し、下側包絡線電圧Ｅ２は中間相の交流電圧と最小相の交流電圧との差に相当する。リンク電圧Ｖｄｃはスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎのスイッチングに依存して上側包絡線電圧Ｅ１、下側包絡線電圧Ｅ２の間で遷移する。この遷移が、背景技術で述べた、電圧形インバータに入力する直流電圧の変動に相当する。

交流電圧の大きさを線間電圧の大きさで正規化し、中間相の交流電圧が零となる時点を位相θの基準とする。当該基準を採用することにより、三相交流電圧の二つの電圧が等しくなる時点の位相θはπ／３となり、各領域Ｒ１〜Ｒ５の始期及び周期がそれぞれθ＝０，π／３に相当する。このように位相θの基準を採れば、位相θが−π／６乃至π／６を取る区間における上側包絡線電圧Ｅ１は位相θの余弦値cosθとなり、下側包絡線電圧Ｅ２はcos（θ−π／３）となることが公知である（例えば特許文献３等）。

例えば領域Ｒ１において、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓが等しくなる時点の位相θをπ／３とすると、ｄｒ＞ｄｓの関係にある前半では、位相θが進むにつれて上側包絡線電圧Ｅ１は値１から√３／２へと低下し、下側包絡線電圧Ｅ２は値１／２から√３／２へと上昇する。

このように、上側包絡線電圧Ｅ１の値と位相θとが検出されれば、リンク電圧Ｖｄｃの最大値は求まる。位相θは三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相から求められる。よって上側包絡線電圧Ｅ１の値を電流形コンバータ１が転流する周期毎に求めれば、平均化を行うことなく余弦値の計算及び四則演算によって迅速にリンク電圧Ｖｄｃの最大値を求めることができる。リンク電圧Ｖｄｃの最大値が迅速に求まれば、変調率を制御した電圧形インバータ２の制御をも迅速に行うことができる。

以下、領域Ｒ１を例に採って説明を続ける。領域ｒ１において通流比ｄｔは値−１に固定されるので、領域Ｒ１における通流比ｄｒ，ｄｓをそれぞれ通流比ｄｒｔ，ｄｓｔとして標記する。他の領域Ｒ２〜Ｒ６についても、相電圧波形の対称性から、相順の読替、及びスイッチング素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの相互の読替により、下記の説明が妥当することは自明である。

図６及び図７は、直接形交流電力変換装置と負荷４及び三相交流電源５との間に流れる電流を示す。図６はスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通し、スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎが非導通の場合を示しており、通流比ｄｒｔに対応して直流リンク３を流れるリンク電流Ｉｄｃの経路が太線で示される。図７はスイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通し、スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎが非導通の場合を示しており、通流比ｄｓｔに対応して流れるリンク電流Ｉｄｃの経路が太線で示される。リンク電流Ｉｄｃは電流形コンバータ１から電圧形インバータ２へと向かう方向を正方向に採っている。

図８、図１０〜図１３は直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。上記通流比ｄｒｔ，ｄｓｔに則って電流形コンバータ１をスイッチングするために、ここでは最小値０と最大値１との間で遷移する三角波を呈するキャリアＣ１を採用する。ｄｓｔ＋ｄｒｔ＝１となるので、キャリアＣ１を通流比ｄｓｔと比較することで、スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｐ，ＳＳｓｎを生成できる。

具体的には、キャリアＣ１が通流比ｄｓｔ以上であればスイッチング信号ＳＳｓｐ，ＳＳｒｐをそれぞれ非活性／活性とする。そしてキャリアＣ１が通流比ｄｓｔ未満であればスイッチング信号ＳＳｓｐ，ＳＳｒｐをそれぞれ活性／非活性とする。スイッチング信号ＳＳｓｎ，ＳＳｒｎは図８、図１０〜図１３には示さないが、常にスイッチング信号ＳＳｓｐ，ＳＳｒｐと相補的な論理を採ればよい。スイッチング信号ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎの生成は、例えばキャリアＣ１と値０とを比較してもよい。キャリアＣ１が値０以上であればスイッチング信号ＳＳｔｐ，ＳＳｔｎをそれぞれ非活性／活性とする。電流形コンバータ１が転流するタイミングはキャリアＣ１が通流比ｄｓｔと等しくなる時点である。

キャリアＣ１の一周期Ｔ０を導入すると、キャリアＣ１の波形が三角波であることから、キャリアＣ１が通流比ｄｓｔ以上である期間の長さはｄｓｔ・Ｔ０（以下、当該期間を「期間ｄｓｔ・Ｔ０」とも称す）で、キャリアＣ１が通流比ｄｓｔ以下である期間の長さはｄｒｔ・Ｔ０（以下、当該期間を「期間ｄｒｔ・Ｔ０」とも称す）で表される。図８、図１０〜図１３ではｄｒｔ＞ｄｓｔとなる場合、即ち領域Ｒ１のうち、位相角が小さい左半分（図５参照）における場合が例示されている。この場合、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔがそれぞれ中間相、最大相、最小相となる。期間ｄｒｔ・Ｔ０，ｄｓｔ・Ｔ０は、それぞれ上述の第１期間及び第２期間として把握することができる。

期間ｄｓｔ・Ｔ０においては、電流形コンバータ１の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのうち、中間相を呈する交流電圧Ｖｓと最小相を呈する交流電圧Ｖｔとが印加される入力端Ｐｓ，Ｐｔの対に流れる電流が、直流リンク３に対して供給される。

期間ｄｒｔ・Ｔ０においては、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのうち、最大相を呈する交流電圧Ｖｒと最小相を呈する交流電圧Ｖｔとが印加される入力端Ｐｒ，Ｐｔの対に流れる電流が、直流リンク３に対して供給される。

よってリンク電圧Ｖｄｃは、期間ｄｒｔ・Ｔ０においてほぼ交流電圧Ｖｒを呈し（これは最大相となるので記号Ｖｍａｘも付記した）、期間ｄｓｔ・Ｔ０においてほぼ交流電圧Ｖｓを呈する（これは中間相となるので記号Ｖｍｉｄも付記した）。なお、交流電圧Ｖｔも（最小相となるので記号Ｖｍｉｎを付記して）追記した。期間ｄｒｔ・Ｔ０においてリンク電圧Ｖｄｃを検出することにより、これと交流電圧Ｖｔとの差から、上述の上側包絡線電圧Ｅ１（図５）に相当する電圧が得られることになる。

しかしながら、図８、図１０〜図１３に示されるように、リンク電圧Ｖｄｃは期間ｄｒｔ・Ｔ０や期間ｄｓｔ・Ｔ０のそれぞれにおいて一定にはならない場合がある。その主たる原因はフィルタ６にある。

コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔに流れる電流ｉｒｃ，ｉｓｃ，ｉｔｃを、いずれも接続点Ｎに向かう方向を負方向に採って考える。電流ｉｒｃ，ｉｓｃ，ｉｔｃが正であればそれぞれコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔが放電され、電流ｉｒｃ，ｉｓｃ，ｉｔｃが負であればそれぞれコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔが充電されることになる。

コンデンサＣｒは接続点ＮとインダクタＬｒとの間に接続される。コンデンサＣｒとインダクタＬｒとの接続点は入力端Ｐｒに接続される。よって入力端Ｐｒの電位は、フィルタ６が三相交流電源５と電流形コンバータ１との間に介在する場合、交流電圧ＶｒからインダクタＬｒにおける電圧降下を引いた電位Ｖｒｉとなる。同様にして、コンデンサＣｓ、インダクタＬｓ、入力端Ｐｓが接続され、コンデンサＣｔ、インダクタＬｔ、入力端Ｐｔが接続される。そしてフィルタ６が三相交流電源５と電流形コンバータ１との間に介在する場合における、入力端Ｐｓ，Ｐｔの電位をそれぞれ電位Ｖｓｉ，Ｖｔｉとする。

図９は領域Ｒ１における直接形交流電力変換装置の動作を説明するグラフである。上から順に、第１段目のグラフはリンク電圧Ｖｄｃ及び電位差（Ｖｓ−Ｖｔ）、（Ｖｓｉ−Ｖｔｉ）を示し、第２段目のグラフはリンク電圧Ｖｄｃ及び電位差（Ｖｒ−Ｖｔ）、（Ｖｒｉ−Ｖｔｉ）を示し、第３段目のグラフはリンク電流Ｉｄｃを示し、第４段目のグラフはキャリアＣ１を示している。第１段目から第４段目のグラフは、横軸を共通としており、横軸には時間が採用されている。

時刻ｔ０以前では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓがそれぞれ最大相、中間相に相当し、図５に即して言えば三相交流電圧の位相角の６０°以前に対応する。時刻ｔ０以降では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓがそれぞれ中間相、最大相に相当し、図５に即して言えば三相交流電圧の位相角の６０°以降に対応する。よって電流形コンバータ１の制御では、時刻ｔ０以前では通流比についてｄｒｔ＞ｄｓｔとなり、時刻ｔ０以降では通流比についてｄｒｔ＜ｄｓｔとなる。

電流形コンバータ１が転流するタイミングでのスイッチングロスを軽減する等の理由で、当該タイミングを含む短い期間においてリンク電流Ｉｄｃは零となっている。これは電流形コンバータ１において転流を制御することではなく、後述するように電圧形インバータ２が零電圧ベクトルを採用することで実現される。

リンク電圧Ｖｄｃと電位差（Ｖｒｉ−Ｖｔｉ）とが一致するのは、図６に示されるように入力端Ｐｒ，Ｐｔの間でリンク電流Ｉｄｃが流れている場合である。このとき、電流ｉｒｃは正方向に流れてコンデンサＣｒが放電する。かかる放電によって電位差（Ｖｒｉ−Ｖｔｉ）は低下する。このとき、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔはいずれも接続点Ｎに接続されているので三相平衡状態が保たれ、コンデンサＣｓが充電されて電位差（Ｖｓｉ−Ｖｔｉ）は上昇する。

他方、リンク電圧Ｖｄｃと電位差（Ｖｓｉ−Ｖｔｉ）とが一致するのは、図７に示されるように入力端Ｐｓ，Ｐｔの間でリンク電流Ｉｄｃが流れている場合である。このとき、コンデンサＣｓが放電し、電位差（Ｖｓｉ−Ｖｔｉ）は低下する。このとき、電位差（Ｖｒｉ−Ｖｔｉ）は上昇する。

このように、リンク電圧Ｖｄｃは期間ｄｒｔ・Ｔ０において一定値を採らないものの、コンデンサＣｒの放電が線型であると近似できるので、期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央近傍でリンク電圧Ｖｄｃを測定することが望ましい。図８、図１０〜図１３において測定されるリンク電圧Ｖｄｃを白丸で示した。図８では測定されたリンク電圧Ｖｄｃは最大相となる交流電圧Ｖｒの電圧を示すので、白丸に記号Ｖｍａｘを付記した。

なお、後述するようにリンク電流Ｉｄｃは、実際には脈動するが、図８、図１０〜図１３では簡単に方形波で示している。

図９では時刻ｔ１（＜ｔ０）においてキャリアＣ１が最大値を採り、この時点でのリンク電圧Ｖｄｃが測定される。時刻ｔ２（＞ｔ０）においてはキャリアＣ１が最小値を採り、このときにはｄｒｔ＜ｄｓｔであるので、電位差（Ｖｓｉ−Ｖｔｉ）がリンク電圧Ｖｄｃと一致する。このようにキャリアＣ１が対称三角波を呈するときには、期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央はキャリアＣ１が最大値１を採る時点として、期間ｄｓｔ・Ｔ０の中央はキャリアＣ１が最小値０を採る時点として、それぞれ設定することができる。ここで対称三角波とは、傾斜の絶対値が一定である三角波を意味する。

このように、電流形コンバータ１が転流するタイミングを決定するキャリアＣ１のみに基づいたタイミングでリンク電圧Ｖｄｃを測定する場合、電圧形インバータ２のスイッチングを考慮していないため、当該スイッチングに起因するノイズの影響を受けることがある。

当該ノイズの影響を説明するため、これに先だって電圧形インバータ２のスイッチングについて簡単に説明する。

電圧形インバータ２の瞬時空間電圧ベクトル変調を行うため、キャリアＣ２と指令値との比較を行い、当該比較結果に基づいてスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｐ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｐ，ＳＳｗｎを生成する。簡単のため、キャリアＣ２としてキャリアＣ１と同形かつ同相の波形を採用する。もちろん、キャリアＣ１，Ｃ２は周期が等しければ互いに異なる波形を採用することができる。

電圧形インバータ２が採用すべき電圧ベクトルがベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表されるとする（ｄ４＋ｄ６≦１）。ここで「単位電圧ベクトルＶｇ」を導入した。但し当該表記において、値ｇは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ値４，２，１を割り当て、それぞれに対応する上アームが導通するときに、割り当てられた値を合計した値であって、０〜７の整数を採る。

例えば単位電圧ベクトルＶ４はスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎが導通し、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。また単位電圧ベクトルＶ６はスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｎが導通し、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐが非導通となるスイッチングパターンを表す。

図８、図１０〜図１２は電圧形インバータ２が採用すべきスイッチングパターンを表す電圧ベクトルが、ベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表され、ｄ０＝１−（ｄ４＋ｄ６）＞０が成立する場合を例示している。このような場合、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をｄ０：ｄ４：ｄ６の比の長さで採用する。この場合、キャリアＣ２の一周期Ｔ０内において、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれｄ０：ｄ４：ｄ６の比で採用したスイッチングを行うことになる。

このように、各単位電圧ベクトルが採用される長さの、キャリア一周期分に対する比を時比率と称する。ここではｄ０＋ｄ４＋ｄ６＝１となっている。

単位電圧ベクトルＶ０を採用する場合には、電圧形インバータ２には電流が流れないので、リンク電流Ｉｄｃは零となる。よって単位電圧ベクトルＶ０に対応したスイッチングパターンが採用される期間において電流形コンバータが転流することで、いわゆる零電流スイッチングが実行される。

上述のような観点に基づいて、電圧形インバータ２におけるスイッチングパターンとして、単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用する期間をどのように設定するかについては公知であるので（例えば特許文献４等）、当該技術の具体的な内容はここでは省略する。具体的な例示として、図８、図１０、図１１においてはキャリアＣ２が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ・ｄ０以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ０）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｕｐが活性化し、キャリアＣ２が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ（ｄ０＋ｄ４）以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ０−ｄ４）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｖｐが活性化し、スイッチング信号ＳＳｗｐは常時非活性となる場合が例示される。なお、電圧形インバータ２の制御の特性上、スイッチング信号ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐと相補的に活性化する。

上記の例では単位電圧ベクトルＶ６は期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央に位置する。上述の通り、リンク電圧Ｖｄｃを測定する時点は期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央であることが望ましい。よって図８のように値ｄ６＝１−（ｄ０＋ｄ４）が大きい場合には、電圧形インバータ２のスイッチングは期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央から離れるので、リンク電圧Ｖｄｃは電圧形インバータ２のスイッチングノイズの影響を受けにくい。

しかし、図１０や図１１に示されるように、値ｄ６が小さい場合には、電圧形インバータ２のスイッチングは期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央に近づくので、リンク電圧Ｖｄｃは電圧形インバータ２のスイッチングノイズの影響を受け易くなる。

そこで、以下のステップでリンク電圧Ｖｄｃを測定する。

まず、リンク電圧Ｖｄｃは期間ｄｒｔ・Ｔ０において最も長く単一のスイッチングパターンのみが採用される第１区間の中央でリンク電圧Ｖｄｃの第１測定値Ｖｍａｘ１を測定する。図１０に即して言えば、期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ４が採用される二つの区間のうち、左側を第１区間として採用することができる。また図１１に即して言えば、期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ０が採用される二つの区間のうち、左側を第１区間として採用することができる。

また、第１区間と同じ長さ若しくは第１区間の次に長い長さで単一のスイッチングパターンのみが採用される第２区間の中央でリンク電圧Ｖｄｃの第２測定値Ｖｍａｘ２を測定する。図１０に即して言えば、期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ４が採用される二つの区間のうち、右側を第２区間として採用することができる。また図１１に即して言えば、期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ０が採用される二つの区間のうち、右側を第２区間として採用することができる。

そして期間ｄｒｔ・Ｔ０を含む一周期Ｔ０におけるリンク電圧Ｖｄｃの代表値Ｖｍａｘを、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２との内挿補間によって求める。代表値Ｖｍａｘは上述の上側包絡線電圧Ｅ１であるので、これをcosθで除してリンク電圧Ｖｄｃの最大値が求められる。そして電圧形インバータ２の制御はリンク電圧Ｖｄｃの最大値に基づいた変調率を用いて行えることは上述の通りである。

但し、図８に示される場合では、期間ｄｒｔ・Ｔ０において最も長く単一のスイッチングパターンのみが採用される第１区間は、単位電圧ベクトルＶ６を採用する区間となる。そして単位電圧ベクトルＶ６を採用する区間は、いずれも同じ単一のスイッチングパターンのみが採用される第３区間（単位電圧ベクトルＶ４を採用する区間）の一対によって時間的に挟まれる。換言すれば、第１区間で採用される単位電圧ベクトルＶ６とは異なる単位電圧ベクトルＶ４のみが採用される第３区間が、第１区間の前後のいずれにも設けられている。このような場合のリンク電圧Ｖｄｃの第１測定値は、期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央で測定されているものの、電圧形インバータ２がスイッチングするタイミングから離れており、リンク電圧Ｖｄｃを適切に測定できていると判断される。よって、第１測定値Ｖｍａｘ１及び第２測定値Ｖｍａｘ２を測定してこれらからリンク電圧Ｖｄｃの代表値を求めることに代えて、簡便にリンク電圧Ｖｄｃの代表値を測定することができる。

もちろん、図１２に例示されるように、このような場合にも期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央及び第３区間から離れて、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２を測定し、両者の内挿補間から代表値Ｖｍａｘを求めても良い。

このように電圧形インバータ２がスイッチングするタイミングから遠いタイミングで、リンク電圧Ｖｄｃを測定するので、測定されたリンク電圧Ｖｄｃは電圧形インバータ２のスイッチングノイズの影響を受けにくい。また、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２とを用いた内挿補間、典型的には相加平均を求めれば上側包絡線電圧Ｅ１が求まるので、特許文献３で示される技術のような複雑な平均化と比べ、応答性に優れている。

しかも、電流形コンバータ１の入力側にフィルタ６が設けられ、当該フィルタ６によって入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに与えられる三相電圧が変動しても、その影響を除去してリンク電圧Ｖｄｃの代表値を求めることができる。

しかも第１期間ｄｒｔ・Ｔ０は第２期間ｄｓｔ・Ｔ０よりも長いので、電流形コンバータ１において最大相を流れる線電流ｉｒの、中間相を流れる線電流ｉｓに対する通流比ｄｒｔ／ｄｓｔを高めるので、直接形交流電力変換回路に入力する電流が正弦波に近づく。

図８、図１０〜図１２では、零電流スイッチングを採用する場合を例示したが、図１３では零電流スイッチングを採用しない場合を例示する。電圧形インバータ２が採用すべきスイッチングパターンを表す電圧ベクトルが、ベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表され、ｄ７＝１−（ｄ４＋ｄ６）＞０が成立する場合を例示している。そしてキャリアＣ２の一周期Ｔ０内において、単位電圧ベクトルＶ７，Ｖ４，Ｖ６をそれぞれｄ７：ｄ４：ｄ６の比で採用したスイッチングを行うことになる。

具体的にはキャリアＣ２が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ・ｄ４以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ４）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｖｐが活性化し、キャリアＣ２が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ（ｄ４＋ｄ６）以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ４−ｄ６）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｗｐが活性化し、スイッチング信号ＳＳｕｐは常時活性となる場合が例示される。スイッチング信号ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐと相補的に活性化する。

図１３に示された例では期間ｄｒｔ・Ｔ０の中央では単位電圧ベクトルＶ７が採用される区間が位置するが、当該区間よりも単位電圧ベクトルＶ６が採用される区間の各々の方が長い。よって第１区間及び第２区間には単位電圧ベクトルＶ６が採用される一対の区間が該当し、それぞれにおいて第１測定値第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２とを測定する。

なお、単位電圧ベクトルＶ７が採用される区間では電圧形インバータ２には電流が流れないので、リンク電流Ｉｄｃは零となる。

図８、図１０乃至図１３で示された例では、キャリアＣ２としてキャリアＣ１と同様に対称三角波を採用した。特に、キャリアＣ２と比較される第１期間内で、信号波が一定値を採り、第１区間で採用されるスイッチングパターンと、第２区間で採用されるスイッチングパターンとが同一である場合が例示された。

具体的には図８，図１０乃至図１３で示された例では、いずれも信号波は値ｄｓｔ＋ｄｒｔ（ｄ０＋ｄ４）、ｄｓｔ＋ｄｒｔ・ｄ０、ｄｓｔ（１−ｄ０）、ｄｓｔ（１−ｄ０−ｄ４）であって、第１期間たる期間ｄｒｔ・Ｔ０でそれぞれ一定値を採る。図１０において第１区間、第２区間は、単位電圧ベクトルＶ４で表されるスイッチングパターンを採用する一対の区間である。図１１において第１区間、第２区間は、単位電圧ベクトルＶ０で表されるスイッチングパターンを採用する一対の区間である。図１３において第１区間、第２区間は、単位電圧ベクトルＶ６で表されるスイッチングパターンを採用する一対の区間である。

信号波が第１期間においてそれぞれ一定値を採り、かつ当該信号波と比較されるキャリアＣ２が対称三角形であるので、第１区間と第２区間とはその長さが等しくなる。また第１区間の中央と第２区間の中央との間は、第１期間の中央によって時間的に半分に分割される。よって第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２との相加平均は、第１期間の中央におけるリンク電圧Ｖｄｃの代表値として適切である。

また、キャリアＣ２は第１区間の中央と第２区間の中央とで同じ値を採ることになる。換言すれば、第１測定値Ｖｍａｘを測定するタイミングと、第２測定値Ｖｍａｘ２を測定するタイミングとは、キャリアＣ２が単一の所定値Ｊを採るタイミングで決定される。

このように対称三角波をキャリアＣ２に採用することで、リンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線電圧Ｅ１の測定が容易となる。

図１４はｄ０，ｄ４，ｄ６の時比率を示すグラフであり、変調率ｋｓが０．５の場合の位相θに対する依存性を例示している。このような関係において、最大となる時比率に対応する単位電圧ベクトルが採用されているときにリンク電圧Ｖｄｃを測定することが望ましい。リンク電圧Ｖｄｃに基づいて電圧形インバータ２を制御するには、リンク電圧Ｖｄｃを演算処理に用いるべくアナログ／デジタル変換を行う時間が必要であり、また当該演算処理に基づいて生成されるスイッチング信号ＳＳｙｐ，ＳＳｙｎによって動作するスイッチング素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎには、その動作に遅延が生じるからである。

図１４から、ｄ０，ｄ４，ｄ６の最大値が最も小さくなるのは位相角θが３０度（＝π／６）のときであり、ｄ４＝ｄ６となる。かかる特徴は変調率ｋｓの大きさには依存しない。これは、電圧形インバータ２が採用すべきスイッチングパターンを表す電圧ベクトルが、ベクトル演算を用いてｄ４・Ｖ４＋ｄ６・Ｖ６で表されることに基づく。

上記電圧ベクトルにおいて、単位電圧ベクトルＶ０をも導入し、ｄ０＝１−（ｄ４＋ｄ６）とする。また、単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６を空間ベクトルにおいて表した場合の位相φを、単位電圧ベクトルＶ４の位置を基準として導入する。このとき、電圧形インバータ２の出力を正弦波状にする場合、変調率をｋｓとして、ｄ０，ｄ４，ｄ６の時比率はそれぞれ［１−ｋｓ・sin（φ＋π／３）］、ｋｓ・sin（π／３−φ）、ｋｓ・sinφ（但し０≦φ≦π／３）と表されることが公知である（例えば非特許文献１等）。０≦φ≦π／３であるので、ｄ０＞ｄ４かつｄ０＞ｄ６となる。そしてｄ０が最小となるのはφ＝π／６の時であって、そのときｄ４＝ｄ６＝ｋｓ・sin（π／６）となる。図１４に即して言えば、ｋｓ＝０．５であるのでｄ４＝ｄ６＝０．５×（１／２）＝０．２５、ｄ０＝１−０．５＝０．５となっている。

図１５はｄ０，ｄ４，ｄ６の時比率を示すグラフであり、位相θ＝π／６の場合の変調率ｋｓに対する依存性を例示している。ｋｓ＝０ではｄ０＞ｄ４＝ｄ６であり、ｋｓ＝１ではｄ０＜ｄ４＝ｄ６である。そして変調率ｋｓが大きくなるほどｄ０は低下し、ｄ４＝ｄ６は増大する。ｋｓ＝２／３のときｄ０＝ｄ４＝ｄ６であり、ｄ０，ｄ４，ｄ６の内の最大値が、変調率ｋｓの変動に対して最小な値１／３を採る。

φ＝π／６においてｄ０＝ｄ４＝ｄ６となるときの変調率ｋｓは、１−ｋｓ・sin（π／２）＝ｋｓ・sin（π／６）を満足するので、ｋｓ＝２／３となる。このとき、ｄ０＝ｄ４＝ｄ６＝（２／３）・sin（π／６）＝１／３となる。

以上のことから、ｄ０，ｄ４，ｄ６の内の最大値は、変調率ｋｓ、位相θがどのような値であっても１／３以上の値となる。

そして、第１期間はキャリアＣ１の周期Ｔ０の半分以上であり、対称三角波をキャリアＣ２として採用すると、第１区間の長さと第２区間の長さは等しくなる。よってリンク電圧Ｖｄｃが測定される第１区間、第２区間の長さは、どんなに短くても、キャリア周期の１／２＊１／２＊１／３＝１／１２以上の長さを確保していることになる。

今、例として、キャリア周波数ｆｃ＝６ｋＨｚが採用される場合を考える。このときＴ０＝１／ｆｃ＝１６７μｓとなる。期間ｄｓｔ・Ｔ０，ｄｒｔ・Ｔ０のうち大きい方（つまり第１期間）はＴ０／２＝８３μｓ以上となる。そして第１区間において採用される単位電圧ベクトルが第１期間で採る長さは、８３μＳ／３＝２７．６μｓ以上となる。ここまで説明しているように対称三角波をキャリアＣ２として採用すると、リンク電圧Ｖｄｃが測定される第１区間、第２区間の長さはいずれも２７．６μｓ／２＝１３．８μｓとなる。これらの区間の中点でサンプリングするために、アナログデジタル変換やスイッチング遅れで許容される時間は６．９μｓ程度である。また、リンク電圧Ｖｄｃを用いた制御において導入される遅れ時間は、通常１〜２μｓである。そして１３．８＞６．９＋２が成立するので、第１区間、第２区間の長さは上記の例におけるリンク電圧Ｖｄｃの測定及びこれを用いた電圧形インバータ２の制御に対して、変調率ｋｓ、位相θがどのような値であっても、十分長いことが分かる。

図１６は、上述した制御を行う制御部の具体的な内部構成の概念的な一例を示す。制御部１００は、直流電圧検出部１０と、コンバータ制御部２０と、インバータ制御部３０と、変調率算出部４０と、センサレスベクトル制御部５０とを備えている。負荷４（図１参照）としては三相モータを想定している。

直流電圧検出部１０は直流電圧サンプリング部１１及び内挿補間部１２とを備えている。直流電圧サンプリング部１１は、リンク電圧Ｖｄｃを上述のタイミングでサンプリングして第１測定値Ｖｍａｘ１及び第２測定値Ｖｍａｘ２の最大値を検出する。内挿補間部１２は第１測定値Ｖｍａｘ１及び第２測定値Ｖｍａｘ２を内挿補間、典型的には相加平均を求め、これをリンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線電圧Ｅ１として出力する。

直流電圧検出部１０は第１測定値Ｖｍａｘ１及び第２測定値Ｖｍａｘ２を検出するタイミングを得るべく、キャリアＣ２と、電流形コンバータ１の通流比ｄａｃ，ｄｂｃ及び電圧形インバータ２の時比率ｄｇ１，ｄｇ２を入力する。ここで添字ａ，ｂ，ｃは添字ｒ，ｓ，ｔを排他的に示し、上述の例で言えばそれぞれｒ，ｓ，ｔを示す。また添字ｇ１，ｇ２は値の組（４，６），（６，２），（２，３），（３，１），（１，５），（５，４）のいずれかを採る。上述の例ではｄｇ１，ｄｇ２はそれぞれｄ４，ｄ６を示す。

コンバータ制御部２０は、線間電圧Ｖｒｔ（特にその位相角θ）を入力し、スイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎを出力する。

コンバータ制御部２０は、電源位相検出部２１と、通流比生成部２２と、比較器２３と、電流形ゲート論理変換部２４、キャリア発生部２５とを有する。

電源位相検出部２１は例えば線間電圧Ｖｒｓを検出して、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧の位相角θを検出し、通流比生成部２２に出力する。

通流比生成部２２は受け取った位相角θと、図５にグラフで示された線電流通流比に基づいて（例えば所定のテーブルに基づいて）、通流比ｄａｃ，ｄｂｃを生成する。

キャリア生成部２５はキャリアＣ１を生成する。比較器２３は、キャリアＣ１と通流比ｄａｃ，ｄｂｃとを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部２４がスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｒｎ，ＳＳｓｎ，ＳＳｔｎを生成する。

インバータ制御部３０は、位相角θと、変調率ｋｓと、制御位相角φと、モータの回転位置を示す指令位相角φ’とを入力し、スイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを出力する。

インバータ制御部３０は、時比率生成部３２と、信号波生成部３４と、キャリア生成部３５と、比較器３６と、論理演算部３８とを有する。

時比率生成部３２は、変調率算出部４０から受け取った変調率ｋｓと、制御位相角φと、センサレスベクトル制御部５０から受け取った指令位相角φ’とに基づいて、電圧形インバータ２の時比率ｄｇ１，ｄｇ２を生成する。

信号波生成部３４は、時比率ｄｇ１，ｄｇ２と通流比ｄａｃ，ｄｂｃから信号波を生成する。上述の例で言えばｄｓｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｓｔ（１−ｄ０），ｄｓｔ＋ｄｒｔ・ｄ０，ｄｓｔ＋ｄｒｔ（ｄ０＋ｄ４）を生成する。また値０，ｄｒｔ＋ｄｓｔも出力する。

キャリア生成部３５はキャリアＣ２を生成する。キャリアＣ２とキャリアＣ１とが同位相、同形である場合、キャリア生成部２５、３５はいずれか一方のみが採用されればよい。

信号波は比較器３６においてキャリアＣ２と比較され、その結果が論理演算部３８によって演算される。当該演算により、論理演算部３８はスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを生成する。

変調率算出部４０は、上側包絡線電圧Ｅ１を内挿補間部１２から、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*をセンサレスベクトル制御部５０から、それぞれ受け取って、変調律ｋｓと、制御位相角φとを算出し、これらを時比率生成部３２に出力する。

センサレスベクトル制御部５０は、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを流れる線電流からモータの回転数ωや指令位相角φ’を算出し、これと外部から入力される回転数指令ω*とデューティとに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。

なお、電圧形インバータ２のパルス幅変調に用いるキャリアとして、そしてまた電流形コンバータ１のパルス幅変調に用いるキャリアとして、非対称なキャリアを採用することもできる。その極端な例として、以下には鋸歯波を呈するキャリアを用いた場合のリンク電圧Ｖｄｃの測定について説明する。

図１７は電流形コンバータ１の転流及び電圧形インバータ２のスイッチングに、それぞれキャリアＣ３，Ｃ４を採用した場合の直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。キャリアＣ３，Ｃ４はいずれも負の傾斜を有し、同じ周期Ｔ０を有して同形の鋸歯波を呈する。

図１７では単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されて零電流スイッチングが実現されている。またキャリアＣ３，Ｃ４が急峻に上昇するタイミングは一致し、このタイミングを含む区間において電圧形インバータ２では単位電圧ベクトルＶ７が採用される。電圧形インバータ２はキャリアＣ４の一周期において単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７が採用される場合が例示されており、それぞれの時比率ｄ０，ｄ４，ｄ６，ｄ７の間にはｄ０＋ｄ４＋ｄ６＋ｄ７＝１の関係がある。

図１７に示されるようなスイッチング信号ＳＳｒｐ，ＳＳｓｐ，ＳＳｔｐ，ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐの生成は公知であるので（例えば特許文献６等）、当該技術の具体的な内容はここでは省略する。

具体的な例示として、図１７においてはキャリアＣ３が通流比ｄｓｔ以上であればスイッチング信号ＳＳｓｐ，ＳＳｒｐをそれぞれ非活性／活性とする。そしてキャリアＣ３が通流比ｄｓｔ未満であればスイッチング信号ＳＳｓｐ，ＳＳｒｐをそれぞれ活性／非活性とする。

キャリアＣ４が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６）以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｗｐが活性化し、キャリアＣ４が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ（ｄ０＋ｄ４）以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ０−ｄ４）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｖｐが活性化し、キャリアＣ４が値ｄｓｔ＋ｄｒｔ・ｄ０以上若しくは値ｄｓｔ（１−ｄ０）以下を採るときにスイッチング信号ＳＳｕｐが活性化する。スイッチング信号ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎは、それぞれスイッチング信号ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐと相補的に活性化する。

上記の例ではｄ６＞ｄ４＞ｄ０かつｄ６＞ｄ４＞ｄ７の場合が例示されている。よって、期間ｄｒｔ・Ｔ０において最も長く単一のスイッチングパターンのみが採用される第１区間では単位電圧ベクトルＶ６が採用される。そして当該区間の中央でリンク電圧Ｖｄｃの第１測定値Ｖｍａｘ１を測定する。また、第１区間と同じ長さ若しくは第１区間の次に長い長さで単一のスイッチングパターンのみが採用される第２区間では、単位電圧ベクトルＶ４が採用される。そして当該区間の中央でリンク電圧Ｖｄｃの第２測定値Ｖｍａｘ２を測定する。

このように鋸歯波をキャリアに用いた場合でも、第１区間及び第２区間を把握することができ、また電圧形インバータ２におけるスイッチングのタイミングから離れた時点でリンク電圧Ｖｄｃを測定することができる。よってリンク電圧Ｖｄｃは電圧形インバータ２のスイッチングノイズの影響を受けにくい。

但し、キャリアに対称三角波を用いた場合とは異なり、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２の相加平均でリンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線上側包絡線電圧Ｅ１を求めることはできない。図１７では明確ではないが、単位電圧ベクトルＶ６が採用される第１区間と、単位電圧ベクトルＶ４が採用される第２区間とでは、リンク電圧Ｖｄｃの傾斜が異なるからである。当該傾斜の相違はコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの充放電速度に依存している。また、図１７では図８、図１０〜図１３と同様に、リンク電流Ｉｄｃを簡単に方形波で示しているが、実際には脈動する。

以上のことから、キャリアに鋸歯波を採用した場合、リンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線上側包絡線電圧Ｅ１を求めるには、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２とを内挿補間する必要があることが分かる。相加平均は、内挿補間において第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２との重み付けを等しくした場合に相当する。

以下では、第１測定値Ｖｍａｘ１と第２測定値Ｖｍａｘ２との相加平均と、リンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線上側包絡線電圧Ｅ１とでは、どの程度の誤差が生じるのかについて説明する。まず、対称三角波をキャリアとして用いた場合について説明し、その後に当該場合に対する比較として、鋸歯波をキャリアとして用いた場合について説明する。

図１８は、キャリアとして対称三角波を用いた場合の、直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。具体的には上から順に、第１段目のグラフはリンク電圧Ｖｄｃ及び電位差（Ｖｓ−Ｖｔ）、（Ｖｓｉ−Ｖｔｉ）を示し、第２段目のグラフはリンク電圧Ｖｄｃ及び電位差（Ｖｒ−Ｖｔ）、（Ｖｒｉ−Ｖｔｉ）を示し、第３段目のグラフはキャリアＣ１を示し、第４段目のグラフはリンク電流Ｉｄｃを示し、第５段目乃至第７段目のグラフはそれぞれ電流ｉｒｃ，ｉｓｃ，ｉｔｃを示している。第１段目から第７段目のグラフは、横軸を共通としており、横軸には時間が採用されている。

グラフ破断部の左側では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓがそれぞれ最大相、中間相に相当し、図５に即して言えば三相交流電圧の位相角の６０°以前に対応する。グラフ破断部の右側では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓがそれぞれ中間相、最大相に相当し、図５に即して言えば三相交流電圧の位相角の６０°以降に対応する。よって電流形コンバータ１の制御では、グラフ破断部の右側では通流比についてｄｒｔ＞ｄｓｔとなり、グラフ破断部の右側では通流比についてｄｒｔ＜ｄｓｔとなる。

グラフ破断部の左側では電圧形インバータ２が、図８に例示されるように、第１期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ０をこの順に採用している場合を例示している。同様にグラフ破断部の右側でも電圧形インバータ２が、第１期間ｄｓｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ０をこの順に採用している場合を例示している。

タイミング群［Ｉ］，［ＩＩ］を示すそれぞれ三本の破線のうち、両側二本はそれぞれ単位電圧ベクトルＶ４が採用されている時点を示し、当該二本に挟まれた一本は第１期間の中央（したがってこの例では単位電圧ベクトルＶ６が採用されている）を示す。

電圧形インバータ２は三相交流を出力するので、ある時点で出力される三相交流の一相の電流が０となるときに、他の二相の電流は互いに向きが逆であって両者の絶対値は等しくなる。タイミング群［Ｉ］では電圧単位ベクトルＶ６が採用されるタイミングにおけるリンク電流Ｉｄｃと、電圧単位ベクトルＶ４が採用されるタイミングにおけるリンク電流Ｉｄｃとがほぼ等しいので、電圧形インバータ２が出力する三相交流のうちＶ相に相当する電流がほぼ零となっていると推察される。

他方、出力される三相交流のうち二相の電流が等しいとき、他の一相に流れる電流は当該二相の電流とは向きが逆であり、その絶対値は当該二相の電流の和に等しい。タイミング群ＩＩはこのような場合に相当し、単位電圧ベクトルＶ６が採用されるタイミングにおけるリンク電流Ｉｄｃは、電圧単位ベクトルＶ４が採用されるタイミングにおけるリンク電流Ｉｄｃのほぼ二倍となっている。

リンク電流ＩｄｃはフィルタコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔを流れ、リンク電圧Ｖｄｃにリプルを生成する。タイミング群Ｉの場合、単位電圧ベクトルＶ４，Ｖ６が採用されるときに流れるリンク電流Ｉｄｃがほぼ等しい。これにより電流ｉｒｃは正となり、コンデンサＣｒは放電し、リンク電圧Ｖｄｃは下降する。

タイミング群［ＩＩ］の場合、単位電圧ベクトルＶ４が採用されるときに流れるリンク電流Ｉｄｃは、単位電圧ベクトルＶ６が採用されるときに流れるリンク電流Ｉｄｃの半分程度となるため、電流ｉｓｃの極性は、単位電圧ベクトルＶ４が採用されるときに負、単位電圧ベクトルＶ６が採用されるときに正となっている。このため、リンク電圧Ｖｄｃは単位電圧ベクトルＶ４が採用されるときに上昇し、単位電圧ベクトルＶ６が採用されるときに下降する。

このように、電圧形インバータ２が出力する三相交流の位相により、リンク電圧Ｖｄｃが呈するリプルは異なる場合がある。しかし、対称三角波をキャリアに採用することにより、第１期間において採用される単位電圧ベクトルの配置は第１期間の中心時点を対称点として対称となる。よって同じ単位電圧ベクトルを採用する２つの第１区間及び第２区間でリンク電圧Ｖｄｃを測定し、それぞれの測定結果を内挿補間することで、リンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線電圧Ｅ１を得ることができる。しかも、上記図８、図１０〜１３で説明したように、第１区間、第２区間の中央でそれぞれ第１測定値Ｖｍａｘ１、第２測定値Ｖｍａｘ２を測定すれば、相加平均によって上側包絡線電圧Ｅ１を得ることができる。

図１９は、キャリアとして鋸歯波を用いた場合の、直接形交流電力変換装置の動作を示すグラフである。図１９においても、図１８と同様にして、第１段目から第７段目のグラフが示されている。

グラフの左側では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓがそれぞれ最大相、中間相に相当し、通流比についてｄｒｔ＞ｄｓｔとなり、図１７に示された場合に対応する。グラフの右側では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓがそれぞれ中間相、最大相に相当し、通流比についてｄｒｔ＜ｄｓｔとなる。

ｄｒｔ＞ｄｓｔでは電圧形インバータ２が、図１７に例示されるように、第１期間ｄｒｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ７，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０をこの順に採用している場合を例示している。グラフの右側では電圧形インバータ２が、第１期間ｄｓｔ・Ｔ０において単位電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７をこの順に採用している場合を例示している。

タイミング群［ＩＩＩ］を示すそれぞれ二本の破線のうち、最も左側の破線は単位電圧ベクトルＶ６が採用されている第１区間における中点を示し、最も右側の破線は単位電圧ベクトルＶ４が採用されている第２区間における中点を示す。

タイミング群［ＩＶ］を示すそれぞれ二本の破線のうち、最も左側の破線は単位電圧ベクトルＶ４が採用されている第１区間における中点を示し、最も右側の破線は単位電圧ベクトルＶ６が採用されている第２区間における中点を示す。

電圧形インバータ２のキャリアＣ４として鋸歯波を採用した場合、図１７に示すように、採用される単位電圧ベクトルの配置は第１期間内で非対称となる。よって第１区間と第２区間で測定されたリンク電圧Ｖｄｃを用いて内挿補間を行った結果の、リンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線電圧Ｅ１に対する誤差が発生しやすい。特に第１区間及び第２区間の長さが最大値付近の場合、誤差電圧は最も大きくなる。

リンク電流Ｉｄｃの振幅をＩｍａｘ、電流形コンバータ側１からリンク電流Ｉｄｃが流れる期間の時比率をＤとすると、フィルタ６を構成するコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔのいずれかから流れる電流はＩｍａｘ・（１−Ｄ）となる。よってコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの静電容量をいずれもＣとすると、リンク電圧Ｖｄｃのリプル電圧の振幅Ｖｒは、Ｖｒ＝（１／Ｃ）・Ｉｍａｘ・（１−Ｄ）・Ｄ・Ｔ０となり、Ｄ＝０．５の時にリプル電圧の振幅Ｖｒは最大となる。

図１９ではＩｍａｘ＝２０Ａ、Ｃ＝１０μＦ、Ｔ０＝２００μＳの場合を例示しており、Ｖｒの最大値は１００Ｖとなる。誤差電圧は内挿補間のためＶｒ／２＝５０Ｖと見込まれる。ここでの例示では交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値に対して、誤差電圧が１０％程度に及んでいる。

このように、電圧形インバータ２のキャリアＣ４として鋸歯波を採用した場合、第１区間と第２区間とでそれぞれ測定された第１測定値Ｖｍａｘ１及び第２測定値Ｖｍａｘ２を用いて内挿補間した値は、リンク電圧Ｖｄｃの上側包絡線電圧Ｅ１との間に誤差が生じ得る。

かかる誤差を低減するには上述のリプル電圧の振幅Ｖｒを減少させることになる。例えば周期Ｔ０を小さく、即ちキャリア周波数を高く設定する。あるいは例えばコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの静電容量を大きくする。

また、電圧形インバータ２の制御系において、いわゆる電流マイナーループを採用することにより、リンク電圧において発生するリプル電圧の影響を小さくすることができる。

図２０は特許文献５に例示され、電圧形インバータのスイッチングを制御する制御部１００を示す。但し、いわゆる電流マイナーループと呼ばれる構成には符号Ａを付記した。

制御部１００は加減算器１０１と、ＰＩ制御器１０２と、乗算器１０３と、加減算器１０４と、変換部１０５と、加減算器１０６，１０８，１１３，１１４，１１６と、変換部１０７と、ＰＩ制御器１０９，１１２と、乗算部１１０，１１１と、乗算器１１５と、ＰＷＭ変調部１１７とを有する。

加減算器１０１は、回転角速度目標値ωｒｅ＊から回転角速度ωｒｅを減算して差信号を出力する。ＰＩ制御器１０２は、加減算器１０１からの差信号についてＰＩ制御を行う。乗算器１０３は電圧検出器２４により検出された、インダクタ（図示省略）の両端電圧ＶＬにゲインＫを乗算する。加減算器１０４は、ＰＩ制御器１０２からの信号から減算して電流目標値Ｉａ＊を出力する。変換部１０５は、加減算器１０４からの電流目標値Ｉａ＊に−sinβ＊（β＊：電流位相目標値）を乗算して、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊を出力する。加減算器１０６は、変換部１０５からのｄ軸電流目標値Ｉｄ＊からｄ軸電流値Ｉｄを減算する。変換部１０７は、加減算器１０４からの電流目標値Ｉａ＊にcosβ＊（β＊：電流位相目標値）を乗算して、ｑ軸電流目標値Ｉｑ＊を出力する。加減算器１０８は、変換部１０７からのｑ軸電流目標値Ｉｑ＊からｑ軸電流値Ｉｑを減算する。ＰＩ制御器１０９は、加減算器１０６からの信号についてＰＩ制御を行う。乗算部１１０は、ｄ軸電流値Ｉｄにωｒｅ・Ｌｄ（Ｌｄ：モータのｄ軸インダクタンス）を乗算する。乗算部１１１は、ｑ軸電流値Ｉｑにωｒｅ・Ｌｑ（Ｌｑ：モータのｑ軸インダクタンス）を乗算する。ＰＩ制御器１１２は、加減算器１０８からの信号についてＰＩ制御を行う。加減算器１１３は、ＰＩ制御器１０９からの信号と乗算部１１１からの信号を減算してｄ軸電圧を出力する。加減算器１１４は、ＰＩ制御器１２３からの信号に乗算部１１０からの信号を加算する。乗算器１１５は、回転角速度ωｒｅにモータの誘起電圧係数Ｋｅを乗算する。加減算器１１６は、加減算器１１４からの信号に乗算器１１５からの信号を加算してｑ軸電圧を出力する。ＰＷＭ変調部１１７は、加減算器１１３からのｄ軸電圧Ｖｉｄと加減算器１１６からのｑ軸電圧Ｖｉｑに基づいて、インバータのスイッチング用にＰＷＭ制御信号を出力する。

電流マイナーループＡは加減算器１０６，１０８，１１３，１１４，１１６と、ＰＩ制御器１０９，１１２と、乗算部１１０，１１１とを有しており、ｄ軸電流目標値Ｉｄ＊とｑ軸電流目標値Ｉｑ＊とを入力して、ｄ軸電圧Ｖｉｄとｑ軸電圧Ｖｉｑとを出力する。このような電流マイナーループＡを採用することはｄｑ軸の非干渉化と負荷の線形化の観点で望ましい。

制御部１００ではＰＷＭ変調部１１７で変調率が求められるに際して、リンク電圧Ｖｄｃの影響を受ける。つまりリンク電圧Ｖｄｃは電流マイナーループＡの外乱となる。

しかし一般に良く知られるように、制御ゲインを高く設定することにより制御量への外乱の影響は低減できる。よって電流マイナーループＡの制御ゲインを高くすることで、リンク電圧Ｖｄｃの、電流マイナーループＡへの影響を小さくできる。

ここで、電流マイナーループＡではキャリア周波数の１／２以上の外乱は抑制できないが、誤差電圧はインバータのスイッチングパターンにより変動することから、主に低周波成分を低減することとなる。

以上のように、鋸歯波をキャリアに用いた場合には、対称三角波をキャリアに用いた場合と比較して誤差は大きくなるものの、キャリア周波数を高くする、または／及び、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの静電容量を大きくすることで、当該誤差は低減できる。また、対称三角波をキャリアに用いた場合には内挿補間は相加平均で足りる。このように、測定されたリンク電圧に対して複雑な平均化を行わないので、上記の実施の形態はリンク電圧の測定において応答性が優れている。

１ 電流形コンバータ
２ 電圧形コンバータ
３ 直流リンク
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ 入力端
ｄ０，ｄ４，ｄ６，ｄ７，ｄｇ１，ｄｇ２ 時定数
ｄｒｔ，ｄｓｔ，ｄａｃ，ｄｂｃ 通流比
Ｔ０ 周期

Claims (6)

1. 直流リンク（３）と、
   三相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を相毎に入力する三個の入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）を有し、前記入力端から供給される電流を第１期間（ｄｒｔ・Ｔ０）と第２期間（ｄｓｔ・Ｔ０）とに区分される周期（Ｔ０）で転流して前記直流リンクに対して直流電圧たるリンク電圧（Ｖｄｃ）を印加する電流形コンバータ（１）と、
   前記リンク電圧に対してパルス幅変調に基づくスイッチングパターンでスイッチングを行って多相交流を出力する電圧形インバータ（２）と
   を含む直接形交流電力変換回路において、前記リンク電圧を測定する方法であって、
   前記第１期間は、前記三個の入力端のうち、前記三相交流電圧のうち最大相を呈する電圧と最小相を呈する電圧とが印加される第１対（Ｐｒ，Ｐｔ）に流れる電流が前記直流リンクに対して供給される期間であり、
   前記第２期間は、前記三個の入力端のうち、前記三相交流電圧のうち中間相を呈する電圧と前記最小相を呈する電圧とが印加される第２対（Ｐｓ，Ｐｔ）に流れる電流が前記直流リンクに対して供給される期間であり、
   前記方法は、
   （ａ）前記第１期間において、最も長く第１の前記スイッチングパターンのみが採用される第１区間の中央で測定される前記リンク電圧である第１測定値（Ｖｍａｘ１）を測定するステップと、
   （ｂ）前記第１期間において、前記第１区間と同じ長さ若しくは前記第１区間の次に長い長さで単一の前記スイッチングパターンのみが採用される第２区間の中央で測定される前記リンク電圧である第２測定値（Ｖｍａｘ２）を測定するステップと、
   （ｃ）前記第１期間を含む一の前記周期における前記リンク電圧の代表値（Ｖｍａｘ）を、前記第１測定値と前記第２測定値との内挿補間によって求めるステップと
   を備える、リンク電圧測定方法。
2. 前記第１期間（ｄｒｔ・Ｔ０）は前記第２期間（ｄｓｔ・Ｔ０）よりも長い、請求項１記載のリンク電圧測定方法。
3. （ｄ）前記第１の前記スイッチングパターンとは異なる第２の前記スイッチングパターンのみが採用される区間が前記第１区間の前後のいずれにも設けられる場合、前記ステップ（ｂ）（ｃ）に代えて、前記第１測定値を、前記第１期間を含む前記周期における前記リンク電圧の代表値とするステップ
   を更に備える、請求項１乃至２のいずれか一つに記載のリンク電圧測定方法。
4. 前記スイッチングパターンは、傾斜の絶対値が等しい三角波を呈するキャリアと、前記第１期間において一定値を採る信号波との比較結果に基づいて決定され、
   前記第１区間で採用される前記スイッチングパターンと、前記第２区間で採用される前記スイッチングパターンとは同一である場合、
   前記ステップ（ｃ）における前記内挿補間として相加平均が採用される、請求項１乃至２のいずれか一つに記載のリンク電圧測定方法。
5. 前記第１測定値を測定するタイミングと、前記第２測定値を測定するタイミングとは、前記キャリアが単一の所定値を採るタイミングで決定される、請求項４記載のリンク電圧測定方法。
6. 前記三相交流電圧の二つの電圧が等しくなる時点における前記三相交流電圧の周期に対する位相（θ）をπ／３とし、前記位相が−π／６乃至π／６を取る区間における前記リンク電圧の前記代表値を、前記位相の余弦値で除して前記リンク電圧の最大値を求める、請求項１乃至５のいずれか一つに記載のリンク電圧測定方法。

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