JP2009213252A - 電力変換装置における状態量検出方法及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な構成で高精度に、電力変換装置における状態量を検出する状態量検出方法及び電力変換装置を提供する。
【解決手段】電流形コンバータ２０は、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐと、ローアーム側スイッチ素子Ｓｓｎ，Ｓｒｎ，Ｓｔｎを備えている。そして、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ、ローアーム側スイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの導通パターンに基づいて、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を、入力線の線間電圧として検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置における状態量検出方法及び電力変換装置に関し、例えばコンバータとインバータとの間に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置に関する。

特許文献１には、２本の直流電源線の間に印加された直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータにおいて、電流を検出する技術が記載されている。直流電源線の間には平滑コンデンサが接続されている。また、平滑コンデンサに対してインバータ側において、直流電源線にシャント抵抗が接続されている。そして、インバータが出力する電圧ベクトルに基づいて、シャント抵抗を流れる電流を検出し、検出した電流値を用いた演算により相電流を求めている。

また、電力変換装置において、入力力率を１に近づけるように運転するためには、一般的にインバータにＰＷＭコンバータを直列接続する構成が採用される。

特許文献２には、電源から入力線を介して入力される三相交流電圧を直流電圧に変換して直流電源線の間に出力するＰＷＭコンバータにおいて、電流を検出する技術が記載されている。直流電源線の間には平滑コンデンサが接続されている。また、平滑コンデンサに対してＰＷＭコンバータ側において、直流電源線にシャント抵抗が接続されている。そして、ＰＷＭコンバータが出力する電圧ベクトルに基づいて、シャント抵抗を流れる電流を検出し、検出した電流値を用いた演算により入力線の相電流を求めている。

そして、当該入力線の相電流がＰＷＭコンバータの制御に用いられる。このような制御では、三相交流電圧の位相情報のみを用いて制御しているので、瞬時停電や電圧低下等の電源異常を監視するためには、電源振幅を検出することが必要である。例えば、直流電源線の間の電圧を検出する。

なお、本発明に関連する技術として、特許文献３、非特許文献１〜３が開示されている。

特開平３−２３０７６７号公報 特開２００２−３１５３４３号公報 特開平５−０５６６８２号公報 L.wei, T.A.Lipo, "A Novel Matrix converter Topology with Simple Commutation", IEEE ISA2001, vol3, pp1749-1754, 2001 加藤康司、伊藤淳一、「昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会産業応用部門大会１−３１，1-279〜282頁 竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、vol.116、No.1、第１０６〜第１０７頁、１９９６

特許文献１に記載のインバータと、特許文献２に記載のＰＷＭコンバータとを直列に接続した場合、ＰＷＭコンバータ及びインバータのそれぞれの相電流を検出する２つの電流検出回路が設けられる。また、電源異常を監視するためには、特許文献３記載のように、平滑コンデンサの電圧を検出することにより検出する方法が知られている。よって、２つの電流検出回路及び１つの電圧検出回路が必要であり、構成上の簡素化には限界があり特に、電圧検出については電源振幅の増減を検出できるレベルであり、検出精度に問題があった。

そこで、本発明は、簡素な構成で、電力変換装置における状態量を高精度に検出する状態量検出方法及び電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第１の態様は、多相交流電圧が入力される複数の入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、第１及び第２の直流電源線（Ｌ１，Ｌ２）と、前記入力線の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のハイアーム側スイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力線の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のローアーム側スイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有する電流形コンバータ（１０）とを備える、電力変換装置において、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子の瞬時の導通パターン(Ｉ（ｒｓ）)に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）を、前記入力線の間の線間電圧（Ｖｒｓ）として検出する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第２の態様は、第１の態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、前記電力変換装置は、複数の出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）と、前記出力線の各々と前記第１の直流電源線（Ｌ１）との間に接続された複数の第２ハイアーム側スイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力線の各々と前記第２の直流電源線（Ｌ２）との間に接続された複数の第２ローアーム側スイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータ（２０）と
を更に備え、前記第１及び前記第２の直流電源線に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置であって、前記電流形コンバータ（１０）及び前記電圧形インバータを同期して動作させ、前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子の瞬時の第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線を流れる電流（ｉｄｃ）を、前記出力線の線電流（ｉｕ）として検出する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第３の態様は、第２の態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、前記電力変換装置は、キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第１スイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と、前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第２スイッチ信号を与えるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）とを更に備え、前記電流形コンバータ（１０）は、前記第１スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、前記電圧形インバータ（２０）は、前記第２スイッチ信号に基づいて、前記キャリアが前記基準値を採る時点を境界として交互に把握される２つの第１キャリア周期（ｄｓｔ・Ｔｓ）及び第２キャリア周期（ｄｒｔ・Ｔｓ）の各々において、前記第２導通パターン（Ｖ０〜Ｖ７）を採用し、前記第１キャリア周期及び前記第２キャリア周期のうち長いほうのキャリア周期において、瞬時の前記第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記電流（ｉｄｃ）を、前記線電流（ｉｕ）として検出する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第４の態様は、第１又は第２の態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、前記電力変換装置は、単一三角波状のキャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）とを更に備え、前記電流形コンバータ（１０）は、前記スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、前記キャリアの値が最大値及び最小値を採るときに、前記電圧（Ｖｄｃ）をサンプルホールドして検出する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第５の態様は、第１又は第２の態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、前記複数の前記入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）は三つの前記入力線であって、前記電力変換装置は、キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）とを更に備え、前記電流形コンバータ（１０）は、前記スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、前記キャリアの一周期において、前記電圧（Ｖｄｃ）を検出して前記入力線の相互間の線間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｒ，Ｖｓｔ，Ｖｔｓ，Ｖｔｒ，Ｖｒｔ）のうち二つを検出し、残りの一つの前記線間電圧を、検出した二つの前記線間電圧に基づいて算出する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第６の態様は、第３の態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、前記複数の前記出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）は三つの前記出力線であって、前記キャリアの一周期において、前記電流（ｉｄｃ）を検出して、前記出力線の線電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，−ｉｕ，−ｉｖ，−ｉｗ）のうち二つを検出し、残りの一つの線電流を、検出した二つの前記線電流に基づいて算出する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第７の態様は、第１乃至第６の態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、検出した前記線間電圧を、静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電圧値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電圧値に変換する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第８の態様は、第２，３，６の何れか一つの態様に係る電力変換装置における状態量検出方法であって、検出した前記線電流を、静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電流値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電流値に変換する。

本発明に係る電力変換装置の第１の態様は、多相交流電圧が入力される複数の入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、第１及び第２の直流電源線（Ｌ１，Ｌ２）と、前記入力線の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のハイアーム側スイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力線の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のローアーム側スイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）と有する電流形コンバータ（１０）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子の瞬時の導通パターン(Ｉ（ｒｓ）)に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）を、前記入力線の間の線間電圧（Ｖｒｓ）として検出する線間電圧検出部（Ｒ１，３１〜３３）とを備える。

本発明に係る電力変換装置の第２の態様は、第１の態様に係る電力変換装置であって、複数の出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）と、前記出力線の各々と前記第１の直流電源線（Ｌ１）との間に接続された複数の第２ハイアーム側スイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力線の各々と前記第２の直流電源線（Ｌ２）との間に接続された複数の第２ローアーム側スイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータ（２０）と、前記電流形コンバータと、前記電圧形インバータとを同期させて動作させる同期変調部（１１〜１４，２１〜２５，５１）と、前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子の第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線を流れる電流（ｉｄｃ）を、前記出力線の線電流（ｉｕ）として検出する線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）とを更に備え、前記第１及び前記第２の直流電源線に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置である。

本発明に係る電力変換装置の第３の態様は、第２の態様に係る電力変換装置であって、前記同期変調部は、キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第１スイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と、前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第２スイッチ信号を与えるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）とを更に備え、前記電流形コンバータ（１０）は、前記第１スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、前記電圧形インバータ（２０）は、前記第２スイッチ信号に基づいて、前記キャリアが前記基準値を採る時点を境界として交互に把握される２つの第１キャリア周期（ｄｓｔ・Ｔｓ）及び第２キャリア周期（ｄｒｔ・Ｔｓ）において、前記第２導通パターン（Ｖ０〜Ｖ７）を採用し、前記線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）は、前記第１キャリア周期及び前記第２キャリア周期のうち長いほうのキャリア周期において、瞬時の前記第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記電流（ｉｄｃ）を、前記線電流（ｉｕ）として検出する。

本発明に係る電力変換装置の第４の態様は、第１又は第２の態様に係る電力変換装置であって、単一三角波状のキャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）とを更に備え、前記電流形コンバータ（１０）は、前記スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、前記線間電圧検出部（３１〜３３）は、前記キャリアの値が最大値及び最小値を採るときに、前記電圧（Ｖｄｃ）をサンプルホールドして検出する。

本発明に係る電力変換装置の第５の態様は、第１又は第２の態様に係る電力変換装置であって、前記複数の前記入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）は三つの前記入力線であって、キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）とを更に備え、前記電流形コンバータ（１０）は、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、前記線間電圧検出部（Ｒ１，Ｒ２，３１〜３３）は、前記キャリアの一周期において、前記電圧（Ｖｄｃ）を検出して前記入力線の相互間の線間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｒ，Ｖｓｔ，Ｖｔｓ，Ｖｒｔ，Ｖｔｒ）のうち二つを検出し、残りの一つの線間電圧を、検出した二つの前記線間電圧に基づいて算出する。

本発明に係る電力変換装置の第６の態様は、第３の態様に係る電力変換装置であって、前記複数の前記出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）は三つの前記出力線であって、前記線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）は、前記キャリアの一周期において、前記電流（ｉｄｃ）を検出して前記出力線の線電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）のうち二つを検出し、残りの一つの線電流を、検出した二つの線電流に基づいて算出する。

本発明に係る電力変換装置の第７の態様は、第１乃至第６のいずれか一つの態様に係る電力変換装置であって、前記線間電圧検出部（Ｒ１，Ｒ２，３１〜３３）は、前記線間電圧を静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電圧値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電圧値に変換する。

本発明に係る電力変換装置の第８の態様は、第２、第３、第６のいずれか一つの態様に係る電力変換装置であって、前記線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）は、前記線電流を静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電流値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電流値に変換する。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第１の態様及び電力変換装置の第１の態様によれば、複数の入力線の相互間の各々における線間電圧を検出するに際して、第１及び第２の直流電源線の間の電圧のみを検出すればよい。よって、特許文献３に記載のように平滑コンデンサの両端電圧を検出して直流電圧を検出し、振幅情報を得る方法に対して、高精度に振幅情報を得ることができ、入力電圧の瞬時波形を検出することが可能となる。また、複数の入力線の相互間の各々において直接に電圧を検出する場合と比べて簡易な構成で検出することができることは明らかである。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第２の態様及び電力変換装置の第２の態様によれば、電流形コンバータと、電圧形インバータとを同期して動作させているので、同じタイミングで入力線の線間電圧、出力線の線電流を検出できる。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第３の態様及び電力変換装置の第３の態様によれば、２つのキャリア周期のうち長いほうのキャリア周期において、電流を検出しているので、一方のキャリア周期が短くなって電流検出が不能となったとしても、他方のキャリア周期で電流を検出することができる。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第４の態様及び電力変換装置の第４の態様によれば、キャリアの値が最大値及び最小値を採る時は、キャリアの値が基準値を採り、再び基準値を取るまでの間の期間の中央である。当該期間中は転流が行われないので、ハイアーム側スイッチ素子及びローアーム側スイッチ素子の切り換え動作は行われない。ハイアーム側スイッチ素子及びローアーム側スイッチ素子が所定の導通パターンを維持している期間の中央で、電圧をサンプルホールドでき、当該期間が減少した場合においても安定した電圧値を検出できる。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第５の態様及び電力変換装置の第５の態様によれば、入力線の相互間の線間電圧の全てを把握できる。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第６の態様及び電力変換装置の第６の態様によれば、出力線の線電流の全てを把握できる。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第７の態様及び電力変換装置の第７の態様によれば、α軸，β軸又はｄ軸，ｑ軸における電圧値を得ることができ、これらを直接形電力変換装置の制御に用いることができる。

本発明に係る電力変換装置における状態量検出方法の第８の態様及び電力変換装置の第８の態様によれば、α軸，β軸又はｄ軸，ｑ軸における電流値を得ることができ、これらを直接形電力変換装置の制御に用いることができる。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示している。直接形電力変換装置は、多相交流電源Ｅ１と、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔと、電流形コンバータ１０と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、シャント抵抗Ｒ３と、電圧形インバータ２０と、出力線ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗと、多相交流モータＭ１とを備えている。

多相交流電源Ｅ１は例えば三相交流電源であって、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間に三相交流電圧を出力する。

リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔはそれぞれ入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ上に設けられている。

コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間で例えばＹ結線されて設けられている。具体的には、コンデンサＣｒ，Ｃｓは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間に直列に接続され、コンデンサＣｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの間に直列に接続され、コンデンサＣｔ，Ｃｒは入力線ＡＣＬｔ，ＡＣＬｒの間に直列に接続される。これらは電流形コンバータ１０の入力側に設けられ電圧源として機能する。コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔはそれぞれリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと共にキャリア電流成分を除去するキャリア電流成分除去フィルタを構成すると把握することもできる。

電流形コンバータ１０は、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｘｐ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下、同様。）と、ローアーム側スイッチ素子Ｓｘｎと、高速ダイオードＤｘｐ，Ｄｘｎとを備えている。ハイアーム側スイッチ素子Ｓｘｐは例えばＩＧＢＴであって、入力線ＡＣＬｘと直流電源線Ｌ１との間に接続されている。ローアーム側スイッチ素子Ｓｘｎは例えばＩＧＢＴであって、入力線ＡＣＬｘと、直流電源線Ｌ２との間に接続されている。高速ダイオードＤｘｐはアノードが入力線ＡＣＬｘ側、カソードが直流電源線Ｌ１側で、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｘｐと直列に接続されている。高速ダイオードＤｘｎはアノードが直流電源線Ｌ２側、カソードが入力線ＡＣＬｘ側で、ローアーム側スイッチ素子Ｓｘｎと直列に接続されている。

電圧形インバータ２０は、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｙｐ（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下、同様。）と、ローアーム側スイッチ素子Ｓｙｎと、還流ダイオードＤｙｐ，Ｄｙｎとを備えている。ハイアーム側スイッチ素子Ｓｙｐは例えばＩＧＢＴであって、出力線ＡＣＬｙと直流電源線Ｌ１との間に接続されている。ローアーム側スイッチ素子Ｓｙｎは例えばＩＧＢＴであって、出力線ＡＣＬｙと、直流電源線Ｌ２との間に接続されている。還流ダイオードＤｙｐはアノードが出力線ＡＣＬｙ側、カソードが直流電源線Ｌ１側で、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｙｐと並列に接続されている。還流ダイオードＤｙｎはアノードが直流電源線Ｌ２側、カソードが出力線ＡＣＬｙ側で、ローアーム側スイッチ素子Ｓｙｎと並列に接続されている。

以下の説明において、ハイアーム側スイッチ素子及びローアーム側スイッチ素子を単にスイッチ素子とも呼称する。

抵抗Ｒ１，Ｒ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で相互に直列に接続されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧Ｖｄｃを検出するための抵抗である。なお、直流電圧Ｖｄｃを検出するために必ずしも抵抗Ｒ１，Ｒ２の両方を設ける必要はない、例えば直接直流電源線Ｌ１、Ｌ２間の電圧を検出し、制御回路の増幅器等で電圧を変圧してもよい。

シャント抵抗Ｒ３は、抵抗Ｒ１，Ｒ２に対して電圧形インバータ２０側で直流電源線Ｌ２上に設けられている。シャント抵抗Ｒ３は直流電源線Ｌ１，Ｌ２を流れる直流電流ｉｄｃを検出するための抵抗である。なお、シャント抵抗Ｒ３は抵抗Ｒ１，Ｒ２に対して電圧形インバータ２０側であれば直流電源線Ｌ１上に設けられていてもよい。

多相交流モータＭ１は例えば三相交流モータの誘導性要素のみを示したものであって、図１においては、そのインダクタンス分および抵抗分をコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗとでそれぞれ表している。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗはそれぞれ抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗと直列に接続されている。抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの反対側におけるコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの一端はそれぞれスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの間、スイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの間、スイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの間にそれぞれ接続されている。コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの反対側における抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの一端は中性点Ｐで共通に接続されている。但しコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗとは多相交流モータＭ１のインダクタンス分および抵抗分を等価的に示しているだけであるので、抵抗ＲｙとコイルＬｙとの直列接続の、中性点Ｐと出力線ＡＣＬｙとの間での位置は入れ替わってもよい。

以上のように、本直接形電力変換装置は負荷の誘導性要素を電流源として電力変換を行うために、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間にコンデンサやコイルといった電力蓄積手段を有さない。

このような直接形電力変換装置において、まず、電流形コンバータ１０、電圧形インバータ２０についてのスイッチング制御方法について説明し、その後、状態量検出方法について説明する。なお、ここでいう状態量とは電流値又は電圧値である。

電流形コンバータ１０におけるスイッチ素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎのスイッチング動作について説明する。図２は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔにそれぞれ印加される相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを示している。図２に示すように、相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち一つの極性が負で、残りの二つの極性が正である領域１と、相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうち一つの極性が正で、残りの二つの極性が負である領域２とが、位相角６０度ごとに交互に繰り返し現れる。そこで、領域１においては、一つの極性のみが負である相のローアーム側スイッチ素子を導通させ、残りの二つの相のハイアーム側スイッチ素子を相互に排他的に導通させる。領域２においては、一つの極性のみが正である相のハイアーム側スイッチ素子を導通させ、残りの二つの相のローアーム側スイッチ素子を相互に排他的に導通させる。

例えば位相角３０度から９０度の領域では、ｔ相における相電圧Ｖｔのみが負の極性を呈し、ｒ相、ｓ相における相電圧Ｖｓ，Ｖｔが正の極性を呈している。この領域では、ｔ相におけるローアーム側スイッチ素子Ｓｔｎを導通させ、ｒ相、ｓ相におけるハイアーム側スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐを交互に排他的に導通させる。

図３は電流ベクトルを示す図である。上述したスイッチング動作によって、電流形コンバータ１０が出力する電流ベクトルは、各電流ベクトルＩ（ｒｓ），Ｉ（ｒｔ），Ｉ（ｓｔ），Ｉ（ｓｒ），Ｉ（ｔｒ），Ｉ（ｔｓ）を頂点とする六角形の軌跡を描く。なお、図２においてグラフの下部に示す数字は、図３における電流ベクトルに対応する電流モードを示している。

表１は各電流ベクトルＩ（ｒｓ），Ｉ（ｒｔ），Ｉ（ｓｔ），Ｉ（ｓｒ），Ｉ（ｔｒ），Ｉ（ｔｓ）に対応する電流形コンバータ１０の導通パターンを示している。例えば図２，３を参照して、電流モード２（位相角３０度から９０度の領域）では、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｒｐ及びローアーム側スイッチ素子Ｓｔｎのみが導通する導通パターン（表１における電流ベクトルＩ（ｒｔ））と、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｓｐ及びローアーム側スイッチ素子Ｓｔｎのみが導通する導通パターン（表１における電流ベクトルＩ（ｓｔ））とが、繰り返し切り替えられて選択される。なお、直流電源線Ｌ１に印加されるＶＬ１と相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔについては後に詳述する。

図４は電流形コンバータ１０におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。図４では電流モード２（位相角３０度から９０度の領域）のうち、相電圧Ｖｒが最大相を呈しているとき（位相角３０度から６０度）のスイッチング動作を示している。傾斜の絶対値が一定である三角波、例えば二等辺三角形状の単一三角波をキャリアＣ１として採用する。そしてキャリアＣ１と指令値とを比較することによって電流形コンバータ１０のスイッチングが行われる。以下では図示された範囲内では指令値は一定であると近似している。実際には指令値は、例えばキャリアの周期の倍数の期間毎に更新される。

ここではスイッチ素子Ｓｔｎが導通している状態におけるスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの排他的な導通を考えているので、指令値はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが導通するデューティに基づいて設定される。図４では簡単のため、傾斜の絶対値が一定であるキャリアＣ１のピーク・トゥ・ピークの振幅を１とする。また説明の簡単のため、特に断らない限り、キャリアＣ１の最小値を０，最大値を１として説明する。キャリアＣ１の振幅が異なる場合であっても比例を考慮し、キャリアＣ１の中心値が異なる場合であってもキャリアＣ１のシフトを考慮すれば、以下の説明が妥当する。

スイッチ素子Ｓｔｐは非導通であって、その導通するデューティは０と見なせるので、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐのデューティをそれぞれ値ｄｒｔ，ｄｓｔとすると、電流モード２においては値ｄｒｔ，ｄｓｔの和は１となる。

上述のようにキャリアＣ１の傾斜の絶対値は等しいので、キャリアＣ１が値０〜ｄｒｔをとる場合にスイッチ素子Ｓｒｐを導通させ、キャリアＣ１が値ｄｒｔ〜１をとる場合にスイッチ素子Ｓｓｐを導通させれば、その導通期間は上記デューティに対応することとなる。

よってキャリアＣ１が値ｄｒｔ以下であればスイッチ素子Ｓｒｐを導通させ、キャリアＣ１が値ｄｒｔ以上であればスイッチ素子Ｓｓｐを導通させる制御を行う。このようなスイッチングの採用により、キャリアＣ１の一周期Ｔ０は、指令値以上の期間Ｔｓと、指令値以下の期間Ｔｒに区分され、それぞれｄｓｔ・Ｔ０、ｄｒｔ・Ｔ０で計算されることになる。

期間Ｔｓではスイッチ素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通することから、線電流ｉｓ，ｉｔが流れて直流電流ｉｄｃが直流電源線Ｌ１，Ｌ２に流れ、期間Ｔｒではスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通することから線電流ｉｒ，ｉｔが流れて直流電流ｉｄｃが直流電源線Ｌ１，Ｌ２に流れる。この内容は、キャリアＣ１が基準値ｄｒｔを採るタイミングで電流形コンバータ１０を転流させる、とも把握できる。なお、後述する電圧形インバータ２０が零電圧ベクトルを出力する期間中は、直流電流ｉｄｃが流れない。図４においては、この期間を斜線で示している。入力電流の波形を改善するためには、零電圧ベクトルの期間は、期間Ｔｓ，Ｔｒのそれぞれにおいて期間Ｔｓ，Ｔｒの比で分配されることが望まれる。図４に示す直流電源線Ｌ１の電位ＶＬ１ついては後述する。

次に、電圧形インバータ２０が有するスイッチ素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎのスイッチング動作について説明する。図５は電圧ベクトルを示す図である。電圧形インバータ２０は、例えば合成された電圧ベクトルが原点を中心として円を描くように、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の何れかを出力する導通パターンを切り替えて選択する。表２は各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７における電圧形インバータ２０の導通パターンを示している。

図６は電圧形インバータ２０のスイッチング動作を示すタイミングチャートである。零電圧ベクトルの期間が、期間Ｔｓ，Ｔｒのそれぞれにおいて期間Ｔｓ，Ｔｒの比で分配されるために、電圧形インバータ２０のキャリアＣ２に電流形コンバータ１０のキャリアＣ１と同じものを採用し、値ｄｒｔを基準値とし、当該基準値よりも大きい側と小さい側のそれぞれにおいて電圧形インバータ２０の指令値を設ける。なお、電流形コンバータ１０と電圧形インバータ２０とは同じキャリアに基づいて同期して制御される。

具体的な一例として、電圧形インバータ２０が電圧ベクトルＶ０（０００）、Ｖ４（１００）、Ｖ６（１１０）、Ｖ４（１００）、Ｖ０（０００）をこの順に繰り返して採用したスイッチングを行う場合（電圧モード１の場合）を説明する。即ちスイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎがそれぞれ非導通、導通している状態（出力線ＡＣＬｗが直流電源線Ｌ２に接続されて相電圧Ｖｗが低電位を呈する状態）において、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎがスイッチングする場合を例に採る（表２も参照）。

スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが共に非導通する電圧ベクトルＶ０を採るデューティ、スイッチ素子Ｓｕｐが導通し、Ｓｖｐ，Ｓｗｐが共に非導通する電圧ベクトルＶ４を採るデューティ、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐが共に導通し、Ｓｗｐが非導通する電圧ベクトルＶ６を採るデューティをそれぞれ値ｄ０，ｄ４，ｄ６で表せば、電圧モード１においてはｄ０＋ｄ４＋ｄ６＝１となる。

キャリアＣ２において値ｄｒｔ以上の値をとる期間Ｔｒをｄ０，ｄ４，ｄ６の比で、また値ｄｒｔ以下の値をとる期間Ｔｓをｄ０，ｄ４，ｄ６の比で、それぞれ分割する。スイッチ素子Ｓｗｐは非導通であってその導通するデューティは０と見なせる。よって、上記の分割により、電圧形インバータ２０における電圧ベクトルのデューティを損なうことなく、電圧ベクトルＶ０を採る期間を、値ｄｓｔ，ｄｒｔの比で分割することができる。

具体的には電圧形インバータ２０のスイッチングは下記のように制御される（スイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ非導通、導通している）。

キャリアＣ２が値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０を採る場合：電圧ベクトルＶ０を採る；
キャリアＣ２が値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）〜ｄｒｔ（１−ｄ０）、または値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る場合：電圧ベクトルＶ４を採る；
キャリアＣ２が値０〜ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）、または値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ＝１を採る場合：電圧ベクトルＶ６を採る。

キャリアＣ２もキャリアＣ１と同じ波形を採用し、かつ時間に対する傾斜の絶対値が等しい三角波が採用されるので、期間Ｔｓにおける電圧ベクトルＶ０の期間は正の傾斜側及び負の傾斜側のいずれにおいても下記の期間Ｔｓ０を採る。

同様に、期間Ｔｒにおける電圧ベクトルＶ０の期間は正の傾斜側及び負の傾斜側のいずれにおいても下記の期間Ｔｒ０を採る。

よって零電圧ベクトルの期間は期間Ｔｒ，Ｔｓにおいて、それぞれｄｒｔ・ｄ０・Ｔ，ｄｓｔ・ｄ０・Ｔとなり、それぞれ値ｄｒｔ，ｄｓｔの比で分配することが実現される。よって零電圧ベクトル期間に起因する入力電流の歪みを原理的に除去できる。

しかも、キャリアＣ２の一周期Ｔ０当たりにおいて、電圧ベクトルＶ４の期間は下記で表される。

キャリアＣ２の一周期Ｔ０当たりにおいて電圧ベクトルＶ６の期間は下記で表される。

そしてキャリアＣ２の一周期Ｔ０当たりにおいて電圧ベクトルＶ０の期間は下記で表される。

よってキャリアＣ２の一周期Ｔ０当たりにおいて、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の期間を値ｄ０，ｄ４，ｄ６の比で実現される。

次に、電流形コンバータ１０のスイッチング動作において、例えば特許文献１に代表されるように、電圧形コンバータが相電圧を制御して線電流を検出するのに対し、双対性を考慮すると、電流形コンバータ１０は相電流を制御して線間電圧を検出する。以下、電流形コンバータ１０において、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間の線間電圧を検出する方法について説明する。

例えば図１，４を参照して、スイッチ素子Ｓｓｐ，Ｓｔｎが導通している場合、つまり電流形コンバータ１０が電流ベクトルＩ（ｒｓ）を出力する導通パターンを採用している（表１も参照）場合、直流電源線Ｌ１と入力線ＡＣＬｓとが相互に短絡し、直流電源線Ｌ２と入力線ＡＣＬｔとが相互に短絡する。電位の基準を多相交流電源Ｅ１の中性点とすれば、直流電源線Ｌ１に印加される電位ＶＬ１は相電圧Ｖｒに等しく、直流電源線Ｌ２に印加される電位ＶＬ２は相電圧Ｖｔに等しい。図４には電位ＶＬ１が示されている。図４に示すキャリアＣ１の一周期Ｔ０においては、スイッチ素子Ｓｔｎが導通しているので電位ＶＬ２は相電圧Ｖｔと等しい。

よって、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧Ｖｄｃは入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの線間電圧Ｖｓｔと一致する。従って、このときに直流電圧Ｖｄｃを線間電圧Ｖｓｔとして検出する。但し、電圧形インバータ２０が零電圧ベクトルを出力する期間中は直流電圧Ｖｄｃが零になるので、この期間を避けて検出する。

また、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｔｎが導通している場合、つまり電流形コンバータ１０が電流ベクトルＩ（ｒｔ）を出力する導通パターンを採用している場合、同様にして考慮すると、直流電圧Ｖｄｃは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔの線間電圧Ｖｒｔと一致する。よって、このとき直流電圧Ｖｄｃを線間電圧Ｖｒｔとして検出する。同様に、電圧形インバータ２０が零電圧ベクトルを出力する期間を避けて検出する。

図４に示すタイムチャートでは、相電圧Ｖｒが最大相、相電圧Ｖｓが中間相、相電圧Ｖｔが最小相である場合を示しており、線間電圧Ｖｒｔは線間電圧Ｖｓｔよりも大きい。入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの線間電圧Ｖｒｓは、線間電圧Ｖｒｔと線間電圧Ｖｓｔとの差（Ｖｒｓ＝Ｖｒｔ−Ｖｓｔ）で表現できる。よって、検出した二つの線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔを用いて、残りの線間電圧Ｖｒｓを算出できる。これによって、キャリアＣ１の一周期Ｔ０における三つの線間電圧Ｖｒｔ，Ｖｓｔ，Ｖｒｓの全てを検出できる。

表１には、各電流ベクトルＩ（ｒｓ），Ｉ（ｒｔ），Ｉ（ｓｔ），Ｉ（ｓｒ），Ｉ（ｔｒ），Ｉ（ｔｓ）を出力する導通パターンの各々において、直流電圧Ｖｄｃと一致する線間電圧をも示している。なお、例えば線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｒはいずれも入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間の線間電圧を表しており、線間電圧Ｖｒｓは入力線ＡＣＬｒが高電位側となることを、線間電圧Ｖｓｒは入力線ＡＣＬｓが高電位側となることを示している。線間電圧Ｖｓｔ，ｓｒ，ｔｒ，ｔｓについても同様である。そして、表１に示されるように、導通パターンと線間電圧との関係に基づいて、直流電圧Ｖｄｃを、入力線の線間電圧として検出する。

以上のように、線間電圧を検出するために、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧Ｖｄｃを検出すればよいので、特許文献３に記載のように平滑コンデンサの両端電圧を検出して直流電圧を検出し、振幅情報を得る方法に対して、高精度に振幅情報を得ることができ、入力電圧の瞬時波形を検出することが可能となる。また、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔのそれぞれにおいて、少なくとも二つの線間電圧を直接に検出する場合と比べて、簡易な構成で線間電圧を検出することができることは明らかである。

また、直流電圧Ｖｄｃを検出しているので、多相交流電源Ｅ１が瞬時停止した場合や、多相交流電源Ｅ１からの出力電圧（相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）が低下したことを、構成上の追加なしに監視できる。

次に、電圧形インバータ２０において出力線ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗを流れる線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する方法について述べる。なお、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは電圧形インバータ２０からモータＭ１へと流れる方向を正としている。

例えば図１，６を参照して、電圧形インバータ２０が電圧ベクトルＶ４を出力する導通パターンを採用している場合、ハイアーム側スイッチ素子Ｓｕｐのみが直流電源線Ｌ１に接続されているので、直流電源線Ｌ１，Ｌ２を流れる直流電流ｉｄｃは線電流ｉｕと一致する。よって、このとき直流電流ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出する。

また、電圧形インバータ２０が電圧ベクトルＶ６を出力する導通パターンを採用している場合、ローアーム側スイッチ素子Ｓｗｎのみが直流電源線Ｌ２に接続されているので、直流電流ｉｄｃは線電流ｉｗと極性を除いて一致する。なお、極性の異なる線電流についてはマイナスをつけて表記する。よって、このとき直流電流ｉｄｃを線電流−ｉｗとして検出する。

線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの和が０であることから、線電流ｉｖは線電流ｉｗと線電流ｉｕとの差（ｉｖ＝ｉｗ−ｉｕ）で表される。よって、検出した二つの線電流ｉｗ，ｉｕを用いて残りの線電流ｉｖを算出できる。これによって、キャリアＣ２の一周期Ｔ０における三つの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを検出できる。

表２には各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を出力する導通パターンの各々において、直流電流ｉｄｃと一致する線電流をも示している。そして、表２に示されるように、導通パターンと線電流との関係に基づいて、直流電流ｉｄｃを出力線の線電流として検出する。

なお、キャリアＣ２はキャリアＣ１を採用し、電流形コンバータ１０及び電圧形インバータ２０は相互に同期して動作しているので、例えば時刻ｔ１’において線間電圧と線電流とを同じタイミングで検出することができる。

また、図６に示したように、電圧形インバータ２０では、キャリアＣ２が値ｄｒｔ以上の期間Ｔｓと値ｄｒｔ以下の期間Ｔｒでそれぞれ電圧ベクトルが同じデューティで出力される。値ｄｒｔはスイッチ素子Ｓｒｐのデューティであり、０〜１までの値を採る。例えば値ｄｒｔが０に近い場合、期間Ｔｒは非常に短い。この期間Ｔｒ内に、出力される電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の各々の期間はさらに短い。また、一つの入力線に接続された一対のハイアーム側スイッチ素子及びローアーム側スイッチ素子の両方を非導通とする期間（デッドタイム期間）を設ける場合、出力される電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の各々の期間は更に短い。このような場合、電圧ベクトルを出力する期間が直流電流ｉｄｃを検出するのに十分な期間を満たさない場合がある。従って、直流電流ｉｄｃを検出するに際して、期間Ｔｒ，Ｔｓのうち、長い方の期間で直流電流ｉｄｃを検出することが望ましい。これによって、一方の期間が短くなって、例えばデッドタイムにより検出不能となる割合を小さくすることができる。

第２の実施の形態．
本実施の形態では、第１の実施の形態で説明した電力変換装置の制御及び状態量検出方法を実現する構成の一例を説明する。

図７は、図１に示す電力変換装置を制御する制御部の構成の概念的な一例を示している。制御部１００は、台形状電圧指令部１１と、空間ベクトル演算部１２，２２と、比較器１３，２３，２４と、電流形論理変換部１４と、二相変調電圧指令部２１と、論理和部２５と、サンプルホールド回路３１，４１と、比較部３２，４２と、電圧演算部３３と、電流演算部４３と、適用キャリア選択部４４と、キャリア生成部５１とを備えている。

まず、電流形コンバータ１０へと与えるスイッチ信号を生成する方法とその構成について説明する。概要を説明すると、仮想される電圧形コンバータ（以下「仮想電圧形コンバータ」と称す）についてのスイッチ信号を生成し、このスイッチ信号を電流形コンバータ用のスイッチ信号に論理変換して電流形コンバータ１０へと出力する。第１の実施の形態において説明したように、電流形コンバータ１０が出力する電流ベクトルは、各電流ベクトルＩ（ｒｓ），Ｉ（ｒｔ），Ｉ（ｓｔ），Ｉ（ｓｒ），Ｉ（ｔｒ），Ｉ（ｔｓ）を頂点とする六角形（図３）の軌跡を描く。これを仮想電圧形コンバータに基づいて考慮すると、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を頂点とする六角形（図５）の軌跡を描くことに相当する。よって、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を頂点とする六角形状の軌跡を描く電圧ベクトルを出力するために仮想電圧形コンバータに用いられるべきスイッチ信号を、電流形コンバータ１０が電流ベクトルを出力するために用いられるべきスイッチ信号へと変換して、電流形コンバータ１０へと出力する。

仮想電圧形コンバータは電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を採用し、一つの相についてはハイアーム側スイッチ素子が導通し、他の一つの相についてはローアーム側スイッチ素子が導通し、残りの一つの相についてはハイアーム側スイッチ素子と、ローアーム側スイッチ素子とが交互に導通する（デッドタイムを除く）。

よって仮想電圧形コンバータでの電圧指令の波形は、常にいずれか一つの相の電圧指令がキャリアの最大値を採り、他の一つの相の電圧指令がキャリアの最小値を採る。そして残りの一つの相の電圧指令がキャリアの最小値と最大値との間の値を採り、他の二つの相に対する中間相として把握できる。

台形状電圧指令部１１はこのような仮想電圧形コンバータについての電圧指令を生成する。図８はかかる電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を例示するグラフである。電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*はそれぞれ３６０度周期であって相互に１２０度ずれており、１２０度で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度の傾斜領域の一対を有する台形波を呈する。ここでは電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*の最小値、最大値としてそれぞれ値−１，１を採用する場合を例示した。なお、電流ベクトルと電圧ベクトルとの間には位相差が３０度ある（図３，５も参照）ので、実際には、図８に示す電圧指令を位相角の大きい方向に３０度平行移動した値が出力される。以下の説明では電圧形と電流形の間の位相角を無視して説明する。なお、以下で説明する技術は、特開２００７−３１２５８９号公報、特開２００７−３１２５９８号公報に記載の技術を利用している。

キャリアＣ１では最小値、最大値としてそれぞれ０，１を採用している。従って、電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*の最大値、最小値をそれぞれ０，１として考慮すると、例えば位相角０度から６０度の領域での空間ベクトル変調基本式は次式で表される。

ここで、ｔ４、ｔ６はキャリアＣ１の一周期Ｔ０内において電圧ベクトルＶ４，Ｖ６を出力する期間、Ｖｓ＿ｍｉｄ^*は中間相である電圧指令Ｖｓ^*を示している。電圧ベクトルＶ４を出力する期間ｔ４は、電流ベクトルＩ（ｒｔ）を出力する期間に相当するので、値ｔ４／Ｔ０は値ｄｒｔに相当する。同様に、電圧ベクトルＶ６を出力する期間は電流ベクトルＩ（ｓｔ）を出力する期間に相当するので、値ｔ６／Ｔ０は値ｄｓｔに相当する。このような演算処理は、空間ベクトル演算部１２で行われ、値ｄｒｔ，ｄｓｔが出力される。

比較器１３は、空間ベクトル演算部１２からの値ｄｒｔと、キャリア生成部５１からのキャリアＣ１とを比較して、キャリアＣ１が値ｄｒｔ以上である期間に電圧ベクトルＶ４を出力するための電圧形のスイッチ信号を出力し、キャリアＣ２が値ｄｒｔ以下である期間に電圧ベクトルＶ６を出力するための電圧形のスイッチ信号を出力する。

各電圧モードにおける空間ベクトル変調基本式は次のように考慮できる。即ち、例えば電圧モード２（位相角６０度から１２０度）において、キャリアＣ１の一周期当たりの電圧ベクトルＶ６を出力する期間ｔ６／Ｔ０は、式（６）においてｔ４をｔ６に、Ｖｓ＿ｍｉｄ^*をＶｒ＿ｍｉｄ^*（中間相である電圧指令Ｖｒ^*）にそれぞれ置き換えることで算出される。電圧モード２においてキャリアＣ１の一周期当たりの電圧ベクトルＶ２を出力する期間は、式（７）において、ｔ６をｔ２に置き換えることで算出される。表３は、各電圧モードにおいて出力される電圧ベクトルの期間を、電圧モード１において出力される電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の期間ｔ４，ｔ６に対応づけている。当該対応表に応じて、式（６）、（７）において置き換え、中間相の電圧指令を式（６）において置き換えることで、各電圧モードにおける空間ベクトル変調基本式を把握できる。

表３は、式（６）、（７）において、各電圧モード１〜６における電圧ベクトルの各々の期間と、電圧モード１における電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の期間ｔ４，ｔ６，ｔ０との対応関係を示している。但し、上述したように電流形コンバータ１０においては、電圧ベクトルＶ０は用いられない。

また、参考のために、各電圧モード１〜６において各電圧ベクトルに対応する各スイッチ信号Ｓｒｐ’，Ｓｓｐ’，Ｓｔｐ’の導通期間を、電圧モード１における電圧ベクトルＶ４，Ｖ６の期間ｔ４，ｔ６を用いて図９に示している。ここでいうスイッチ信号Ｓｒｐ’，Ｓｓｐ’，Ｓｔｐ’は、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐに与えられるスイッチ信号ではなく、仮想電圧形コンバータが備えるｒ相、ｓ相、ｔ相のハイアーム側スイッチ素子に与えられるスイッチ信号である。電流形コンバータ１０へと与えるスイッチ信号は、電圧形のスイッチ信号Ｓｒｐ’，Ｓｓｐ’，Ｓｔｐ’と、これらと相補的な（論理反転した）スイッチ信号Ｓｒｎ’，Ｓｓｎ’，Ｓｔｎ’を用いて論理変換を行うことで得られる。

電流形論理変換部１４は、比較器１３から得られた仮想電圧形コンバータ用のスイッチ信号を電流形コンバータ用のスイッチ信号へと論理変換する。この論理変換は非特許文献２に記載の技術を利用する。以下、具体的に説明する。

図１０はここで検討するインバータの構成を示す回路図である。当該インバータは、電流形コンバータ１０のスイッチングについて検討するために仮想的されるものであり、電圧形インバータ２０とは直接には関係ないので、三相交流についてａ相、ｂ相、ｃ相との名称を採用する。この仮想されるインバータ（以下「仮想インバータ」と称す）はａ相のハイアーム側にスイッチ素子Ｓａｐを、ローアーム側にスイッチ素子Ｓａｎを、それぞれ有している。同様にして、ｂ相においてスイッチ素子Ｓｂｐ，Ｓｂｎを、ｃ相においてスイッチ素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎを、それぞれ有している。

ａ相の線電流ｉａは、ａ相−ｃ相間の相電流ｉｃａとｂ相−ａ相間の相電流ｉｂａとの差で求まるため、これらの一対の相電流を流すスイッチングを行う場合のみ、ａ相電流が流れる。他の相の線電流についても同様である。そこで、相電流ｉｊｋが上アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号Ｓｊｋで、下アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号ＳｊｋＢで表すことにする。ここで記号ｉ，ｊ，ｋは相互に異なりつつも記号ａ，ｂ，ｃを代表し、記号Ｓｊｋ，ＳｊｋＢが二値論理“１”／“０”をとることで、相電流ｉｊｋが「流れる」／「流れない」を示すこととする。

仮想インバータが相電圧指令とキャリアとの比較に基づいて線電流を流すときに、ハイアーム側のスイッチ素子Ｓｊｐ、ローアーム側のスイッチ素子Ｓｊｎの導通／非導通を制御するスイッチ指令を、それぞれ記号Ｓｊ⁺，Ｓｊ^-で示すと、非特許文献３に示す内容は以下のようになる。

ここで更に、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みれば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形インバータでの相電圧とキャリアとの比較結果として得られることが分かる。非特許文献３によれば、相電流ｉｊｋの指令値が相電圧Ｖｊの指令値と対応する。よって記号Ｓｊｋは相電圧指令Ｖｊ^*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓｊｐを導通させる論理と一致し、記号ＳｊｋＢは相電圧指令Ｖｊ^*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓｊｎを導通させる論理と一致する。

そして、図８で示された電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を上記仮想インバータの電圧指令Ｖａ^*，Ｖｂ^*，Ｖｃ^*として採用する。以下、位相角が０〜６０度にある場合を説明する。電圧指令Ｖａ^*，Ｖｃ^*はそれぞれ値１，−１を採るので、Ｓａｃ＝１，ＳａｃＢ＝０，Ｓｃｂ＝０，ＳｃｂＢ＝１となる。これにより、Ｓａ⁺＝ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ，Ｓｃ⁺＝Ｓａ^-＝Ｓｂ^-＝０となる。

記号ＳｂａＢは相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓａｐ，Ｓｂｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致し、記号Ｓｂａは相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓｂｐ，Ｓａｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致する。より具体的には、相電圧指令Ｖｂがキャリア以下の場合にはスイッチ素子Ｓａｐを導通させ、以上の場合にはスイッチ素子Ｓｂｐを導通させる。そして記号Ｓａ⁺、Ｓｂ⁺は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子Ｓａｐ，Ｓｂｐを導通させる期間を示す。

これを本願に即してみれば、ａ相，ｂ相，ｃ相をそれぞれｒ相、ｓ相、ｔ相と読み替えるとよい。また、電圧指令の最大値、最小値とキャリアＣ１の最大値、最小値とを整合させて比較することを考慮すると、キャリアＣ１の値が、電圧指令Ｖｓ^*を用いて算出される値ｔ４／Ｔ０以下の場合にスイッチ素子Ｓｒｐが導通し、値ｔ４／Ｔ０以上の場合にはスイッチ素子Ｓｓｐが導通する。

以上のことから電圧指令Ｖｓ^*の値は、キャリアＣ１の指令値を求める際の基準値ｄｒｔとなる。しかも電流形コンバータ１０のスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐを値ｄｒｔ，１−ｄｒｔの比に比例する期間で交互に導通させる転流のタイミングをキャリアＣ１の値として規定する。他の位相角においても同様に、電圧指令Ｖｒ^*、Ｖｔ^*の値については上記の説明が妥当する。

上述のようにして比較器１３によって得られた結果は、電流形論理変換部１４へと与えられ、式（８）に則った変換が行われる。当該変換により、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎについてのスイッチ信号が求められる。

なお、台形状電圧指令部１１、空間ベクトル演算部１２、比較器１３、電流形論理変換部１４は、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎへとスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号発生部と把握できる。

次に、電圧形インバータ２０へと与えるスイッチ信号を生成する構成について説明する。

二相変調電圧指令部２１は電圧指令を生成する。図１１は電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を例示するグラフである。電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*はそれぞれ３６０度周期であって相互に１２０度ずれており、始まりの値を０とする１２０度の第１正弦波区間と、これと連続する左右対称な第２正弦波区間と、これと連続する平坦区間とを有している。ここでは電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の最小値、最大値としてそれぞれ値０，１を採用する場合を例示した。

例えば、位相角０度から６０度の領域での空間ベクトル変調基本式は次式で表される。

ここで、ｔ０はキャリアＣ２の一周期Ｔ０内で出力される電圧ベクトルＶ０の期間、ｋｓは変調率、Ｖｕ＿ｍａｘ^*は最大相である相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ＿ｍｉｄ^*は中間相である相電圧指令Ｖｖ^*である。

キャリアＣ２の一周期当たりの電圧ベクトルＶ０が出力される期間である値ｔ０／Ｔ０は、電圧ベクトルＶ０のデューティである値ｄ０に相当する。同じく値ｔ４／Ｔ０は値ｄ４に、値ｔ６／Ｔ０は値ｄ６に相当する。

そして、空間ベクトル演算部１２から出力される値ｄｒｔ，ｄｓｔを用いて、キャリアＣ２の比較対象となる値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４），ｄｒｔ＋ｄｓｔが算出される。

上述した演算処理は空間ベクトル演算部２２にて行われる。

比較器２３は、キャリアＣ２と、値ｄｒｔ（１−ｄ０），値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）の各々とを比較して、期間Ｔｒで電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０を出力するためのスイッチ信号を論理和部２５へと出力する。

比較２４は、キャリアＣ２と、値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）の各々とを比較して、期間Ｔｓで電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ０を出力するためのスイッチ信号を論理和部２５へと出力する。

論理和部２５は、比較器２３，２４からのスイッチ信号の論理和を取って、電圧形インバータ２０に出力する。

なお、二相変調電圧指令部２１、空間ベクトル演算部２２、比較器２３，２４、論理和部２５は、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎへとスイッチ信号を与えるインバータ用ゲート信号発生部と把握できる。

参考のために、各電圧モードにおいて、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを導通させるスイッチ信号Ｓｕｐ’，Ｓｖｐ’，Ｓｗｐ’が出力される期間を図１２に示す。例えば、電圧モード２において、キャリアＣ２の一周期当たりの電圧ベクトルＶ０を出力する期間ｔ０／Ｔ０は、式（９）においてＶｕ＿ｍａｘ^*をＶｖ＿ｍａｘ^*に置き換えることで算出される。キャリアＣ１の一周期当たりの電圧ベクトルＶ４を出力する期間ｔ４／Ｔ０は、式（１１）において、ｔ６をｔ４に、Ｖｕ＿ｍａｘ^*をＶｖ＿ｍａｘ^*に、Ｖｖ＿ｍｉｄ^*をＶｕ＿ｍｉｄ^*に置き換えることで算出される。キャリアＣ１の一周期当たりの電圧ベクトルＶ２を出力する期間ｔ２／Ｔ０は、式（１０）においてｔ４をｔ２に、Ｖｖ＿ｍｉｄ^*をＶｕ＿ｍｉｄ^*にそれぞれ置き換えることで算出される。このような置き換えは、表３において各電圧モードにおいて出力される電圧ベクトルの期間の対応関係、および図１１に示す電圧指令における最大相、中間相を参照するとよい。図１２は、各電圧モード１〜６において各電圧ベクトルに対応する各スイッチ信号Ｓｕｐ’，Ｓｖｐ’，Ｓｗｐ’の導通期間を、電圧モード１における電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の期間ｔ０，ｔ４，ｔ６を用いて示している。

次に、入力線の相互間の線間電圧を検出する構成について説明する。比較部３２は空間ベクトル演算部１２からの値ｄｒｔ，ｄｓｔとキャリア生成部５１からのキャリアＣ１とを比較して、電流形コンバータ１０の導通パターンとサンプルホールドタイミングとをサンプルホールド回路３１へと出力する。

サンプルホールド回路３１は、比較部３２からの導通パターンとサンプルホールドタイミングとに基づいて、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧Ｖｄｃをサンプルホールドして線間電圧として検出する。なお、比較器３２から受け取る導通パターンは、表２に示した導通パターンである。表１に示す導通パターンと対応させると、電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ１，Ｖ５を出力する導通パターンは、電流ベクトルＩ（ｒｓ），Ｉ（ｒｔ），Ｉ（ｓｔ），Ｉ（ｓｒ），Ｉ（ｔｒ），Ｉ（ｔｓ）を出力する導通パターンにそれぞれ対応する。この対応によって、比較器３２から受け取る導通パターンに対して、直流電圧Ｖｄｃと一致する線間電圧が把握でき、サンプルホールド回路３１は比較器３２からの導通パターンに基づいて直流電圧Ｖｄｃを線間電圧として検出できる。

直流電圧Ｖｄｃの検出としては、例えば抵抗Ｒ２の両端電圧を検出する。抵抗Ｒ１，Ｒ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を、自身の抵抗値に基づいて分圧している。よって、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を考慮すれば、サンプルホールド回路３１は、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧Ｖｄｃを検出しているとみなすことができる。

なお、サンプルホールド回路３１は比較部３２から導通パターンを得ているが、これに限らず、電流形論理変換部１４が出力するスイッチ信号から導通パターンを得てもよい。

サンプルホールドのタイミングとしては、例えば、図４を参照して、キャリアＣ１が最大値となる時点（時刻ｔ１’）及び最小値となる時点（時刻ｔ２’）を出力するとよい。キャリアＣ１が単一三角波形状を有しているので、キャリアＣ１が最大値又は最小値となる時点は、電流ベクトルを出力する期間の中央（つまり期間Ｔｓの中央、期間Ｔｒの中央）に位置するので、この時点でサンプルすることで、例えばデューティｄｒｔが減少した場合であっても、より安定した電圧値をサンプルホールドして検出できる。

なお、キャリアＣ１が値ｄｒｔを採る時点をサンプルホールド回路３１に出力し、この時点での直流電圧Ｖｄｃを、直流電圧Ｖｄｃのオフセットとして検出してもよい。言い換えると、サンプルホールド回路３１が有する信号増幅器（図示せず）のオフセット調整信号として入力してもよい。これによって、例えば直流電源線Ｌ２に印加される電位について、ゆらぎがあったとしても、当該ゆらぎの影響を除いた線間電圧を検出することができる。

電圧演算部３３は、第１の実施の形態で説明したようにキャリアＣ１の一周期Ｔ０内で検出した二つの線間電圧を用いて、残りの一つの線間電圧を算出する。電圧演算部３３はこれに限らず、検出した線間電圧を、静止座標系の相互に直交するα軸、β軸についての電圧値に変換してもよい。さらに電源位相（例えば相電圧Ｖｒの位相）を用いて、三相交流電圧（例えば相電圧Ｖｒ）と同期して回転する回転座標系において相互に直交するｄ軸、ｑ軸についての電圧値に変換してもよい。そして、これらを直接形電力変換装置の制御に用いる瞬時電圧情報として利用することができる。

次に、線電流を検出する構成について説明する。

適用キャリア選択部４４は、空間ベクトル演算部１２からの値ｄｒｔ，ｄｓｔを受け取って、期間Ｔｒ，Ｔｓのうち、長いほうの期間におけるキャリアＣ２との比較対象の値を比較部４２に出力する。具体的には、値ｄｒｔが値ｄｓｔよりも大きいときに、値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を出力し、値ｄｓｔが値ｄｒｔよりも大きいときに、値ｄｒｔ（１−ｄ０），値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）を出力する。

比較部４２は適用キャリア選択部４４からの値と、キャリア生成部５１からのキャリアＣ２（キャリアＣ１と同じ）とを比較して、期間Ｔｒ又は期間Ｔｓにおける電圧形インバータ２０の導通パターンと、サンプリングタイミングとをサンプルホールド回路４１へと出力する。

サンプルホールド回路４１は、適用キャリア選択部４４からの導通パターンおよびサンプルホールドタイミングに基づいて、シャント抵抗Ｒ３を流れる電流値をサンプルホールドし、線電流として検出する。導通パターンに基づく線電流の検出は第１の実施の形態で述べたとおりである。

サンプルホールドのタイミングとしては、例えば次の２つのタイミングを出力する。図１３を参照して、期間Ｔｓにおける導通パターンを出力する場合は、キャリアＣ２が最大値を採る時点（時刻ｔ１’）と、キャリアＣ２が値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４／２）を採る時点（時刻ｔ３’）をサンプルタイミングとして出力する。キャリアＣ２が最大値を採る時点は、電圧ベクトルＶ６を出力する期間の中央である。値ｄｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４／２）は、値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０と値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）との中央の値であるので、キャリアＣ２が値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４／２）を採る時点は、電圧ベクトルＶ４を出力する期間の中央である。よって、より安定した電流値をサンプルホールドして検出できる。

一方、期間Ｔｒにおける導通パターンを出力する場合は、キャリアＣ２が最小値を採る時点と、キャリアＣ２が値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４／２）を採る時点をサンプリングタイミングとして出力する。なお、値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４／２）は、値ｄｒｔ（１−ｄ０）と、値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）との中央の値である。

なお、キャリアＣ２が値ｄｒｔを採る時点をサンプルホールド回路４１に出力し、この時点での直流電流ｉｄｃを、直流電流ｉｄｃのオフセットとして検出してもよい。言い換えると、サンプルホールド回路４１が有する信号増幅器（図示せず）のオフセット調整信号として入力してもよい。これによって、直流電流ｉｄｃのオフセットにゆらぎが生じていたとしても、当該ゆらぎを除いた線電流を検出することができる。

電流演算部４３は、キャリアＣ２の一周期Ｔ０内に検出した二つの線電流を用いて、残りの一つの線電流を検出する。電流演算部４３はこれに限らず、線間電圧を、モータＭ１が有する固定子に固定された静止座標系の相互に直交するα軸、β軸についての電流値に変換してもよく、さらに位相情報を用いてモータＭ１が有する回転子に固定された回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸についての電流値に変換してもよい。なお位相情報は、例えばモータＭ１の回転を検知することで得ることができる。そして、これらを直接形電力変換装置の制御に用いる瞬時電流情報として利用することができる。

第３の実施の形態．
本実施の形態では、第１の実施の形態で説明した電力変換装置の制御及び状態量検出方法を実現する構成の他の一例を説明する。

図１４は、図１に示す電力変換装置の制御部の構成の概念的な一例を示す図である。第２の実施の形態と比較して、適用キャリア選択部４４の替わりに適用信号選択部４５が設けられており、比較部３２の機能を比較部４２が共有している。

比較部４２は、空間ベクトル演算部２２からの値と、キャリア生成部５１からのキャリアとの比較に基づいてサンプルタイミングをサンプルホールド回路３１，４１に出力する。例えば、図１３を参照して、比較部４２は、キャリアＣ２が値０、ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４／２），ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４／２），ｄｒｔ＋ｄｓｔ（＝１）を採る時点（それぞれ時刻ｔ２’，ｔ４’，ｔ３’，ｔ１’）をサンプリングタイミングとして出力する。

サンプルホールド回路３１は、受け取ったサンプルタイミングに基づいて、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の直流電圧Ｖｄｃをサンプルホールドして検出し、適用信号選択部４５へと出力する。具体的には、時刻ｔ１’，ｔ３’における直流電圧Ｖｄｃを線間電圧Ｖｓｔとして検出し、これを適用信号選択部４５へと出力し、時刻ｔ２’，ｔ４’における直流電圧を線間電圧Ｖｒｔとして検出し、これを適用信号選択部４５へと出力する。

サンプルホールド回路４１は、受け取ったサンプルタイミングに基づいて、直流電源線Ｌ１，Ｌ２を流れる直流電流ｉｄｃを検出して適用信号選択部４５へと出力する。具体的には、時刻ｔ１’，ｔ２’における直流電流ｉｄｃを線電流−ｉｗとして適用信号選択部４５へと出力し、時刻ｔ３’，ｔ４’における直流電流ｉｄｃを線電流ｉｕとして適用信号選択部４５へと出力する。

適用信号選択部４５は、サンプルホールド回路３１から受け取った線間電圧のうち、時刻ｔ１’における線間電圧Ｖｓｔと、時刻ｔ２’における線間電圧Ｖｒｔを選択し、これらを電圧演算部３３に出力する。また、サンプルホールド回路４１から受け取った線電流から、期間Ｔｒ，Ｔｓのうち大きいほうの期間における線電流−ｉｗ，ｉｕを選択し、これらを電流演算部４３に出力する。

以上のように、比較部３２の機能を比較部４２に共有しつつも、入力線の相互間の線間電圧、出力線の線電流を検出できる。よって、より簡易な構成で線間電圧検出及び線電流検出を実現できる。

直接形電力変換装置の概念的な一例を示す構成図である。 相電圧を示すグラフである。 電流ベクトルを示す図である。 電流形コンバータのスイッチング動作を示すタイミングチャートである。 電圧ベクトルを示す図である。 電圧形インバータのスイッチング動作を示すタイミングチャートである。 直接形電力変換装置を制御する制御部の概念的な一例を示す構成図である。 台形状電圧指令を示す図である。 各電圧モードにおいて出力される電圧ベクトルの期間と、その導通パターンを示す図である。 インバータの概念的な構成を示す図である。 二相変調電圧指令を示す図である。 各電圧モードにおいて出力される電圧ベクトルの期間と、その導通パターンを示す図である。 サンプリングタイミングを示すためのタイミングチャートである。 直接形電力変換装置を制御する制御部の概念的な他の一例を示す構成図である。

符号の説明

１０ 電流形コンバータ
１１ 台形状電圧指令部
１２，２２ 空間ベクトル演算部
１３，２３，２４ 比較器
１４ 電流形論理変換部
２０ 電圧形インバータ
２１ 二相変調電圧指令部
２５ 論理和部
３１，４１ サンプルホールド回路
３２，４２ 比較部
３３ 電圧演算部
４３ 電流演算部
４４ 適用キャリア選択部
４５ 適用信号選択部
５１ キャリア生成部
ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ 入力線
ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ 出力線
Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ ハイアーム側スイッチ素子
Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ ローアーム側スイッチ素子
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ シャント抵抗

Claims (16)

1. 多相交流電圧が入力される複数の入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、
   第１及び第２の直流電源線（Ｌ１，Ｌ２）と、
   前記入力線の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のハイアーム側スイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力線の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のローアーム側スイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを有する電流形コンバータ（１０）と
   を備える、電力変換装置において、
   前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子の瞬時の導通パターン(Ｉ（ｒｓ）)に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）を、前記入力線の間の線間電圧（Ｖｒｓ）として検出する、電力変換装置における状態量検出方法。
2. 前記電力変換装置は、
   複数の出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）と、
   前記出力線の各々と前記第１の直流電源線（Ｌ１）との間に接続された複数の第２ハイアーム側スイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力線の各々と前記第２の直流電源線（Ｌ２）との間に接続された複数の第２ローアーム側スイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータ（２０）と
   を更に備え、前記第１及び前記第２の直流電源線に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置であって、
   前記電流形コンバータ（１０）及び前記電圧形インバータを同期して動作させ、前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子の瞬時の第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線を流れる電流（ｉｄｃ）を、前記出力線の線電流（ｉｕ）として検出する、請求項１に記載の電力変換装置における状態量検出方法。
3. 前記電力変換装置は、
   キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、
   前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第１スイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と、
   前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第２スイッチ信号を与えるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）と
   を更に備え、
   前記電流形コンバータ（１０）は、前記第１スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、
   前記電圧形インバータ（２０）は、前記第２スイッチ信号に基づいて、前記キャリアが前記基準値を採る時点を境界として交互に把握される２つの第１キャリア周期（ｄｓｔ・Ｔｓ）及び第２キャリア周期（ｄｒｔ・Ｔｓ）の各々において、前記第２導通パターン（Ｖ０〜Ｖ７）を採用し、
   前記第１キャリア周期及び前記第２キャリア周期のうち長いほうのキャリア周期において、瞬時の前記第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記電流（ｉｄｃ）を、前記線電流（ｉｕ）として検出する、請求項２に記載の電力変換装置における状態量検出方法。
4. 前記電力変換装置は、
   単一三角波状のキャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、
   前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と
   を更に備え、
   前記電流形コンバータ（１０）は、前記スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、
   前記キャリアの値が最大値及び最小値を採るときに、前記電圧（Ｖｄｃ）をサンプルホールドして検出する、請求項１又は２に記載の電力変換装置における状態量検出方法。
5. 前記複数の前記入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）は三つの前記入力線であって、
   前記電力変換装置は、
   キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、
   前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と
   を更に備え、
   前記電流形コンバータ（１０）は、前記スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、
   前記キャリアの一周期において、前記電圧（Ｖｄｃ）を検出して前記入力線の相互間の線間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｒ，Ｖｓｔ，Ｖｔｓ，Ｖｔｒ，Ｖｒｔ）のうち二つを検出し、残りの一つの前記線間電圧を、検出した二つの前記線間電圧に基づいて算出する、請求項１又は２に記載の電力変換装置における状態量検出方法。
6. 前記複数の前記出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）は三つの前記出力線であって、
   前記キャリアの一周期において、前記電流（ｉｄｃ）を検出して、前記出力線の線電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ，−ｉｕ，−ｉｖ，−ｉｗ）のうち二つを検出し、残りの一つの線電流を、検出した二つの前記線電流に基づいて算出する、請求項３に記載の電力変換装置における状態量検出方法。
7. 検出した前記線間電圧を、静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電圧値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電圧値に変換する、請求項１乃至６の何れか一つに記載の電力変換装置における状態量検出方法。
8. 検出した前記線電流を、静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電流値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電流値に変換する、請求項２，３，６の何れか一つに記載の電力変換装置における状態量検出方法。
9. 多相交流電圧が入力される複数の入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）と、
   第１及び第２の直流電源線（Ｌ１，Ｌ２）と、
   前記入力線の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のハイアーム側スイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力線の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のローアーム側スイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）と有する電流形コンバータ（１０）と、
   前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子の瞬時の導通パターン(Ｉ（ｒｓ）)に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線の間の電圧（Ｖｄｃ）を、前記入力線の間の線間電圧（Ｖｒｓ）として検出する線間電圧検出部（Ｒ１，３１〜３３）と
   を備える、電力変換装置。
10. 複数の出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）と、
    前記出力線の各々と前記第１の直流電源線（Ｌ１）との間に接続された複数の第２ハイアーム側スイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力線の各々と前記第２の直流電源線（Ｌ２）との間に接続された複数の第２ローアーム側スイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを有する電圧形インバータ（２０）と、
    前記電流形コンバータと、前記電圧形インバータとを同期させて動作させる同期変調部（１１〜１４，２１〜２５，５１）と、
    前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子の第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記第１及び前記第２の直流電源線を流れる電流（ｉｄｃ）を、前記出力線の線電流（ｉｕ）として検出する線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）と
    を更に備え、前記第１及び前記第２の直流電源線に電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置である、請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記同期変調部は、
    キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、
    前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第１スイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と、
    前記第２ハイアーム側スイッチ素子及び前記第２ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御する第２スイッチ信号を与えるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）と
    を更に備え、
    前記電流形コンバータ（１０）は、前記第１スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、
    前記電圧形インバータ（２０）は、前記第２スイッチ信号に基づいて、前記キャリアが前記基準値を採る時点を境界として交互に把握される２つの第１キャリア周期（ｄｓｔ・Ｔｓ）及び第２キャリア周期（ｄｒｔ・Ｔｓ）において、前記第２導通パターン（Ｖ０〜Ｖ７）を採用し、
    前記線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）は、前記第１キャリア周期及び前記第２キャリア周期のうち長いほうのキャリア周期において、瞬時の前記第２導通パターン（Ｖ４）に基づいて、前記電流（ｉｄｃ）を、前記線電流（ｉｕ）として検出する、請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 単一三角波状のキャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、
    前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と
    を更に備え、
    前記電流形コンバータ（１０）は、前記スイッチ信号に基づいて、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、
    前記線間電圧検出部（３１〜３３）は、前記キャリアの値が最大値及び最小値を採るときに、前記電圧（Ｖｄｃ）をサンプルホールドして検出する、請求項９又は１０に記載の電力変換装置。
13. 前記複数の前記入力線（ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ）は三つの前記入力線であって、
    キャリアを生成するキャリア生成部（５１）と、
    前記ハイアーム側スイッチ素子及び前記ローアーム側スイッチ素子のスイッチング動作を制御するスイッチ信号を与えるコンバータ用ゲート信号生成部（１１〜１４）と
    を更に備え、
    前記電流形コンバータ（１０）は、前記キャリアの値が、前記キャリアの最小値と最大値との間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する基準値（ｄｒｔ）を採るときに転流を行い、
    前記線間電圧検出部（Ｒ１，Ｒ２，３１〜３３）は、前記キャリアの一周期において、前記電圧（Ｖｄｃ）を検出して前記入力線の相互間の線間電圧（Ｖｒｓ，Ｖｓｒ，Ｖｓｔ，Ｖｔｓ，Ｖｒｔ，Ｖｔｒ）のうち二つを検出し、残りの一つの線間電圧を、検出した二つの前記線間電圧に基づいて算出する、請求項９又は１０に記載の電力変換装置。
14. 前記複数の前記出力線（ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ）は三つの前記出力線であって、
    前記線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）は、前記キャリアの一周期において、前記電流（ｉｄｃ）を検出して前記出力線の線電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）のうち二つを検出し、残りの一つの線電流を、検出した二つの線電流に基づいて算出する、請求項１１に記載の電力変換装置。
15. 前記線間電圧検出部（Ｒ１，Ｒ２，３１〜３３）は、前記線間電圧を静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電圧値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電圧値に変換する、請求項９乃至１４の何れか一つに記載の電力変換装置。
16. 前記線電流検出部（Ｒ３，４１〜４５）は、前記線電流を静止座標系の相互に直交するα軸、β軸における電流値又は回転座標系の相互に直交するｄ軸、ｑ軸における電流値に変換する、請求項１０，１１，１４の何れか一つに記載の電力変換装置。

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