KR101119244B1 - 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법 및 전력 변환 장치 - Google Patents

전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법 및 전력 변환 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 간소한 구성으로 고정밀도로, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량을 검출하는 상태량 검출 방법 및 전력 변환 장치이다. 전류형 컨버터(20)는, 하이 아암측 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 로우 아암측 스위치 소자(Ssn, Srn, Stn)를 구비하고 있다. 그리고, 하이 아암측 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp), 로우 아암측 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)의 도통 패턴에 기초하여, 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압을, 입력선의 선간 전압으로서 검출한다.

Description

전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법 및 전력 변환 장치{METHOD FOR DETECTING STATE QUANTITY IN POWER CONVERTER AND POWER CONVERTER}
본 발명은, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법 및 전력 변환 장치에 관한 것으로, 예를 들면 컨버터와 인버터의 사이에 전력 축적 수단을 갖지 않는 직접형 전력 변환 장치에 관한 것이다.
특허 문헌 1에는, 2개의 직류 전원선 사이에 인가된 직류 전압을 3상 교류 전압으로 변환하는 인버터에 있어서, 전류를 검출하는 기술이 기재되어 있다. 직류 전원선의 사이에는 평활 콘덴서가 접속되어 있다. 또, 평활 콘덴서에 대해 인버터측에서, 직류 전원선에 션트 저항이 접속되어 있다. 그리고, 인버터가 출력하는 전압 벡터에 기초하여, 션트 저항을 흐르는 전류를 검출하고, 검출한 전류값을 이용한 연산에 의해 상전류를 구하고 있다.
또, 전력 변환 장치에 있어서, 입력 역률을 1에 접근하도록 운전하기 위해서는, 일반적으로 인버터에 PWM 컨버터를 직렬 접속하는 구성이 채용된다.
특허 문헌 2에는, 전원으로부터 입력선을 통하여 입력되는 3상 교류 전압을 직류 전압으로 변환하고 직류 전원선의 사이에 출력하는 PWM 컨버터에 있어서, 전류를 검출하는 기술이 기재되어 있다. 직류 전원선의 사이에는 평활 콘덴서가 접속되어 있다. 또, 평활 콘덴서에 대해 PWM 컨버터측에서, 직류 전원선에 션트 저항이 접속되어 있다. 그리고, PWM 컨버터가 출력하는 전압 벡터에 기초하여, 션트 저항을 흐르는 전류를 검출하고, 검출한 전류값을 이용한 연산에 의해 입력선의 상전류를 구하고 있다.
그리고, 당해 입력선의 상전류가 PWM 컨버터의 제어에 이용된다. 이러한 제어에서는, 3상 교류 전압의 위상 정보만을 이용하여 제어하고 있으므로, 순시 정전이나 전압 저하 등의 전원 이상을 감시하기 위해서는, 전원 진폭을 검출하는 것이 필요하다. 예를 들면, 직류 전원선 사이의 전압을 검출한다.
또한, 본 발명에 관련하는 기술로서, 특허 문헌 3, 비특허 문헌 1~3이 개시되어 있다.
특허 문헌 1 : 일본국 공개특허 평3-230767호 공보 특허 문헌 2 : 일본국 공개특허 2002-315343호 공보 특허 문헌 3 : 일본국 공개특허 평5-056682호 공보
비특허 문헌 1 : L.wei, T.A.Lipo, "A Novel Matrix converter Topology with Simple Commutation", IEEE ISA2001, vol3, pp1749-1754, 2001 비특허 문헌 2 : 카토 코지, 이토 준이치, 「승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 헤세이 19년 전기 학회 산업 응용 부문 대회 1-31, 1-279~282페이지 비특허 문헌 3 : 타케시타 타카하루, 토야마 코지, 마츠이 노부유키, 「전류형 3상 인버터?컨버터의 삼각파 비교 방식 PWM 제어」, 전기 학회 논문잡지 D, vol.116, No.1, 제106~제107페이지, 1996
특허 문헌 1에 기재된 인버터와, 특허 문헌 2에 기재된 PWM 컨버터를 직렬로 접속한 경우, PWM 컨버터 및 인버터 각각의 상전류를 검출하는 2개의 전류 검출 회로가 설치된다. 또, 전원 이상(異常)을 감시하기 위해서는, 특허 문헌 3 기재와 같이, 평활 콘덴서의 전압을 검출함으로써 검출하는 방법이 알려져 있다. 따라서, 2개의 전류 검출 회로 및 1개의 전압 검출 회로가 필요하여, 구성상의 간소화에는 한계가 있었다. 또, 전압 검출에 대해서는 전원 진폭의 증감을 검출할 수 있는 레벨이며, 검출 정밀도에 문제가 있었다.
그래서, 본 발명은, 간소한 구성으로, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량을 고정밀도로 검출하는 상태량 검출 방법 및 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제1 양태는, 다상 교류 전압이 입력되는 복수의 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과, 제1 및 제2 직류 전원선(L1, L2)과, 상기 입력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 하이 아암측 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 로우 아암측 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 가지는 전류형 컨버터(10)를 구비하는, 전력 변환 장치에 있어서, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 순시의 도통 패턴(I(rs))에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선 사이의 전압(Vdc)을, 상기 입력선 사이의 선간 전압(Vrs)으로서 검출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제2 양태는, 제1 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 상기 전력 변환 장치는, 복수의 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)과, 상기 출력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선(L1) 사이에 접속된 복수의 제2 하이 아암측 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선(L2) 사이에 접속된 복수의 제2 로우 아암측 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 가지는 전압형 인버터(20)를 더 구비하고, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선에 전력 축적 수단을 갖지 않는 직접형 전력 변환 장치로서, 상기 전류형 컨버터(10) 및 상기 전압형 인버터를 동기하여 동작시켜, 상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 순시의 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선을 흐르는 전류(idc)를, 상기 출력선의 선전류(iu)로서 검출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제3의 양태는, 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 상기 전력 변환 장치는, 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)와, 상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위치 신호를 부여하는 인버터용 게이트 신호 발생부(21~25)를 더 구비하고, 상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 제1 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하며, 상기 전압형 인버터(20)는, 상기 제2 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어가 상기 기준값을 채용하는 시점을 경계로 하여 교호로 파악되는 2개의 제1 캐리어 주기(dst?Ts) 및 제2 캐리어 주기(drt?Ts)의 각각에 있어서, 상기 제2 도통 패턴(V0~V7)을 채용하고, 상기 제1 캐리어 주기 및 상기 제2 캐리어 주기 중 긴 쪽의 캐리어 주기에 있어서, 순시의 상기 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 전류(idc)를, 상기 선전류(iu)로서 검출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제4의 양태는, 제1 또는 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 상기 전력 변환 장치는, 단일 삼각파 형상의 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고, 상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고, 상기 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에, 상기 전압(Vdc)을 샘플 홀드하여 검출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제5의 양태는, 제1 또는 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 상기 복수의 상기 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)은 3개의 상기 입력선이며, 상기 전력 변환 장치는, 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고, 상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전압(Vdc)을 검출하여 상기 입력선 상호간의 선간 전압(Vrs, Vsr, Vst, Vts, Vtr, Vrt)중 2개를 검출하고, 나머지의 하나의 상기 선간 전압을, 검출한 2개의 상기 선간 전압에 기초하여 산출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제6의 양태는, 제3의 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 상기 복수의 상기 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)은 3개의 상기 출력선이며, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전류(idc)를 검출하여, 상기 출력선의 선전류(iu, iv, iw, -iu, -iv, -iw)중 2개를 검출하고, 나머지의 하나의 선전류를, 검출한 2개의 상기 선전류에 기초하여 산출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제7의 양태는, 제1 내지 제6 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 검출한 상기 선간 전압을, 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축?β축에 있어서의 전압값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전압값으로 변환한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제8의 양태는, 제2, 3, 6 중 어느 하나의 양태에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법으로서, 검출한 상기 선전류를, 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축?β축에 있어서의 전류값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전류값으로 변환한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제1 양태는, 다상 교류 전압이 입력되는 복수의 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과, 제1 및 제2 직류 전원선(L1, L2)과, 상기 입력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 하이 아암측 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 로우 아암측 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 가지는 전류형 컨버터(10)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 순시의 도통 패턴(I(rs))에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선 사이의 전압(Vdc)을, 상기 입력선 사이의 선간 전압(Vrs)으로서 검출하는 선간 전압 검출부(R1, 31~33)를 구비한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제2 양태는, 제1 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 복수의 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)과, 상기 출력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선(L1) 사이에 접속된 복수의 제2 하이 아암측 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선(L2) 사이에 접속된 복수의 제2 로우 아암측 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 가지는 전압형 인버터(20)와, 상기 전류형 컨버터와, 상기 전압형 인버터를 동기시켜 동작시키는 동기 변조부(11~14, 21~25, 51)와, 상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선을 흐르는 전류(idc)를, 상기 출력선의 선전류(iu)로서 검출하는 선전류 검출부(R3, 41~45)를 더 구비하고, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선에 전력 축적 수단을 갖지 않는 직접형 전력 변환 장치이다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제3의 양태는, 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 동기 변조부는, 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)와, 상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위치 신호를 부여하는 인버터용 게이트 신호 발생부(21~25)를 더 구비하고, 상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 제1 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하며, 상기 전압형 인버터(20)는, 상기 제2 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어가 상기 기준값을 채용하는 시점을 경계로 하여 교호로 파악되는 2개의 제1 캐리어 주기(dst?Ts) 및 제2 캐리어 주기(drt?Ts)에 있어서, 상기 제2 도통 패턴(V0~V7)을 채용하고, 상기 선전류 검출부(R3, 41~45)는, 상기 제1 캐리어 주기 및 상기 제2 캐리어 주기 중 긴 쪽의 캐리어 주기에 있어서, 순시의 상기 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 전류(idc)를, 상기 선전류(iu)로서 검출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제4의 양태는, 제1 또는 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 단일 삼각파 형상의 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고, 상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고, 상기 선간 전압 검출부(31~33)는, 상기 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에, 상기 전압(Vdc)을 샘플 홀드하여 검출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제5의 양태는, 제1 또는 제2 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 복수의 상기 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)은 3개의 상기 입력선이며, 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와, 상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고, 상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고, 상기 선간 전압 검출부(R1, R2, 31~33)는, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전압(Vdc)을 검출하여 상기 입력선 상호간의 선간 전압(Vrs, Vsr, Vst, Vts, Vrt, Vtr)중 2개를 검출하고, 나머지의 하나의 선간 전압을, 검출한 2개의 상기 선간 전압에 기초하여 산출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제6의 양태는, 제3의 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 복수의 상기 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)은 3개의 상기 출력선이며, 상기 선전류 검출부(R3, 41~45)는, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전류(idc)를 검출하여 상기 출력선의 선전류(iu, iv, iw)중 2개를 검출하고, 나머지의 하나의 선전류를, 검출한 2개의 선전류에 기초하여 산출한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제7의 양태는, 제1 내지 제6 중 어느 하나의 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 선간 전압 검출부(R1, R2, 31~33)는, 상기 선간 전압을 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축?β축에 있어서의 전압값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전압값으로 변환한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치의 제8의 양태는, 제2, 제3, 제6 중 어느 하나의 양태에 관련된 전력 변환 장치로서, 상기 선전류 검출부(R3, 41~45)는, 상기 선전류를 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축?β축에 있어서의 전류값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전류값으로 변환한다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제1 양태 및 전력 변환 장치의 제1 양태에 의하면, 복수의 입력선 상호간의 각각에서의 선간 전압을 검출할 때에, 제1 및 제2 직류 전원선 사이의 전압만을 검출하면 된다. 따라서, 특허 문헌 3에 기재된 바와 같이 평활 콘덴서의 양단 전압을 검출하여 직류 전압을 검출하고, 진폭 정보를 얻는 방법에 대해, 고정밀도로 진폭 정보를 얻을 수 있어, 입력 전압의 순시 파형을 검출하는 것이 가능해진다. 또, 복수의 입력선 상호간의 각각에서 직접 전압을 검출하는 경우와 비교하여 간이한 구성으로 검출할 수 있는 것은 분명하다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제2 양태 및 전력 변환 장치의 제2 양태에 의하면, 전류형 컨버터와, 전압형 인버터를 동기하여 동작시키고 있으므로, 동일한 타이밍에 입력선의 선간 전압, 출력선의 선전류를 검출할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제3의 양태 및 전력 변환 장치의 제3의 양태에 의하면, 2개의 캐리어 주기 중 긴 쪽의 캐리어 주기에 있어서, 전류를 검출하고 있으므로, 한쪽의 캐리어 주기가 짧아져 전류 검출이 불가능하게 되었다고 해도, 다른쪽의 캐리어 주기로 전류를 검출할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제4의 양태 및 전력 변환 장치의 제4의 양태에 의하면, 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에는, 캐리어의 값이 기준값을 채용하고, 다시 기준값을 채용할 때까지 동안의 기간의 중앙이다. 당해 기간 중에는 전류(轉流)가 행해지지 않기 때문에, 하이 아암측 스위치 소자 및 로우 아암측 스위치 소자의 전환 동작은 행해지지 않는다. 하이 아암측 스위치 소자 및 로우 아암측 스위치 소자가 소정의 도통 패턴을 유지하고 있는 기간의 중앙에서, 전압을 샘플 홀드할 수 있어, 당해 기간이 감소한 경우에 있어서도 안정된 전압값을 검출할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제5의 양태 및 전력 변환 장치의 제5의 양태에 의하면, 입력선 상호간의 선간 전압 모두를 파악할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제6의 양태 및 전력 변환 장치의 제6의 양태에 의하면, 출력선의 선전류 모두를 파악할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제7의 양태 및 전력 변환 장치의 제7의 양태에 의하면, α축, β축 또는 d축, q축에 있어서의 전압값을 얻을 수 있어, 이들을 직접형 전력 변환 장치의 제어에 이용할 수 있다.
본 발명에 관련된 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법의 제8의 양태 및 전력 변환 장치의 제8의 양태에 의하면, α축, β축 또는 d축, q축에 있어서의 전류값을 얻을 수 있어, 이들을 직접형 전력 변환 장치의 제어에 이용할 수 있다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백해진다.
도 1은 직접형 전력 변환 장치의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다.
도 2는 상전압을 나타낸 그래프이다.
도 3은 전류 벡터를 나타낸 도이다.
도 4는 전류형 컨버터의 스위칭 동작을 나타낸 타이밍 차트이다.
도 5는 전압 벡터를 나타낸 도이다.
도 6은 전압형 인버터의 스위칭 동작을 나타낸 타이밍 차트이다.
도 7은 직접형 전력 변환 장치를 제어하는 제어부의 개념적인 일례를 나타낸 구성도이다.
도 8은 사다리꼴 형상 전압 지령을 나타낸 도이다.
도 9는 전압 모드 1에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 10은 전압 모드 2에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 11은 전압 모드 3에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 12는 전압 모드 4에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 13은 전압 모드 5에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 14는 전압 모드 6에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 15은 인버터의 개념적인 구성을 나타낸 도이다.
도 16은 2상 변조 전압 지령을 나타낸 도이다.
도 17은 전압 모드 1에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 18은 전압 모드 2에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 19는 전압 모드 3에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 20은 전압 모드 4에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 21은 전압 모드 5에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 22는 전압 모드 6에서 출력되는 전압 벡터의 기간과, 그 도통 패턴을 나타낸 도이다.
도 23은 샘플링 타이밍을 나타내기 위한 타이밍 차트이다.
도 24는 직접형 전력 변환 장치를 제어하는 제어부의 개념적인 다른 일례를 나타낸 구성도이다.
<제1 실시의 형태>
도 1은 제1 실시의 형태에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 개념적인 구성의 일례를 나타내고 있다. 직접형 전력 변환 장치는, 다상 교류 전원(E1)과, 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과, 리액터(Lr, Ls, Lt)와, 콘덴서(Cr, Cs, Ct)와, 전류형 컨버터(10)와, 직류 전원선(L1, L2)과, 저항(R1, R2)과, 션트 저항(R3)과, 전압형 인버터(20)와, 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)과, 다상 교류 모터(M1)를 구비하고 있다.
다상 교류 전원(E1)은 예를 들면 3상 교류 전원이며, 입력선 ACLr, ACLs, ACLt의 상호간에 3상 교류 전압을 출력한다.
리액터 Lr, Ls, Lt는 각각 입력선 ACLr, ACLs, ACLt 상에 설치되어 있다.
콘덴서 Cr, Cs, Ct는 입력선 ACLr, ACLs, ACLt의 상호간에 예를 들면 Y결선되어 설치되어 있다. 구체적으로는, 콘덴서 Cr, Cs는 입력선 ACLr, ACLs의 사이에 직렬로 접속되고, 콘덴서 Cs, Ct는 입력선 ACLs, ACLt의 사이에 직렬로 접속되며, 콘덴서 Ct, Cr은 입력선 ACLt, ACLr의 사이에 직렬로 접속된다. 이들은 전류형 컨버터(10)의 입력측에 설치되어 전압원으로서 기능한다. 콘덴서 Cr, Cs, Ct는 각각 리액터 Lr, Ls, Lt와 함께 캐리어 전류 성분을 제거하는 캐리어 전류 성분 제거 필터를 구성한다고 파악할 수도 있다.
전류형 컨버터(10)는, 하이 아암측 스위치 소자 Sxp(단, x는 r, s, t를 대표한다. 이하, 동일.)와, 로우 아암측 스위치 소자 Sxn과, 고속 다이오드 Dxp, Dxn을 구비하고 있다. 하이 아암측 스위치 소자 Sxp는 예를 들면 IGBT이며, 입력선 ACLx와 직류 전원선 L1의 사이에 접속되어 있다. 로우 아암측 스위치 소자 Sxn은 예를 들면 IGBT이며, 입력선 ACLx와, 직류 전원선 L2의 사이에 접속되어 있다. 고속 다이오드 Dxp는 애노드를 입력선 ACLx측, 캐소드를 직류 전원선 L1측에 각각 향하게 하고, 하이 아암측 스위치 소자 Sxp와 직렬로 접속되어 있다. 고속 다이오드 Dxn은 애노드를 직류 전원선 L2측, 캐소드를 입력선 ACLx측에 각각 향하게 하고, 로우 아암측 스위치 소자 Sxn과 직렬로 접속되어 있다.
전압형 인버터(20)는, 하이 아암측 스위치 소자 Syp(단, y는 u, v, w를 대표한다. 이하, 동일.)와, 로우 아암측 스위치 소자 Syn과, 환류 다이오드 Dyp, Dyn을 구비하고 있다. 하이 아암측 스위치 소자 Syp는 예를 들면 IGBT이며, 출력선 ACLy와 직류 전원선 L1의 사이에 접속되어 있다. 로우 아암측 스위치 소자 Syn은 예를 들면 IGBT이며, 출력선 ACLy와, 직류 전원선 L2의 사이에 접속되어 있다. 환류 다이오드 Dyp는 애노드를 출력선 ACLy측, 캐소드를 직류 전원선 L1측에 각각 향하게 하고, 하이 아암측 스위치 소자 Syp와 병렬로 접속되어 있다. 환류 다이오드 Dyn은 애노드를 직류 전원선 L2측, 캐소드를 출력선 ACLy측에 각각 향하게 하고, 로우 아암측 스위치 소자 Syn과 병렬로 접속되어 있다.
이하의 설명에 있어서, 하이 아암측 스위치 소자 및 로우 아암측 스위치 소자를 간단히 스위치 소자라고도 호칭한다.
저항 R1, R2는 직류 전원선 L1, L2의 사이에 서로 직렬로 접속되어 있다. 저항 R1, R2는 직류 전원선 L1, L2 사이의 직류 전압 Vdc를 검출하기 위한 저항이다. 또한, 직류 전압 Vdc를 검출하기 위해서 반드시 저항 R1, R2 양쪽을 설치할 필요는 없다. 예를 들면 직접 직류 전원선 L1, L2 간의 전압을 검출하고, 제어 회로의 증폭기 등으로 이 전압을 변압해도 된다.
션트 저항(R3)은, 저항 R1, R2에 대해 전압형 인버터(20)측에서 직류 전원선 L2 상에 설치되어 있다. 션트 저항(R3)은 직류 전원선 L1, L2을 흐르는 직류 전류 idc를 검출하기 위한 저항이다. 또한, 션트 저항(R3)은 저항 R1, R2에 대해 전압형 인버터(20)측이면 직류 전원선 L1 상에 설치되어 있어도 된다.
다상 교류 모터(M1)는 예를 들면 3상 교류 모터의 유도성 요소만을 나타낸 것이다. 도 1에 있어서는, 그 인덕턴스분 및 저항분을 코일 Lu, Lv, Lw와, 저항 Ru, Rv, Rw로 각각 나타내고 있다. 코일 Lu, Lv, Lw는 각각 저항 Ru, Rv, Rw과 직렬로 접속되어 있다. 저항 Ru, Rv, Rw의 반대측에 있어서의 코일 Lu, Lv, Lw의 일단은 각각 스위치 소자 Sup, Sun의 사이, 스위치 소자 Svp, Svn의 사이, 스위치 소자 Swp, Swn의 사이에 각각 접속되어 있다. 코일 Lu, Lv, Lw의 반대측에 있어서의 저항 Ru, Rv, Rw의 일단은 중성점 P에서 공통으로 접속되어 있다. 단 코일 Lu, Lv, Lw와 저항 Ru, Rv, Rw는 다상 교류 모터(M1)의 인덕턴스분 및 저항분을 등가적으로 나타내고 있을 뿐이므로, 저항 Ry와 코일 Ly의 직렬 접속의, 중성점 P와 출력선 ACLy의 사이에서의 위치는 바뀌어도 된다.
이상과 같이, 본 직접형 전력 변환 장치는 부하의 유도성 요소를 전류원으로서 전력 변환을 행하기 때문에, 직류 전원선 L1, L2의 사이에 콘덴서나 코일과 같은 전력 축적 수단을 갖지 않는다.
이러한 직접형 전력 변환 장치에 있어서, 우선, 전류형 컨버터(10), 전압형 인버터(20)에 대한 스위칭 제어 방법에 대해서 설명하고, 그 후, 상태량 검출 방법에 대해서 설명한다. 또한, 여기서 말하는 상태량은 전류값 또는 전압값이다.
전류형 컨버터(10)에 있어서의 스위치 소자 Sxp, Sxn의 스위칭 동작에 대해서 설명한다. 도 2는 입력선 ACLr, ACLs, ACLt에 각각 인가되는 상전압 Vr, Vs, Vt를 나타내고 있다. 도 2에 나타낸 바와 같이, 상전압 Vr, Vs, Vt 중 하나의 극성이 부이고, 나머지의 2개의 극성이 정인 영역 1과, 상전압 Vr, Vs, Vt 중 하나의 극성이 정이고, 나머지의 2개의 극성이 부인 영역 2가, 위상각 60도 마다 교호로 반복하여 나타난다. 그래서, 영역 1에서는, 하나의 극성만이 부인 상(相)의 로우 아암측 스위치 소자를 도통시키고, 나머지의 2개의 상의 하이 아암측 스위치 소자를 서로 배타적으로 도통시킨다. 영역 2에서는, 하나의 극성만이 정인 상의 하이 아암측 스위치 소자를 도통시키고, 나머지의 2개의 상의 로우 아암측 스위치 소자를 서로 배타적으로 도통시킨다.
예를 들면 위상각 30도에서 90도인 영역에서는, t상에서의 상전압 Vt만이 부의 극성을 나타내고, r상, s상에서의 상전압 Vr, Vs가 정의 극성을 나타내고 있다. 이 영역에서는, t상에서의 로우 아암측 스위치 소자 Stn을 도통시키고, r상, s상에서의 하이 아암측 스위치 소자 Srp, Ssp를 교호로 배타적으로 도통시킨다.
도 3은 전류 벡터를 나타낸 도이다. 상기 서술한 스위칭 동작에 의해, 전류형 컨버터(10)가 출력하는 전류 벡터는, 각 전류 벡터 I(rs), I(rt), I(st), I(sr), I(tr), I(ts)를 정점으로 하는 육각형의 궤적을 그린다. 또한, 도 2에 있어서 그래프의 하부에 나타낸 숫자는, 도 3에 있어서의 전류 벡터에 대응하는 전류 모드를 나타내고 있다.
표 1은 각 전류 벡터 I(rs), I(rt), I(st), I(sr), I(tr), I(ts)에 대응하는 전류형 컨버터(10)의 도통 패턴을 나타내고 있다. 예를 들면 도 2, 3을 참조하여, 전류 모드 2(위상각 30도에서 90도인 영역)에서는, 하이 아암측 스위치 소자 Srp 및 로우 아암측 스위치 소자 Stn만이 도통하는 도통 패턴(표 1에 있어서의 전류 벡터 I(rt))과, 하이 아암측 스위치 소자 Ssp 및 로우 아암측 스위치 소자 Stn만이 도통하는 도통 패턴(표 1에 있어서의 전류 벡터 I(st))이, 반복하여 전환되어 선택된다. 또한, 직류 전원선 L1에 인가되는 전위 VL1과 상전압 Vr, Vs, Vt에 대해서는 후에 상세히 서술한다.
Figure 112010052209935-pct00001
도 4는 전류형 컨버터(10)에 있어서의 스위칭 동작을 나타낸 타이밍 차트이다. 도 4에서는 전류 모드 2(위상각 30도에서 90도인 영역) 중, 상전압 Vr이 최대상을 나타내고 있을 때(위상각 30도에서 60도)의 스위칭 동작을 나타내고 있다. 경사의 절대값이 일정한 삼각파, 예를 들면 이등변 삼각형 형상의 단일 삼각파를 캐리어 C1로서 채용한다. 그리고 캐리어 C1과 지령값을 비교함으로써 전류형 컨버터(10)의 스위칭이 행해진다. 이하에서는 도시된 범위 내에서는 지령값은 일정하면 근사하고 있다. 실제로는 지령값은, 예를 들면 캐리어의 주기의 배수의 기간마다 갱신된다.
여기에서는 스위치 소자 Stn이 도통하고 있는 상태에 있어서의 스위치 소자 Srp, Ssp의 배타적인 도통을 생각하고 있으므로, 지령값은 스위치 소자 Srp, Ssp가 도통하는 듀티에 기초하여 설정된다. 도 4에서는 간단하게 하기 위해, 경사의 절대값이 일정한 캐리어 C1의 피크?투?피크의 진폭을 1로 한다. 또 설명을 간단하게 하기 위해, 특별히 한정되지 않는 한 캐리어 C1의 최소값을 0, 최대값을 1로서 설명한다. 캐리어 C1의 진폭이 다른 경우라도 비례를 고려하고, 캐리어 C1의 중심값이 다른 경우라도 캐리어 C1의 쉬프트를 고려하면, 이하의 설명이 타당하다.
스위치 소자 Stp는 비도통이며, 그 도통하는 듀티는 0으로 볼 수 있으므로, 스위치 소자 Srp, Ssp의 듀티를 각각 값 drt, dst로 하면, 전류 모드 2에서는 값 drt, dst의 합은 1이 된다.
상기 서술한 바와 같이 캐리어 C1의 경사의 절대값은 동등하기 때문에, 캐리어 C1이 값 0~drt를 채용하는 경우에 스위치 소자 Srp를 도통시키고, 캐리어 C1이 값 drt~1을 채용하는 경우에 스위치 소자 Ssp를 도통시키면, 그 도통 기간은 상기 듀티에 대응하게 된다.
따라서 캐리어 C1이 값 drt 이하이면 스위치 소자 Srp를 도통시키고, 캐리어 C1이 값 drt 이상이면 스위치 소자 Ssp를 도통시키는 제어를 행한다. 이러한 스위칭의 채용에 의해, 캐리어 C1의 일주기 T0는, 지령값 이상의 기간 Ts와, 지령값 이하의 기간 Tr로 구분된다. 기간 Ts, Tr은 각각 dst?T0, drt?T0로 계산되게 된다.
기간 Ts에서는 스위치 소자 Ssp, Stn이 도통하는 점에서, 선전류 is, it가 흐르고 직류 전류 idc가 직류 전원선 L1, L2에 흐른다. 기간 Tr에서는 스위치 소자 Srp, Stn이 도통하는 점에서 선전류 ir, it가 흐르고 직류 전류 idc가 직류 전원선 L1, L2에 흐른다. 이 내용은, 캐리어 C1이 기준값 drt를 채용하는 타이밍에 전류형 컨버터(10)를 전류(轉流)시킨다고도 파악할 수 있다. 또한, 후술하는 전압형 인버터(20)가 영전압 벡터를 출력하는 기간 중에는, 직류 전류 idc가 흐르지 않는다. 도 4에 있어서는, 이 기간을 사선으로 나타내고 있다. 입력 전류의 파형을 개선하기 위해서는, 영전압 벡터의 기간은, 기간 Ts, Tr의 각각에서 기간 Ts, Tr의 비로 분배되는 것이 바람직하다. 도 4에 나타내는 직류 전원선 L1의 전위 VL1에 대해서는 후술한다.
다음에, 전압형 인버터(20)가 가지는 스위치 소자 Syp, Syn의 스위칭 동작에 대해서 설명한다. 도 5는 전압 벡터를 나타낸 도이다. 전압형 인버터(20)는, 예를 들면 합성된 전압 벡터가 원점을 중심으로 하여 원을 그리도록, 전압 벡터 V0~V7 중 어느 하나를 출력하는 도통 패턴을 전환하여 선택한다. 표 2는 각 전압 벡터 V0~V7에서의 전압형 인버터(20)의 도통 패턴을 나타내고 있다.
Figure 112010052209935-pct00002
도 6은 전압형 인버터(20)의 스위칭 동작을 나타낸 타이밍 차트이다. 영전압 벡터의 기간이, 기간 Ts, Tr의 각각에서 기간 Ts, Tr의 비로 분배되기 때문에, 전압형 인버터(20)의 캐리어 C2에 전류형 컨버터(10)의 캐리어 C1과 동일한 것을 채용하고, 값 drt를 기준값으로 하여, 당해 기준값보다도 큰 측과 작은 측의 각각에서 전압형 인버터(20)의 지령값을 설정한다. 또한, 전류형 컨버터(10)와 전압형 인버터(20)는 동일한 캐리어에 기초하여 동기하여 제어된다.
구체적인 일례로서, 전압형 인버터(20)가 전압 벡터 V0(000), V4(100), V6(110), V4(100), V0(000)를 이 순서로 반복하여 채용한 스위칭을 행하는 경우(전압 모드 1인 경우)를 설명한다. 즉 스위치 소자 Swp, Swn이 각각 비도통, 도통하고 있는 상태(출력선 ACLw가 직류 전원선 L2에 접속되고 상전압 Vw가 저전위를 나타내는 상태)에서, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn이 스위칭하는 경우를 예로 채용한다(표 2도 참조).
스위치 소자 Sup, Svp, Swp가 모두 비도통하는 전압 벡터 V0를 채용하는 듀티, 스위치 소자 Sup가 도통하고, Svp, Swp가 모두 비도통하는 전압 벡터 V4를 채용하는 듀티, 스위치 소자 Sup, Svp가 모두 도통하고, Swp가 비도통하는 전압 벡터 V6을 채용하는 듀티를 각각 값 d0, d4, d6로 나타내면, 전압 모드 1에서는 d0+d4+d6=1이 된다.
캐리어 C2에서 값 drt 이상의 값을 채용하는 기간 Tr를 d0, d4, d6의 비로, 또 값 drt 이하의 값을 채용하는 기간 Ts를 d0, d4, d6의 비로, 각각 분할한다. 스위치 소자 Swp는 비도통이며 그 도통하는 듀티는 0으로 볼 수 있다. 따라서, 상기의 분할에 의해, 전압형 인버터(20)에서의 전압 벡터의 듀티를 손상하는 일 없이, 전압 벡터 V0를 채용하는 기간을, 값 dst, drt의 비로 분할할 수 있다.
구체적으로는 전압형 인버터(20)의 스위칭은 하기와 같이 제어된다(스위치 소자 Swp, Swn은 각각 비도통, 도통하고 있다).
캐리어 C2가 값 drt(1-d0)~drt+dst?d0를 채용하는 경우: 전압 벡터 V0를 채용한다;
캐리어 C2가 값 drt(1-d0-d4)~drt(1-d0), 또는 값 drt+dst?d0~drt+dst(d0+d4)를 채용하는 경우: 전압 벡터 V4를 채용한다;
캐리어 C2가 값 0~drt(1-d0-d4), 또는 값 drt+dst(d0+d4)~drt+dst=1을 채용하는 경우: 전압 벡터 V6을 채용한다.
캐리어 C2도 캐리어 C1과 동일한 파형을 채용하고, 또한 시간에 대한 경사의 절대값이 동등한 삼각파가 채용되므로, 기간 Ts에 있어서의 전압 벡터 V0의 기간은 정의 경사측 및 부의 경사측 중 어느 하나에서도 하기의 기간 Ts0를 채용한다.
Figure 112010052209935-pct00003
마찬가지로, 기간 Tr에서의 전압 벡터 V0의 기간은 정의 경사측 및 부의 경사측 중 어느 하나에서도 하기의 기간 Tr0를 채용한다.
Figure 112010052209935-pct00004
따라서 영전압 벡터의 기간은 기간 Tr, Ts에 있어서, 각각 drt?d0?T, dst?d0?T가 되어, 각각 값 drt, dst의 비로 분배하는 것이 실현된다. 따라서 영전압 벡터 기간에 기인하는 입력 전류의 일그러짐을 원리적으로 제거할 수 있다.
또한, 캐리어 C2의 일주기 T0 당에서, 전압 벡터 V4의 기간은 하기로 표시된다.
Figure 112010052209935-pct00005
캐리어 C2의 일주기 T0 당에서 전압 벡터 V6의 기간은 하기로 표시된다.
Figure 112010052209935-pct00006
그리고 캐리어 C2의 일주기 T0 당에서 전압 벡터 V0의 기간은 하기로 표시된다.
Figure 112010052209935-pct00007
따라서 캐리어 C2의 일주기 T0 당에서, 전압 벡터 V0, V4, V6의 기간이 값 d0, d4, d6의 비로 실현된다.
다음에, 전류형 컨버터(10)의 스위칭 동작에 있어서, 예를 들면 특허 문헌 1로 대표되는 바와 같이, 전압형 컨버터가 상전압을 제어하여 선전류를 검출하는데 반해, 쌍대성을 고려하면, 전류형 컨버터(10)는 상전류를 제어하여 선간 전압을 검출한다. 이하, 전류형 컨버터(10)에 있어서, 입력선 ACLr, ACLs, ACLt 상호간의 선간 전압을 검출하는 방법에 대해서 설명한다.
예를 들면 도 1, 4를 참조하여, 스위치 소자 Ssp, Stn이 도통하고 있는 경우, 즉 전류형 컨버터(10)가 전류 벡터 I(rs)를 출력하는 도통 패턴을 채용하고 있는(표 1도 참조) 경우, 직류 전원선 L1과 입력선 ACLs가 서로 단락되고, 직류 전원선 L2와 입력선 ACLt가 서로 단락된다. 전위의 기준을 다상 교류 전원(E1)의 중성점으로 하면, 직류 전원선 L1에 인가되는 전위 VL1은 상전압 Vr에 동등하고, 직류 전원선 L2에 인가되는 전위 VL2는 상전압 Vt에 동등하다. 도 4에는 전위 VL1이 나타나 있다. 도 4에 나타내는 캐리어 C1의 일주기 T0에서는, 스위치 소자 Stn이 도통하고 있으므로 전위 VL2는 상전압 Vt와 동등하다.
따라서, 직류 전원선 L1, L2 사이의 직류 전압 Vdc는 입력선 ACLs, ACLt의 선간 전압 Vst와 일치한다. 따라서, 이 때에 직류 전압 Vdc를 선간 전압 Vst로서 검출한다. 단, 전압형 인버터(20)가 영전압 벡터를 출력하는 기간 중에는 직류 전압 Vdc가 영이 되므로, 이 기간을 피해 검출한다.
또, 스위치 소자 Srp, Stn이 도통하고 있는 경우, 즉 전류형 컨버터(10)가 전류 벡터 I(rt)를 출력하는 도통 패턴을 채용하고 있는 경우, 동일하게 하여 고려하면, 직류 전압 Vdc는 입력선 ACLr, ACLt의 선간 전압 Vrt와 일치한다. 따라서, 이 때 직류 전압 Vdc를 선간 전압 Vrt로서 검출한다. 마찬가지로, 전압형 인버터(20)가 영전압 벡터를 출력하는 기간을 피해 검출한다.
도 4에 나타내는 타임 차트에서는, 상전압 Vr이 최대상, 상전압 Vs가 중간상, 상전압 Vt가 최소상인 경우를 나타내고 있으며, 선간 전압 Vrt는 선간 전압 Vst보다도 크다. 입력선 ACLr, ACLs의 선간 전압 Vrs는, 선간 전압 Vrt와 선간 전압 Vst의 차(Vrs=Vrt-Vst)로 표현할 수 있다. 따라서, 검출한 2개의 선간 전압 Vrt, Vst를 이용하여, 나머지의 선간 전압 Vrs를 산출할 수 있다. 이것에 의해, 캐리어 C1의 일주기 T0에서의 3개의 선간 전압 Vrt, Vst, Vrs 모두를 검출할 수 있다.
표 1에는, 각 전류 벡터 I(rs), I(rt), I(st), I(sr), I(tr), I(ts)를 출력하는 도통 패턴의 각각에서, 직류 전압 Vdc와 일치하는 선간 전압도 나타내고 있다. 또한, 예를 들면 선간 전압 Vrs, Vsr은 모두 입력선 ACLr, ACLs 사이의 선간 전압을 나타내고 있다. 단, 선간 전압 Vrs는 입력선 ACLr이 고전위측이 되는 것을, 선간 전압 Vsr은 입력선 ACLs가 고전위측이 되는 것을 나타내고 있다. 선간 전압 Vst, Vsr, Vtr, Vts에 대해서도 마찬가지이다. 그리고, 표 1에 나타낸 바와 같이, 도통 패턴과 선간 전압의 관계에 기초하여, 직류 전압 Vdc를, 입력선의 선간 전압으로서 검출한다.
이상과 같이, 선간 전압을 검출하기 위해서, 직류 전원선 L1, L2 사이의 직류 전압 Vdc를 검출하면 되기 때문에, 특허 문헌 3에 기재된 바와 같이 평활 콘덴서의 양단 전압을 검출하여 직류 전압을 검출하고, 진폭 정보를 얻는 방법에 대해, 고정밀도로 진폭 정보를 얻을 수 있어, 입력 전압의 순시 파형을 검출하는 것이 가능해진다. 또, 입력선 ACLr, ACLs, ACLt의 각각에서, 적어도 2개의 선간 전압을 직접 검출하는 경우와 비교하여, 간이한 구성으로 선간 전압을 검출할 수 있는 것은 분명하다.
또, 직류 전압 Vdc를 검출하고 있으므로, 다상 교류 전원(E1)이 순시 정지한 경우나, 다상 교류 전원(E1)으로부터의 출력 전압(상전압 Vr, Vs, Vt)이 저하한 것을, 구성상의 추가없이 감시할 수 있다.
다음에, 전압형 인버터(20)에 있어서 출력선 ACLu, ACLv, ACLw을 흐르는 선전류 iu, iv, iw를 검출하는 방법에 대해서 서술한다. 또한, 선전류 iu, iv, iw는 전압형 인버터(20)로부터 모터(M1)로 흐르는 방향을 정으로 하고 있다.
예를 들면 도 1, 6을 참조하여, 전압형 인버터(20)가 전압 벡터 V4를 출력하는 도통 패턴을 채용하고 있는 경우, 하이 아암측 스위치 소자 Sup 만이 직류 전원선 L1에 접속되어 있으므로, 직류 전원선 L1, L2을 흐르는 직류 전류 idc는 선전류 iu와 일치한다. 따라서, 이 때 직류 전류 idc를 선전류 iu로서 검출한다.
또, 전압형 인버터(20)가 전압 벡터 V6을 출력하는 도통 패턴을 채용하고 있는 경우, 로우 아암측 스위치 소자 Swn 만이 직류 전원선 L2에 접속되어 있으므로, 직류 전류 idc는 선전류 iw와 극성을 제외하고 일치한다. 또한, 극성이 다른 선전류에 대해서는 마이너스를 붙여 표기한다. 따라서, 이 때 직류 전류 idc를 선전류 -iw로서 검출한다.
선전류 iu, iv, iw의 합이 0인 점에서, 선전류 iv는 선전류 iw와 선전류 iu의 차(iv=iw-iu)로 나타난다. 따라서, 검출한 2개의 선전류 iw, iu를 이용하여 나머지의 선전류 iv를 산출할 수 있다. 이것에 의해, 캐리어 C2의 일주기 T0에서의 3개의 선전류 iu, iv, iw 모두를 검출할 수 있다.
표 2에는 각 전압 벡터 V1~V6을 출력하는 도통 패턴의 각각에서, 직류 전류 idc와 일치하는 선전류도 나타내고 있다. 그리고, 표 2에 나타낸 바와 같이, 도통 패턴과 선전류의 관계에 기초하여, 직류 전류 idc를 출력선의 선전류로서 검출한다.
또한, 캐리어 C2는 캐리어 C1을 채용하여, 전류형 컨버터(10) 및 전압형 인버터(20)는 서로 동기하여 동작하고 있으므로, 예를 들면 시각 t1'에 있어서 선간 전압과 선전류를 동일한 타이밍에 검출할 수 있다.
또, 도 6에 나타낸 바와 같이, 전압형 인버터(20)에서는, 캐리어 C2가 값 drt 이상의 기간 Ts와 값 drt 이하의 기간 Tr에서 각각 전압 벡터가 동일한 듀티로 출력된다. 값 drt는 스위치 소자 Srp의 듀티이며, 0~1까지의 값을 채용한다. 예를 들면 값 drt가 0에 가까운 경우, 기간 Tr은 매우 짧다. 이 기간 Tr 내에, 출력되는 전압 벡터 V0, V4, V6 각각의 기간은 더 짧다. 또, 하나의 입력선에 접속된 한 쌍의 하이 아암측 스위치 소자 및 로우 아암측 스위치 소자 양쪽을 비도통으로 하는 기간(데드 타임 기간)을 설치하는 경우, 출력되는 전압 벡터 V0, V4, V6 각각의 기간은 더 짧다. 이러한 경우, 전압 벡터를 출력하는 기간이 직류 전류 idc를 검출하는데 충분한 기간을 만족하지 않는 경우가 있다. 따라서, 직류 전류 idc를 검출할 때에, 기간 Tr, Ts 중, 긴 쪽의 기간에서 직류 전류 idc를 검출하는 것이 바람직하다. 이것에 의해, 한쪽의 기간이 짧아져, 예를 들면 데드 타임에 의해 검출 불가능하게 되는 비율을 작게 할 수 있다.
제2 실시의 형태
본 실시의 형태에서는, 제1 실시의 형태에서 설명한 전력 변환 장치의 제어 및 상태량 검출 방법을 실현하는 구성의 일례를 설명한다.
도 7은, 도 1에 나타내는 전력 변환 장치를 제어하는 제어부의 구성의 개념적인 일례를 나타내고 있다. 제어부(100)는, 사다리꼴 형상 전압 지령부(11)와, 공간 벡터 연산부(12, 22)와, 비교기(13, 23, 24)와, 전류형 논리 변환부(14)와, 2상 변조 전압 지령부(21)와, 논리합부(25)와, 샘플 홀드 회로(31, 41)와, 비교부(32, 42)와, 전압 연산부(33)와, 전류 연산부(43)와, 적용 캐리어 선택부(44)와, 캐리어 생성부(51)를 구비하고 있다.
우선, 전류형 컨버터(10)로 부여하는 스위치 신호를 생성하는 방법과 그 구성에 대해서 설명한다. 개요를 설명하면, 가상되는 전압형 컨버터(이하 「가상 전압형 컨버터」라고 칭한다)에 대한 스위치 신호를 생성하고, 이 스위치 신호를 전류형 컨버터용의 스위치 신호로 논리 변환하여 전류형 컨버터(10)로 출력한다. 제1 실시의 형태에 있어서 설명한 바와 같이, 전류형 컨버터(10)가 출력하는 전류 벡터는, 각 전류 벡터 I(rs), I(rt), I(st), I(sr), I(tr), I(ts)를 정점으로 하는 육각형(도 3)의 궤적을 그린다. 이것을 가상 전압형 컨버터에 기초하여 고려하면, 각 전압 벡터 V1~V6을 정점으로 하는 육각형(도 5)의 궤적을 그리는 것에 상당한다. 따라서, 각 전압 벡터 V1~V6을 정점으로 하는 육각 형상의 궤적을 그리는 전압 벡터를 출력하기 위해서 가상 전압형 컨버터에 이용되어야 할 스위치 신호를, 전류형 컨버터(10)가 전류 벡터를 출력하기 위해서 이용되어야 할 스위치 신호로 변환하여, 전류형 컨버터(10)로 출력한다.
가상 전압형 컨버터에서는 전압 벡터 V1~V6이 채용된다. 즉, 하나의 상에 대해서는 하이 아암측 스위치 소자가 도통하고, 다른 하나의 상에 대해서는 로우 아암측 스위치 소자가 도통하고, 나머지의 하나의 상에 대해서는 하이 아암측 스위치 소자와, 로우 아암측 스위치 소자가 교호로 도통한다(데드 타임을 제외한다).
따라서 가상 전압형 컨버터에서의 전압 지령의 파형은, 항상 어느 하나의 상의 전압 지령이 캐리어의 최대값을 채용하고, 다른 하나의 상의 전압 지령이 캐리어의 최소값을 채용한다. 그리고 나머지의 하나의 상의 전압 지령이 캐리어의 최소값과 최대값 사이의 값을 채용하여, 다른 2개의 상에 대한 중간상으로서 파악할 수 있다.
사다리꼴 형상 전압 지령부(11)는 이러한 가상 전압형 컨버터에 대한 전압 지령을 생성한다. 도 8은 이러한 전압 지령 Vr*, Vs*, Vt*를 예시하는 그래프이다. 전압 지령 Vr*, Vs*, Vt*는 각각 360도 주기이며 서로 120도 어긋나 있어, 120도로 연속하는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도의 경사 영역의 한 쌍을 가지는 사다리꼴파를 나타낸다. 여기에서는 전압 지령 Vr*, Vs*, Vt*의 최소값, 최대값으로서 각각 값 -1, 1을 채용하는 경우를 예시했다. 또한, 전류 벡터와 전압 벡터의 사이에는 위상차가 30도 있(도 3, 5도 참조)으므로, 실제로는, 도 8에 나타내는 전압 지령을 위상각이 큰 방향으로 30도 평행 이동한 값이 출력된다. 이하의 설명에서는 전압형과 전류형 사이의 위상각을 무시하고 설명한다. 또한, 이하에서 설명하는 기술은, 일본국 공개특허 2007-312589호 공보, 일본국 공개특허 2007-312598호 공보에 기재된 기술을 이용하고 있다.
캐리어 C1에서는 최소값, 최대값으로서 각각 0, 1을 채용하고 있다. 따라서, 전압 지령 Vr*, Vs*, Vt*의 최대값, 최소값을 각각 0, 1로서 고려하면, 예를 들면 위상각 0도에서 60도인 영역에서의 공간 벡터 변조 기본식은 다음식으로 표시된다.
Figure 112010052209935-pct00008
Figure 112010052209935-pct00009
여기서, t4, t6은 캐리어 C1의 일주기 T0 내에 있어서 전압 벡터 V4, V6을 출력하는 기간, Vs_mid*는 중간상인 전압 지령 Vs*를 나타내고 있다. 전압 벡터 V4를 출력하는 기간 t4는, 전류 벡터 I(rt)를 출력하는 기간에 상당하므로, 값 t4/T0는 값 drt에 상당한다. 마찬가지로, 전압 벡터 V6을 출력하는 기간은 전류 벡터 I(st)를 출력하는 기간에 상당하므로, 값 t6/T0는 값 dst에 상당한다. 이러한 연산 처리는, 공간 벡터 연산부(12)에서 행해지고, 값 drt, dst가 출력된다.
비교기(13)는, 공간 벡터 연산부(12)로부터의 값 drt와, 캐리어 생성부(51)로부터의 캐리어 C1을 비교하여, 캐리어 C1이 값 drt 이상인 기간에 전압 벡터 V4를 출력하기 위한 전압형의 스위치 신호를 출력하고, 캐리어 C2가 값 drt 이하인 기간에 전압 벡터 V6을 출력하기 위한 전압형의 스위치 신호를 출력한다.
각 전압 모드에 있어서의 공간 벡터 변조 기본식은 다음과 같이 고려할 수 있다. 즉, 예를 들면 전압 모드 2(위상각 60도에서 120도)에 있어서, 캐리어 C1의 일주기 당의 전압 벡터 V6을 출력하는 기간 t6/T0는, 식(6)에 있어서 t4를 t6으로, Vs_mid*를 Vr_mid*(중간상인 전압 지령 Vr*)으로 각각 치환함으로써 산출된다. 전압 모드 2에서 캐리어 C1의 일주기 당의 전압 벡터 V2를 출력하는 기간은, 식(7)에 있어서, t6을 t2로 치환함으로써 산출된다. 표 3은, 각 전압 모드에서 출력되는 전압 벡터의 기간을, 전압 모드 1에서 출력되는 전압 벡터 V4, V6의 기간 t4, t6에 대응 짓고 있다. 당해 대응표에 따라, 식(6), (7)에 있어서 기간을 치환하고, 중간상의 전압 지령을 식(6)에 있어서 치환함으로써, 각 전압 모드에 있어서의 공간 벡터 변조 기본식을 파악할 수 있다.
표 3은, 식(6), (7)에 있어서, 각 전압 모드 1~6에 있어서의 전압 벡터 각각의 기간과, 전압 모드 1에서의 전압 벡터 V0, V4, V6의 기간 t4, t6, t0의 대응 관계를 나타내고 있다. 단, 상기 서술한 바와 같이 전류형 컨버터(10)에 있어서는, 전압 벡터 V0는 이용되지 않는다.
Figure 112010052209935-pct00010
또, 참고를 위해, 각 전압 모드 1~6에 있어서 각 전압 벡터에 대응하는 각 스위치 신호 Srp', Ssp', Stp'의 도통 기간을, 전압 모드 1에서의 전압 벡터 V4, V6의 기간 t4, t6을 이용하여 각각 도 9~도 14에 나타내고 있다. 여기서 말하는 스위치 신호 Srp', Ssp', Stp'는, 스위치 소자 Srp, Ssp, Stp에 주어지는 스위치 신호는 아니고, 가상 전압형 컨버터가 구비하는 r상, s상, t상의 하이 아암측 스위치 소자에 주어지는 스위치 신호이다. 전류형 컨버터(10)로 부여하는 스위치 신호는, 전압형의 스위치 신호 Srp', Ssp', Stp'와, 이들과 상보적인(논리 반전한) 스위치 신호 Srn', Ssn', Stn'를 이용하여 논리 변환을 행함으로써 얻어진다.
전류형 논리 변환부(14)는, 비교기(13)로부터 얻어진 가상 전압형 컨버터용의 스위치 신호를 전류형 컨버터용의 스위치 신호로 논리 변환한다. 이 논리 변환은 비특허 문헌 2에 기재된 기술을 이용한다. 이하, 구체적으로 설명한다.
도 15는 여기서 검토하는 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다. 당해 인버터는, 전류형 컨버터(10)의 스위칭에 대해서 검토하기 위해 가상적이 되는 인버터이며, 전압형 인버터(20)와는 직접적으로는 관계없기 때문에, 3상 교류에 대해서 a상, b상, c상이라는 명칭을 채용한다. 이 가상되는 인버터(이하 「가상 인버터」라고 칭한다)는 a상의 하이 아암측에 스위치 소자 Sap를, 로우 아암측에 스위치 소자 San을, 각각 가지고 있다. 동일하게 하여, b상에서 스위치 소자 Sbp, Sbn을, c상에서 스위치 소자 Scp, Scn을, 각각 가지고 있다.
a상의 선전류 ia는, a상-c상 간의 상전류 ica와 b상-a상 간의 상전류 iba의 차로 구해지기 때문에, 이들 한 쌍의 상전류를 흘리는 스위칭을 행하는 경우만, a상전류가 흐른다. 다른 상의 선전류에 대해서도 마찬가지이다. 그래서, 상전류 ijk가 상 아암측의 스위치 소자에 흐르는지 아닌지를 기호 Sjk로, 하 아암측의 스위치 소자에 흐르는지 아닌지를 기호 SjkB로 나타내기로 한다. 여기서 기호 i, j, k는 서로 다르면서도 기호 a, b, c를 대표하고, 기호 Sjk, SjkB가 2치 논리 "1"/"0"을 채용함으로써, 상전류 ijk가 「흐른다」/「흐르지 않는다」를 나타내는 것으로 한다.
가상 인버터가 상전압 지령과 캐리어의 비교에 기초하여 선전류를 흐르게 할 때에, 하이 아암측의 스위치 소자 Sjp, 로우 아암측의 스위치 소자 Sjn의 도통/비도통을 제어하는 스위치 지령을, 각각 기호 Sj+, Sj-로 나타내면, 비특허 문헌 3에 나타내는 내용은 이하와 같이 된다.
Figure 112010052209935-pct00011
여기서 또한, 전압형 인버터의 상전압과 전류형 인버터의 상전류의 쌍대성을 감안하면, 상기의 각 식의 우변의 논리값은, 전압형 인버터에서의 상전압과 캐리어의 비교 결과로서 얻어지는 것을 알 수 있었다. 비특허 문헌 3에 의하면, 상전류 ijk의 지령값이 상전압 Vj의 지령값과 대응한다. 따라서 기호 Sjk는 상전압 지령 Vj*와 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자 Sjp를 도통시키는 논리와 일치하고, 기호 SjkB는 상전압 지령 Vj*와 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자 Sjn을 도통시키는 논리와 일치한다.
그리고, 도 8에서 나타낸 전압 지령 Vr*, Vs*, Vt*를 상기 가상 인버터의 전압 지령 Va*, Vb*, Vc*로서 채용한다. 이하, 위상각이 0~60도에 있는 경우를 설명한다. 전압 지령 Va*, Vc*는 각각 값 1, -1을 채용하므로, Sac=1, SacB=0, Scb=0, ScbB=1이 된다. 이것에 의해, Sa+=SbaB, Sb+=Sba, Sc+=Sa-=Sb-=0이 된다.
기호 SbaB는 상전압 지령 Vb와 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자 Sap, Sbp를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치하고, 기호 Sba는 상전압 지령 Vb와 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자 Sbp, Sap를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치한다. 보다 구체적으로는, 상전압 지령 Vb가 캐리어 이하인 경우에는 스위치 소자 Sap를 도통시키고, 이상인 경우에는 스위치 소자 Sbp를 도통시킨다. 그리고 기호 Sa+, Sb+는 선전류를 흐르게 할 때에 각각 스위치 소자 Sap, Sbp를 도통시키는 기간을 나타낸다.
이것을 본원에 입각해서 보면, a상, b상, c상을 각각 r상, s상, t상이라고 바꾸어 읽으면 된다. 또, 전압 지령의 최대값, 최소값과 캐리어 C1의 최대값, 최소값을 정합시켜 비교하는 것을 고려하면, 캐리어 C1의 값이, 전압 지령 Vs*를 이용하여 산출되는 값 t4/T0 이하인 경우에 스위치 소자 Srp가 도통하고, 값 t4/T0 이상인 경우에는 스위치 소자 Ssp가 도통한다.
이상으로부터 전압 지령 Vs*의 값은, 캐리어 C1의 지령값을 구할 때의 기준값 drt가 된다. 또한 전류형 컨버터(10)의 스위치 소자 Srp, Ssp를 값 drt, 1-drt의 비로 비례하는 기간에서 교호로 도통시키는 전류의 타이밍을 캐리어 C1의 값으로서 규정한다. 다른 위상각에 있어서도 마찬가지로, 전압 지령 Vr*, Vt*의 값에 대해서는 상기의 설명이 타당하다.
상기 서술한 바와 같이 하여 비교기(13)에 의해 얻어진 결과는, 전류형 논리 변환부(14)로 주어지고, 식(8)에 준거한 변환이 행해진다. 당해 변환에 의해, 스위치 소자 Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn에 대한 스위치 신호가 구해진다.
또한, 사다리꼴 형상 전압 지령부(11), 공간 벡터 연산부(12), 비교기(13), 전류형 논리 변환부(14)는, 스위치 소자 Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn으로 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 발생부로 파악할 수 있다.
다음에, 전압형 인버터(20)로 부여하는 스위치 신호를 생성하는 구성에 대해서 설명한다.
2상 변조 전압 지령부(21)는 전압 지령을 생성한다. 도 16은 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*를 예시하는 그래프이다. 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*는 각각 360도 주기이며 서로 120도 어긋나 있어, 시작값을 0으로 하는 120도의 제1 정현파 구간과, 이것과 연속하는 좌우 대칭인 제2 정현파 구간과, 이것과 연속하는 평탄 구간을 가지고 있다. 여기에서는 전압 지령 Vu*, Vv*, Vw*의 최소값, 최대값으로서 각각 값 0, 1을 채용하는 경우를 예시했다.
예를 들면, 위상각 0도에서 60도인 영역에서의 공간 벡터 변조 기본식은 다음식으로 표시된다.
Figure 112010052209935-pct00012
Figure 112010052209935-pct00013
Figure 112010052209935-pct00014
여기서, t0는 캐리어 C2의 일주기 T0 내에서 출력되는 전압 벡터 V0의 기간, ks는 변조율, Vu_max*는 최대상인 상전압 지령 Vu*, Vv_mid*는 중간상인 상전압 지령 Vv*이다.
캐리어 C2의 일주기 당의 전압 벡터 V0가 출력되는 기간인 값 t0/T0는, 전압 벡터 V0의 듀티인 값 d0에 상당한다. 동일한 값 t4/T0는 값 d4에, 값 t6/T0는 값 d6에 상당한다.
그리고, 공간 벡터 연산부(12)로부터 출력되는 값 drt, dst를 이용하여, 캐리어 C2의 비교 대상이 되는 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0), drt+dst?d0, drt+dst(d0+d4), drt+dst가 산출된다.
상기 서술한 연산 처리는 공간 벡터 연산부(22)에서 행해진다.
비교기(23)는, 캐리어 C2와, 값 drt(1-d0), 값 drt(1-d0-d4)의 각각을 비교하여, 기간 Tr에서 전압 벡터 V0, V4, V6, V4, V0를 출력하기 위한 스위치 신호를 논리합부(25)로 출력한다.
비교기(24)는, 캐리어 C2와, 값 drt+dst?d0, 값 drt+dst(d0+d4)의 각각을 비교하여, 기간 Ts에서 전압 벡터 V0, V4, V6, V4, V0를 출력하기 위한 스위치 신호를 논리합부(25)로 출력한다.
논리합부(25)는, 비교기(23, 24)로부터의 스위치 신호의 논리합을 취하여, 전압형 인버터(20)에 출력한다.
또한, 2상 변조 전압 지령부(21), 공간 벡터 연산부(22), 비교기(23, 24), 논리합부(25)는, 스위치 소자 Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn으로 스위치 신호를 부여하는 인버터용 게이트 신호 발생부로 파악할 수 있다.
참고를 위해, 각 전압 모드에 있어서, 스위치 소자 Sup, Svp, Swp를 도통시키는 스위치 신호 Sup', Svp', Swp'가 출력되는 기간을 각각 도 17~도 22에 나타낸다. 예를 들면, 전압 모드 2에서, 캐리어 C2의 일주기 당의 전압 벡터 V0를 출력하는 기간 t0/T0는, 식(9)에 있어서 Vu_max*를 Vv_max*로 치환함으로써 산출된다. 캐리어 C1의 일주기 당의 전압 벡터 V4를 출력하는 기간 t4/T0는, 식(11)에 있어서, t6을 t4로, Vu_max*를 Vv_max*로, Vv_mid*를 Vu_mid*로 치환함으로써 산출된다. 캐리어 C1의 일주기 당의 전압 벡터 V2를 출력하는 기간 t2/T0는, 식(10)에 있어서 t4를 t2로, Vv_mid*를 Vu_mid*로 각각 치환함으로써 산출된다. 이러한 치환은, 표 3에 있어서 각 전압 모드에서 출력되는 전압 벡터의 기간의 대응 관계, 및 도 16에 나타내는 전압 지령에 있어서의 최대상, 중간상을 참조하면 된다. 도 17~도 22는, 각 전압 모드 1~6에 있어서 각 전압 벡터에 대응하는 각 스위치 신호 Sup', Svp', Swp'의 도통 기간을, 전압 모드 1에서의 전압 벡터 V0, V4, V6의 기간 t0, t4, t6을 이용하여 나타내고 있다.
다음에, 입력선 상호간의 선간 전압을 검출하는 구성에 대해서 설명한다. 비교부(32)는 공간 벡터 연산부(12)로부터의 값 drt, dst와 캐리어 생성부(51)로부터의 캐리어 C1을 비교하여, 전류형 컨버터(10)의 도통 패턴과 샘플 홀드 타이밍을 샘플 홀드 회로(31)로 출력한다.
샘플 홀드 회로(31)는, 비교부(32)로부터의 도통 패턴과 샘플 홀드 타이밍에 기초하여, 직류 전원선 L1, L2 사이의 직류 전압 Vdc를 샘플 홀드하여 선간 전압으로서 검출한다. 또한, 비교기(32)로부터 받는 도통 패턴은, 표 2에 나타낸 도통 패턴이다. 표 1에 나타내는 도통 패턴과 대응시키면, 전압 벡터 V4, V6, V2, V3, V1, V5를 출력하는 도통 패턴은, 전류 벡터 I(rs), I(rt), I(st), I(sr), I(tr), I(ts)를 출력하는 도통 패턴에 각각 대응한다. 이 대응에 의해, 비교기(32)로부터 받는 도통 패턴에 대해, 직류 전압 Vdc와 일치하는 선간 전압을 파악할 수 있어, 샘플 홀드 회로(31)는 비교기(32)로부터의 도통 패턴에 기초하여 직류 전압 Vdc를 선간 전압으로서 검출할 수 있다.
직류 전압 Vdc의 검출로서는, 예를 들면 저항 R2의 양단 전압을 검출한다. 저항 R1, R2는 직류 전원선 L1, L2 사이의 전압을, 자신의 저항값에 기초하여 분압하고 있다. 따라서, 저항 R1, R2의 저항값을 고려하면, 샘플 홀드 회로(31)는, 직류 전원선 L1, L2 사이의 직류 전압 Vdc를 검출하고 있다고 간주할 수 있다.
또한, 샘플 홀드 회로(31)는 비교부(32)로부터 도통 패턴을 얻고 있지만, 이것에 한정되지 않고, 전류형 논리 변환부(14)가 출력하는 스위치 신호로부터 도통 패턴을 얻어도 된다.
샘플 홀드의 타이밍으로서는, 예를 들면, 도 4를 참조하여, 캐리어 C1이 최대값이 되는 시점(시각 t1') 및 최소값이 되는 시점(시각 t2')을 출력하면 된다. 캐리어 C1이 단일 삼각파 형상을 가지고 있으므로, 캐리어 C1이 최대값 또는 최소값이 되는 시점은, 전류 벡터를 출력하는 기간의 중앙(즉 기간 Ts의 중앙, 기간 Tr의 중앙)에 위치한다. 따라서, 이 시점에서 샘플함으로써, 예를 들면 듀티 drt가 감소한 경우라도, 보다 안정된 전압값을 샘플 홀드하여 검출할 수 있다.
또한, 캐리어 C1이 값 drt를 채용하는 시점을 샘플 홀드 회로(31)에 출력하고, 이 시점에서의 직류 전압 Vdc를, 직류 전압 Vdc의 오프셋으로서 검출해도 된다. 바꾸어 말하면, 샘플 홀드 회로(31)가 가지는 신호 증폭기(도시하지 않음)의 오프셋 조정 신호로서 입력해도 된다. 이것에 의해, 예를 들면 직류 전원선 L2에 인가되는 전위에 대해서, 흔들림이 있었다고 해도, 당해 흔들림의 영향을 제외한 선간 전압을 검출할 수 있다.
전압 연산부(33)는, 제1 실시의 형태에서 설명한 바와 같이 캐리어 C1의 일주기 T0 내에서 검출한 2개의 선간 전압을 이용하고, 나머지의 하나의 선간 전압을 산출한다. 전압 연산부(33)는 이것에 한정되지 않고, 검출한 선간 전압을, 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축?β축에 대한 전압값으로 변환해도 된다. 또한 전원 위상(예를 들면 상전압 Vr의 위상)을 이용하여, 3상 교류 전압(예를 들면 상전압 Vr)과 동기하여 회전하는 회전 좌표계에 있어서 서로 직교하는 d축, q축에 대한 전압값으로 변환해도 된다. 그리고, 이들을 직접형 전력 변환 장치의 제어에 이용하는 순시 전압 정보로서 이용할 수 있다.
다음에, 선전류를 검출하는 구성에 대해서 설명한다.
적용 캐리어 선택부(44)는, 공간 벡터 연산부(12)로부터의 값 drt, dst를 받아, 기간 Tr, Ts 중, 긴 쪽의 기간에 있어서의 캐리어 C2와의 비교 대상의 값을 비교부(42)에 출력한다. 구체적으로는, 값 drt가 값 dst보다도 클 때에, 값 drt+dst?d0, 값 drt+dst(d0+d4)를 출력하고, 값 dst가 값 drt보다도 클 때에, 값 drt(1-d0), 값 drt(1-d0-d4)를 출력한다.
비교부(42)는 적용 캐리어 선택부(44)로부터의 값과, 캐리어 생성부(51)로부터의 캐리어 C2(캐리어 C1과 동일)를 비교하여, 기간 Tr 또는 기간 Ts에 있어서의 전압형 인버터(20)의 도통 패턴과, 샘플링 타이밍을 샘플 홀드 회로(41)로 출력한다.
샘플 홀드 회로(41)는, 적용 캐리어 선택부(44)로부터의 도통 패턴 및 샘플 홀드 타이밍에 기초하여, 션트 저항(R3)을 흐르는 전류값을 샘플 홀드하여, 선전류로서 검출한다. 도통 패턴에 기초하는 선전류의 검출은 제1 실시의 형태에서 서술한 대로이다.
샘플 홀드의 타이밍으로서는, 예를 들면 다음의 2개의 타이밍을 출력한다. 도 23을 참조하여, 기간 Ts에 있어서의 도통 패턴을 출력하는 경우는, 캐리어 C2가 최대값을 채용하는 시점(시각 t1')과, 캐리어 C2가 값 drt+dst(d0+d4/2)를 채용하는 시점(시각 t3')을 샘플 타이밍으로서 출력한다. 캐리어 C2가 최대값을 채용하는 시점은, 전압 벡터 V6을 출력하는 기간의 중앙이다. 값 dt+dst(d0+d4/2)는, 값 drt+dst?d0과 값 drt+dst(d0+d4)의 중앙의 값이므로, 캐리어 C2가 값 drt+dst(d0+d4/2)를 채용하는 시점은, 전압 벡터 V4를 출력하는 기간의 중앙이다. 따라서, 보다 안정된 전류값을 샘플 홀드하여 검출할 수 있다.
한편, 기간 Tr에 있어서의 도통 패턴을 출력하는 경우는, 캐리어 C2가 최소값을 채용하는 시점과, 캐리어 C2가 값 drt(1-d0-d4/2)를 채용하는 시점을 샘플링 타이밍으로서 출력한다. 또한, 값 drt(1-d0-d4/2)는, 값 drt(1-d0)와, 값 drt(1-d0-d4)의 중앙의 값이다.
또한, 캐리어 C2가 값 drt를 채용하는 시점을 샘플 홀드 회로(41)에 출력하고, 이 시점에서의 직류 전류 idc를, 직류 전류 idc의 오프셋으로서 검출해도 된다. 바꾸어 말하면, 샘플 홀드 회로(41)가 가지는 신호 증폭기(도시하지 않음)의 오프셋 조정 신호로서 입력해도 된다. 이것에 의해, 직류 전류 idc의 오프셋에 흔들림이 발생했다고 해도, 당해 흔들림을 제외한 선전류를 검출할 수 있다.
전류 연산부(43)는, 캐리어 C2의 일주기 T0 내에 검출한 2개의 선전류를 이용하고, 나머지의 하나의 선전류를 검출한다. 전류 연산부(43)는 이것에 한정되지 않고, 선전류를, 모터(M1)가 가지는 고정자에 고정된 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축?β축에 대한 전류값으로 변환해도 되고, 또한 위상 정보를 이용하여 모터(M1)가 가지는 회전자에 고정된 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 대한 전류값으로 변환해도 된다. 또한 위상 정보는, 예를 들면 모터(M1)의 회전을 검지함으로써 얻을 수 있다. 그리고, 이들을 직접형 전력 변환 장치의 제어에 이용하는 순시 전류 정보로서 이용할 수 있다.
제3의 실시의 형태
본 실시의 형태에서는, 제1 실시의 형태에서 설명한 전력 변환 장치의 제어 및 상태량 검출 방법을 실현하는 구성의 다른 일례를 설명한다.
도 24는, 도 1에 나타내는 전력 변환 장치의 제어부의 구성의 개념적인 일례를 나타낸 도이다. 제2 실시의 형태와 비교하여, 적용 캐리어 선택부(44) 대신에 적용 신호 선택부(45)가 설치되어 있으며, 비교부(32)의 기능을 비교부(42)가 공유하고 있다.
비교부(42)는, 공간 벡터 연산부(22)로부터의 값과, 캐리어 생성부(51)로부터의 캐리어의 비교에 기초하여 샘플 타이밍을 샘플 홀드 회로(31, 41)에 출력한다. 예를 들면, 도 23을 참조하여, 비교부(42)는, 캐리어 C2가 값 0, drt(1-d0-d4/2), drt+dst(d0+d4/2), drt+dst(=1)를 채용하는 시점(각각 시각 t2', t4', t3', t1')을 샘플링 타이밍으로서 출력한다.
샘플 홀드 회로(31)는, 받은 샘플 타이밍에 기초하여, 직류 전원선 L1, L2 사이의 직류 전압 Vdc를 샘플 홀드하여 검출하고, 적용 신호 선택부(45)로 출력한다. 구체적으로는, 시각 t1', t3'에 있어서의 직류 전압 Vdc를 선간 전압 Vst로서 검출하고, 이것을 적용 신호 선택부(45)로 출력하고, 시각 t2', t4'에 있어서의 직류 전압을 선간 전압 Vrt로서 검출하고, 이것을 적용 신호 선택부(45)로 출력한다.
샘플 홀드 회로(41)는, 받은 샘플 타이밍에 기초하여, 직류 전원선 L1, L2을 흐르는 직류 전류 idc를 검출하여 적용 신호 선택부(45)로 출력한다. 구체적으로는, 시각 t1', t2'에 있어서의 직류 전류 idc를 선전류 -iw로서 적용 신호 선택부(45)로 출력하고, 시각 t3', t4'에 있어서의 직류 전류 idc를 선전류 iu로서 적용 신호 선택부(45)로 출력한다.
적용 신호 선택부(45)는, 샘플 홀드 회로(31)로부터 받은 선간 전압 중, 시각 t1'에 있어서의 선간 전압 Vst와, 시각 t2'에 있어서의 선간 전압 Vrt를 선택하여, 이들을 전압 연산부(33)에 출력한다. 또, 샘플 홀드 회로(41)로부터 받은 선전류로부터, 기간 Tr, Ts 중 큰 쪽의 기간에 있어서의 선전류 -iw, iu를 선택하여, 이들을 전류 연산부(43)에 출력한다.
이상과 같이, 비교부(32)의 기능을 비교부(42)에 공유하면서도, 입력선 상호간의 선간 전압, 출력선의 선전류를 검출할 수 있다. 따라서, 보다 간이한 구성으로 선간 전압 검출 및 선전류 검출을 실현할 수 있다.
이 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 이 발명이 이것에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것이라고 해석된다.

Claims (20)

  1. 다상 교류 전압이 입력되는 복수의 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과,
    제1 및 제2 직류 전원선(L1, L2)과,
    상기 입력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 하이 아암측 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 로우 아암측 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 가지는 전류형 컨버터(10)를 구비하는, 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 순시의 도통 패턴(I(rs))에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선 사이의 전압(Vdc)을, 상기 입력선 사이의 선간 전압(Vrs)으로서 검출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는,
    복수의 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)과,
    상기 출력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선(L1) 사이에 접속된 복수의 제2 하이 아암측 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선(L2) 사이에 접속된 복수의 제2 로우 아암측 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 가지는 전압형 인버터(20)를 더 구비하고, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선에 전력 축적 수단을 갖지 않는 직접형 전력 변환 장치로서,
    상기 전류형 컨버터(10) 및 상기 전압형 인버터를 동기하여 동작시켜, 상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 순시의 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선을 흐르는 전류(idc)를, 상기 출력선의 선전류(iu)로서 검출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는,
    캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)와,
    상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위치 신호를 부여하는 인버터용 게이트 신호 발생부(21~25)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 제1 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하며,
    상기 전압형 인버터(20)는, 상기 제2 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어가 상기 기준값을 채용하는 시점을 경계로 하여 교호로 파악되는 2개의 제1 캐리어 주기(dst?Ts) 및 제2 캐리어 주기(drt?Ts)의 각각에 있어서, 상기 제2 도통 패턴(V0~V7)을 채용하고,
    상기 제1 캐리어 주기 및 상기 제2 캐리어 주기 중 긴 쪽의 캐리어 주기에 있어서, 순시의 상기 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 전류(idc)를, 상기 선전류(iu)로서 검출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는,
    단일 삼각파 형상의 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에, 상기 전압(Vdc)을 샘플 홀드하여 검출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는,
    단일 삼각파 형상의 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에, 상기 전압(Vdc)을 샘플 홀드하여 검출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 복수의 상기 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)은 3개의 상기 입력선이며,
    상기 전력 변환 장치는,
    캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전압(Vdc)을 검출하여 상기 입력선의 상호간의 선간 전압(Vrs, Vsr, Vst, Vts, Vtr, Vrt)중 2개를 검출하고, 나머지 하나의 상기 선간 전압을, 검출한 2개의 상기 선간 전압에 기초하여 산출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  7. 청구항 2에 있어서,
    상기 복수의 상기 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)은 3개의 상기 입력선이며,
    상기 전력 변환 장치는,
    캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전압(Vdc)을 검출하여 상기 입력선의 상호간의 선간 전압(Vrs, Vsr, Vst, Vts, Vtr, Vrt)중 2개를 검출하고, 나머지 하나의 상기 선간 전압을, 검출한 2개의 상기 선간 전압에 기초하여 산출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  8. 청구항 3에 있어서,
    상기 복수의 상기 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)은 3개의 상기 출력선이며,
    상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전류(idc)를 검출하여, 상기 출력선의 선전류(iu, iv, iw, -iu, -iv, -iw)중 2개를 검출하고, 나머지 하나의 선전류를, 검출한 2개의 상기 선전류에 기초하여 산출하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  9. 청구항 1 내지 8 중 어느 한 항에 있어서,
    검출한 상기 선간 전압을, 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축, β축에 있어서의 전압값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전압값으로 변환하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  10. 청구항 2, 3, 8 중 어느 한 항에 있어서,
    검출한 상기 선전류를, 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축, β축에 있어서의 전류값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전류값으로 변환하는, 전력 변환 장치에 있어서의 상태량 검출 방법.
  11. 다상 교류 전압이 입력되는 복수의 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과,
    제1 및 제2 직류 전원선(L1, L2)과,
    상기 입력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 하이 아암측 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선 사이에 접속된 복수의 로우 아암측 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 가지는 전류형 컨버터(10)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 순시의 도통 패턴(I(rs))에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선 사이의 전압(Vdc)을, 상기 입력선 사이의 선간 전압(Vrs)으로서 검출하는 선간 전압 검출부(R1, 31~33)를 구비하는, 전력 변환 장치.
  12. 청구항 11에 있어서,
    복수의 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)과,
    상기 출력선의 각각과 상기 제1 직류 전원선(L1) 사이에 접속된 복수의 제2 하이 아암측 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력선의 각각과 상기 제2 직류 전원선(L2) 사이에 접속된 복수의 제2 로우 아암측 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 가지는 전압형 인버터(20)와,
    상기 전류형 컨버터와, 상기 전압형 인버터를 동기시켜 동작시키는 동기 변조부(11~14, 21~25, 51)와,
    상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선을 흐르는 전류(idc)를, 상기 출력선의 선전류(iu)로서 검출하는 선전류 검출부(R3, 41~45)를 더 구비하고, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원선에 전력 축적 수단을 갖지 않는 직접형 전력 변환 장치인, 전력 변환 장치.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 동기 변조부는,
    캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제1 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)와,
    상기 제2 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 제2 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 제2 스위치 신호를 부여하는 인버터용 게이트 신호 발생부(21~25)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 제1 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하며,
    상기 전압형 인버터(20)는, 상기 제2 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어가 상기 기준값을 채용하는 시점을 경계로 하여 교호로 파악되는 2개의 제1 캐리어 주기(dst?Ts) 및 제2 캐리어 주기(drt?Ts)에 있어서, 상기 제2 도통 패턴(V0~V7)을 채용하고,
    상기 선전류 검출부(R3, 41~45)는, 상기 제1 캐리어 주기 및 상기 제2 캐리어 주기 중 긴 쪽의 캐리어 주기에 있어서, 순시의 상기 제2 도통 패턴(V4)에 기초하여, 상기 전류(idc)를, 상기 선전류(iu)로서 검출하는, 전력 변환 장치.
  14. 청구항 11에 있어서,
    단일 삼각파 형상의 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 선간 전압 검출부(31~33)는, 상기 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에, 상기 전압(Vdc)을 샘플 홀드하여 검출하는, 전력 변환 장치.
  15. 청구항 12에 있어서,
    단일 삼각파 형상의 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 스위치 신호에 기초하여, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 선간 전압 검출부(31~33)는, 상기 캐리어의 값이 최대값 및 최소값을 채용할 때에, 상기 전압(Vdc)을 샘플 홀드하여 검출하는, 전력 변환 장치.
  16. 청구항 11에 있어서,
    상기 복수의 상기 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)은 3개의 상기 입력선이며,
    캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 선간 전압 검출부(R1, R2, 31~33)는, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전압(Vdc)을 검출하여 상기 입력선의 상호간의 선간 전압(Vrs, Vsr, Vst, Vts, Vrt, Vtr)중 2개를 검출하고, 나머지 하나의 선간 전압을, 검출한 2개의 상기 선간 전압에 기초하여 산출하는, 전력 변환 장치.
  17. 청구항 12에 있어서,
    상기 복수의 상기 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)은 3개의 상기 입력선이며,
    캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(51)와,
    상기 하이 아암측 스위치 소자 및 상기 로우 아암측 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 신호를 부여하는 컨버터용 게이트 신호 생성부(11~14)를 더 구비하고,
    상기 전류형 컨버터(10)는, 상기 캐리어의 값이, 상기 캐리어의 최소값과 최대값 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 기준값(drt)을 채용할 때에 전류(轉流)를 행하고,
    상기 선간 전압 검출부(R1, R2, 31~33)는, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전압(Vdc)을 검출하여 상기 입력선의 상호간의 선간 전압(Vrs, Vsr, Vst, Vts, Vrt, Vtr)중 2개를 검출하고, 나머지 하나의 선간 전압을, 검출한 2개의 상기 선간 전압에 기초하여 산출하는, 전력 변환 장치.
  18. 청구항 13에 있어서,
    상기 복수의 상기 출력선(ACLu, ACLv, ACLw)은 3개의 상기 출력선이며,
    상기 선전류 검출부(R3, 41~45)는, 상기 캐리어의 일주기에 있어서, 상기 전류(idc)를 검출하여 상기 출력선의 선전류(iu, iv, iw)중 2개를 검출하고, 나머지 하나의 선전류를, 검출한 2개의 상기 선전류에 기초하여 산출하는, 전력 변환 장치.
  19. 청구항 11 내지 18 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 선간 전압 검출부(R1, R2, 31~33)는, 상기 선간 전압을 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축, β축에 있어서의 전압값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전압값으로 변환하는, 전력 변환 장치.
  20. 청구항 12, 13, 18 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 선전류 검출부(R3, 41~45)는, 상기 선전류를 정지 좌표계의 서로 직교하는 α축, β축에 있어서의 전류값 또는 회전 좌표계의 서로 직교하는 d축, q축에 있어서의 전류값으로 변환하는, 전력 변환 장치.
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