JP4582125B2

JP4582125B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4582125B2
Application number: JP2007181968A
Authority: JP
Inventors: 憲一榊原
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2006-04-20
Filing date: 2007-07-11
Publication date: 2010-11-17
Anticipated expiration: 2026-11-29
Also published as: JP2007312598A

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

インバータの代表的な回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交流を直流に変換し、電圧形変換器により所望の交流を出力する間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式としては、マトリックスコンバータを代表とする直接形電力変換装置が知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、変換装置の小型化が期待でき、次世代の電力変換装置として近年注目されつつある。

従来の直接形電力変換装置としては、三相交流電圧を直流電圧に変換するＰＷＭ整流器と、上記ＰＷＭ整流器により変換された直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するＰＷＭインバータとを備えたものがある(例えば、特開２００４−２６６９７２号公報(特許文献１)参照)。

この直接形電力変換装置は、入力電流指令に基づいて台形波指令信号を生成し、台形波指令信号とキャリヤ信号とを比較して、ＰＷＭ整流器のスイッチング回路をオンオフするＰＷＭ変調信号を生成している。また、上記キャリヤ信号を変形した三角波と出力電圧指令とを比較して、ＰＷＭインバータのスイッチング回路をオンオフするＰＷＭ変調信号を生成している。

しかしながら、上記直接形電力変換装置では、入力電流指令に基づいて演算により台形波指令信号を生成するので、制御部の演算負荷が増加するという問題がある。

また、上記直接形電力変換装置では、ＰＷＭインバータ側のキャリヤ波形を変形させる必要があるため、変調波形生成が複雑であり、制御回路が複雑になるという問題がある。また、ＰＷＭ整流器とＰＷＭインバータに対して、キャリヤ信号を供給するキャリヤ生成回路を別々に用いた場合も、制御部の回路が複雑になるという問題がある。
特開２００４−２６６９７２号公報

そこで、この発明の課題は、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる電力変換装置を提供することにある。

また、この発明のもう１つの課題は、制御部の回路を簡略化できる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、第１の発明の電力変換装置では、
空間ベクトル変調方式によりＰＷＭ変調信号を生成するＰＷＭ変調信号生成部と、
上記ＰＷＭ変調信号生成部からの上記ＰＷＭ変調信号に基づいて、三相交流入力電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換する変換部と
を備え、
上記ＰＷＭ変調信号生成部は、
上記変換部において、上記三相交流入力電圧または上記三相交流出力電圧の各相に接続された対となる上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子の一方がオンして他方がオフするようにして、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの１つがオンして他の２つがオフする第１のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの２つがオンして他の１つがオフする第２のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子の３つがオンまたはオフする第３のスイッチング状態とを組み合わせて、π／３毎に異なる６つの電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６ ,Ｖ _２ ,Ｖ _３ ,Ｖ _１ ,Ｖ _５を選択する上記空間ベクトル変調方式に基づいて、キャリヤ周期をＴ₀、上記三相交流入力電圧または上記三相交流出力電圧に同期した基準信号の位相角をφとするとき、上記位相角φが０≦φ≦π／３において選択される上記電圧ベクトルＶ _４の出力時間τ ₄ と上記電圧ベクトルＶ _６の出力時間τ ₆ が、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表され、
上記位相角φが０からπ／３毎に、上記電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６、上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２、上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３、上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１、上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５、上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４を順に選択して、
上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とすることにより、上記ＰＷＭ変調信号を生成することを特徴とする。

上記構成の電力変換装置によれば、上記指令信号生成部が、空間ベクトル変調方式に基づいて出力すべき電圧ベクトルを用い、キャリヤ周期をＴ₀、三相交流入力電圧または三相交流出力電圧に同期した基準信号の位相角をφとするとき、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表される出力時間τ₄,τ₆の電圧ベクトルに基づいて、ＰＷＭ変調信号を生成することによって、複雑な演算により指令信号を形成する必要がなく、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

また、第２の発明の電力変換装置では、
三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない電力変換装置であって、
空間ベクトル変調方式により上記三相交流入力電圧に同期した基準信号の位相角に基づいてコンバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成するコンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部と、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成するインバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部と、
上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部からの上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号に基づいて、上記インバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部により生成された上記インバータ部用ＰＷＭ変調信号を補正するＰＷＭ変調信号補正部と
を備え、
上記コンバータ部は、上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部からの上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に変換し、
上記インバータ部は、上記ＰＷＭ変調信号補正部により補正された上記インバータ部用ＰＷＭ変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換し、
上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部は、
上記コンバータ部において、上記三相交流入力電圧の各相に接続された対となる上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子の一方がオンして他方がオフするようにして、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの１つがオンして他の２つがオフする第１のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの２つがオンして他の１つがオフする第２のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子の３つがオンまたはオフする第３のスイッチング状態とを組み合わせて、π／３毎に異なる６つの電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６ ,Ｖ _２ ,Ｖ _３ ,Ｖ _１ ,Ｖ _５を選択する上記空間ベクトル変調方式に基づいて、キャリヤ周期をＴ₀、上記基準信号の位相角をφとするとき、上記位相角φが０≦φ≦π／３において選択される上記電圧ベクトルＶ _４の出力時間τ ₄ と上記電圧ベクトルＶ _６の出力時間τ ₆ が、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表され、
上記位相角φが０からπ／３毎に、上記電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６、上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２、上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３、上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１、上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５、上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４を順に選択して、
上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とすることにより、上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成することを特徴とする。

上記構成の電力変換装置によれば、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧の脈流状の電圧(電流)波形に対して、三相交流出力電圧(電流)に歪を生じないように、指令信号補正部により補正されたインバータ部用指令信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、上記コンバータ部用指令信号生成部が、空間ベクトル変調方式に基づく上記直流電圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キャリヤ周期をＴ₀、三相交流入力電圧に同期した基準信号の位相角をφとするとき、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表される出力時間τ₄,τ₆の電圧ベクトルに基づいて、コンバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成することによって、複雑な演算により指令信号を形成する必要がなく、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減できる。

以上より明らかなように、この発明の電力変換装置によれば、空間ベクトル変調方式に基づく直流電圧を出力すべき電圧ベクトルを用い、キャリヤ周期をＴ₀、三相交流入力電圧または三相交流出力電圧に同期した基準信号の位相角をφとするとき、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表される出力時間τ₄,τ₆の電圧ベクトルに基づいて、コンバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができる。

この発明の電力変換装置を図示の実施の形態を説明する前に、この発明の電力変換装置の特徴について説明する。

まず、直流／交流変換する電力変換装置において、一定の直流電圧に対して正弦波状の線間電圧が得られる相電圧波形の生成法と同様に、脈流状の電圧波形に対しても、正弦波出力が得られる相電圧信号波の導出について説明する。

技術文献１(リザイアング・ウェイ(Lixiang.Wei)、トーマス・エー・リポ(Thomas.A. Lipo)著、「簡単な転流方式を用いた新しいマトリックスコンバータ・トポロジー(A Novel Matrix Converter Topology with Simple Commutation)」、アイトリプルイー(IEEE IAS2001)、vol.3,pp.1749-1754.2001)に示された直流リンク付き直接変換回路では、電流形変換器であるため、線電流の通流比を台形波状に制御している。この明細書では、電圧形ベースで検討するものとし、電流形と電圧形の双対性(線電流：線間電圧、相電流：相電圧に対応)を考慮して、線間電圧を台形波状に制御するものとする。

この技術文献１は、直流リンク部に平滑や整流回路を持たない直流リンク付き直接変換回路の変調方式に関するものである。この技術文献１の直流リンク付き直接変換回路は、図３に示すように、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング回路Ｓ_ap,Ｓ_bp,Ｓ_cp,Ｓ_an,Ｓ_bn,Ｓ_cnからなるコンバータ部と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング回路Ｓ_up,Ｓ_vp,Ｓ_wp,Ｓ_un,Ｓ_vn,Ｓ_wnからなるインバータ部とを備えている。上記コンバータ部は、三相交流電源Ｖ_sa,Ｖ_sb,Ｖ_scからの三相交流入力電圧Ｖ_a,Ｖ_b,Ｖ_cを直流に変換する。また、上記インバータ部は、コンバータ部により変換された直流電圧Ｖ_dcを三相交流出力電圧Ｖ_su,Ｖ_sv,Ｖ_swに変換する。

図４(a)〜(d)は上記技術文献１の直流リンク付き直接変換回路の制御原理に基づく各部の波形を示したものである。図４(a)に示すように、相電圧は、[二相：正、一相：負]と[二相：負、一相：正]の２つの状態の何れかに相当することから、６０度毎の６つの領域に分割することができる。ここでは、ｃ相を基準とする領域１、領域２について述べる。ここで、領域１において、最小相であるｃ相をスイッチング回路Ｓ_cnにより導通させ、最大または中間相であるａ相,ｂ相をスイッチング回路Ｓ_ap,Ｓ_bpを用いて以下の通流比ｄ_ac,ｄ_bcでスイッチングさせる。同様に領域２においては、最大相であるｃ相をスイッチング回路Ｓ_cpにより導通させ、中間または最小相であるａ相,ｂ相をスイッチング回路Ｓ_an,Ｓ_bnを用いて以下の通流比ｄ_ac,ｄ_bcでスイッチングさせる。

以上の動作を６つの領域に対して適用すると、各相の通流比は、図４(b)に示す台形波状の波形となる。なお、ここでは、コンバータ側の上アームと下アームのスイッチング状態を示すため、通流比が正の場合の上アームが導通し、通流比が負の場合の下アームが導通するものとしている。

このとき、図４(c)に示すように、ＤＣリンク電圧は、最大相と最小相との間の線間電圧Ｅmaxと、最小相(領域１)と最大相(領域２)との中間相で生成される線間電圧Ｅmidの２つの電位が得られることが分かる。また、各ＤＣリンク電圧に対して、各々通流比を乗じることにより平均電圧Ｖ_dcは、

で表され、ＤＣリンク電圧が脈流状の電圧波形となることが分かる。

一方、インバータ側については、脈流電圧Ｖ_dcを用いて電圧制御を行うため、変調波は脈流分を補償するように通電時間は脈流分ｃｏｓθ_inを乗じて、

に基づき制御される。また、インバータの負荷は誘導性であるため電流源として捉えることができ、ＤＣリンク電流は通電時間が上式に示すように、脈流分ｃｏｓθ_inで振幅変調されているため、

で示されるように脈流状となる。ここで、上述のようにコンバータ側は一相が導通状態にあり、二相が各々の通流比ｄ_ac,ｄ_bcでスイッチングするため、領域１において入力電流は、

の関係となる。

以上により、図４(b)に示した台形波状通流比と脈流電流を乗じた波形となるため、入力電流は、図４(d)に示す正弦波とすることができる。

また、一定の直流電圧に対する線間電圧制御法としては、技術文献２(特公平６−０８１５１４号公報)に示す信号波が知られている(技術文献２の第３頁右欄第１０行目〜第四頁左欄第２５行目の記載および第１図,第２図参照)。

ここで、相電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*は、

で表される。この(１)式の相電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*に中間相電圧の１／２を加算することで、１相をπ／６遅れ、他の２相をπ／３進みの極性が相互に異なる相電圧指令信号Ｖ_u ^**,Ｖ_v ^**,Ｖ_w ^**は、

で表現される。上記技術文献２では、Ｖ_uv線間電圧の位相を基準に示しているが、ここでは、相電圧を基準とするため、相順を読み替えて表記している(WはU、UはV、VはW)。

また、脈流電圧Ｖ_linkは、電圧形ベースであるため、線間電圧の最大値で決定されるので、

で表される。そして、位相角０〜π／３の領域では、線間電圧Ｖ_uwが最大値となるため、

の関係式が成り立つ。ここで、(４)式を(２)式に代入することにより、相電圧指令信号Ｖ_u ^**,Ｖ_v ^**,Ｖ_w ^**は、

で表される。

振幅１の三角波キャリヤ比較ベースの指令値に書き換えると、次の(６)式のキャリヤ振幅と出力電圧の関係より、相電圧指令信号Ｖ_u ^**,Ｖ_v ^**,Ｖ_w ^**は(７)式で示され、さらに(８)式に書き換えることができる。

以上の結果は、図５Ａに示す線間電圧制御波形において、最大相電圧で各相指令値を割ったものと同様であり、位相角０〜π／３の領域ではｒ相が最大相電圧となる。図５Ｂは、位相角π／３毎の６つの領域に対して同様の演算を行った結果であり、１２０度通電の台形波変調波形(相電圧)となる。

したがって、この発明の電力変換装置において、コンバータ部またはインバータ部のＰＷＭ変調に用いる台形波状の指令信号(１２０度通電の台形波変調波形)の傾斜領域を、

(ただし、位相角φは０≦φ≦π／３)

(ただし、位相角φはπ≦φ≦４π／３)
で表される所定の式を用いて生成するか、または、上記所定の式に基づいて予め設定されたテーブルを用いて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができる。

次に、以上により得られた台形波変調波形が技術文献１で示される線電流指令と等価であることを示す。電流形において線電流は電圧形では線間電圧に相当することから、図４(b)の線電流指令信号と図５Ｃの台形波変調波形(線間電圧)を比較する。

図４(b)においてｂ相線電流指令信号ｄ_bcは、

で示されるが、領域１における０〜π／３の位相角で表記すると、

に書き換えられる。

また、図５Ｃの線間電圧指令を図４(b)の線電流指令信号と振幅を合わせると、

で表すことができ、(１０)式と等しいものとすると、(１１)式より、

が成り立てば良い。この(１２)式の右辺を、加法定理を用いて変形すると、

が成立する。

従って、この発明により生成される線間電圧指令信号は、技術文献１に示される線電流指令と等価であるため、例えば技術文献３(竹下隆晴、他２名著、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電学論D、Vol.116,No.1,1996)に示される電圧形、電流形の双対性(技術文献３の表１参照)に基づく論理演算を適用することにより、容易に電圧形より電流形ＰＷＭパターンの発生が可能である。

以上、相電圧指令信号の生成法について説明したが、ＰＷＭ変調方式としては、三角波状のキャリヤ信号による方式の他に、電圧ベクトルを用いた空間ベクトル変調方式の電力変換装置にも適用できる。

図６Ａの上側は、空間ベクトル変調方式のＰＷＭ変調における空間ベクトルを示すベクトル図と図５Ａにおける電圧ベクトルを説明する図である。このベクトル図に示すように、電圧ベクトルは、８つ状態のうちの６状態（Ｖ₁〜Ｖ₆）は、０でないベクトルで残りの２状態（Ｖ₀,Ｖ₇）は０状態である。

この空間ベクトル変調方式では、位相角φが０〜π／３における電圧ベクトルの出力時間τ₀,τ₄,τ₆とし、電圧制御率をｋsとするとき、電圧ベクトルの基本式は、

で表される。この位相角０〜π／３における電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*は、

で表される。図６Ａの下側は、図５Ａの線間電圧制御波形に位相角０〜π／３に対応する電圧ベクトルを示している。なお、図６Ａでは電圧制御率ｋsを０.５としている。ここで、位相角φが０〜π／３において電圧指令信号Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の中間相電圧Ｖ_s ^* _{_mid}は、

で表される。図６Ｂに示すように、図５Ｂの台形波変調波形(相電圧)に位相角０〜π／３に対応する電圧ベクトルを示している。そして、空間ベクトル変調方式の基本式のτ₄／Ｔ₀とτ₆／Ｔ₀は、

で表される。この基本式を、図６Ａ中の表で位相角π／３毎に読み替えて、電圧ベクトルの出力時間を決定することによって、ＰＷＭ波形生成を行うことができる。

なお、図６Ｃに示すように、線間電圧指令信号Ｖ_st ^*は、

で表される。

図７は上述の特許文献１(特開２００４−２６６９７２号公報)に示される同期ＰＷＭ変調方式について、技術文献１の変調法と対比して示したものである。図７において、ｔ_sはキャリヤ周期、Ｉ(rt)は電流指令、Ｉ(st)は電流指令、ｄ_rtは通流比、ｄ_stは通流比、Ｉ_r,Ｉ_s,Ｉ_tは入力電流、Ｉ_dcはＤＣリンク電流、Ｖ₀,Ｖ₄,Ｖ₆は電圧指令、ｄ₀は電圧指令Ｖ₀に対応する通流比、ｄ₄は電圧指令Ｖ₄に対応する通流比である。また、Ｖ_u,Ｖ_v,Ｖ_wはインバータのゲート信号である。

図７では、コンバータ側のキャリヤ周期は、ｓｔ、ｒｔに通電する２つのスイッチング状態に分割され、さらに各々の通流比が異なるため、インバータ側は通電期間毎にキャリヤ振幅が異なる２つのキャリヤ信号を用いている。また、キャリヤ信号と比較される信号波は、コンバータの通流比と掛け合わせることにより、キャリヤ振幅にて補正される。このため、変調回路構成としては特許文献１に示すような複雑な構成となる(特許文献１の段落[００２１]〜[００２６]の記載および図４)。

これに対して、図８はこの発明の電力変換装置の三角波状のキャリヤ信号を用いたＰＷＭ変調方式を示す図である。図８において、ｔ_sはキャリヤ周期、Ｉ(rt)は電流指令、Ｉ(st)は電流指令、ｄ_rtは通流比、ｄ_stは通流比、Ｉ_r,Ｉ_s,Ｉ_tは入力電流、Ｉ_dcはＤＣリンク電流、Ｖ₀,Ｖ₄,Ｖ₆は電圧指令、ｄ₀は電圧指令Ｖ₀に対応する通流比、ｄ₄は電圧指令Ｖ₄に対応する通流比である。また、Ｖ_u,Ｖ_v,Ｖ_wは上アームのゲート信号、／Ｖ_u',／Ｖ_v',／Ｖ_w'は下アームのゲート信号である。

図８では、コンバータ側とインバータ側のキャリヤ信号は同一の信号を用いており、従来と同様に振幅補正された２つの指令信号のうち、一方の指令信号にオフセットを持たせてキャリヤ信号と比較し、他方については指令信号の極性を反転させた上でキャリヤ信号と比較し、それにより得られたゲート信号を反転させている。また、各々の期間のゲート信号は、論理和を取ることにより、同一相のゲート信号を得ることができる。

また、図９はこの発明の電力変換装置の鋸波状のキャリヤ信号を用いたＰＷＭ変調方式を示す図である。図９において、ｔ_sはキャリヤ周期、Ｉ(rt)は電流指令、Ｉ(st)は電流指令、ｄ_rtは通流比、ｄ_stは通流比、Ｉ_r,Ｉ_s,Ｉ_tは入力電流、Ｉ_dcはＤＣリンク電流、Ｖ₀,Ｖ₄,Ｖ₆は電圧指令、ｄ₀は電圧指令Ｖ₀に対応する通流比、ｄ₄は電圧指令Ｖ₄に対応する通流比、ｄ₆は電圧指令Ｖ₆に対応する通流比である。また、Ｖ_u,Ｖ_v,Ｖ_wは上アームのゲート信号、／Ｖ_u',／Ｖ_v',／Ｖ_w'は下アームのゲート信号である。

図９に示す電力変換装置は、キャリヤ生成や変調処理が簡素化でき、ソフトウェア化により適した構成である。ただし、技術文献１に示される直流リンク付き直接変換回路では、コンバータ側を零ベクトル期間で転流させるために、Ｖ₀,Ｖ₇双方の零ベクトルを用いる必要があり、インバータ側は三相変調と損失面で不利となる。また、一般に知られるように、キャリヤによる電圧スペクトルの主要成分の三角波の周波数２ｆに対して、鋸波の周波数はｆとなり、騒音面についても劣るものとなる。

このように、この発明の電力変換装置によれば、脈流状の電圧(電流)波形に対して、線間電圧(線電流)に歪を生じないキャリヤ比較ベースの相電圧指令波形(または空間ベクトル変調方式)により、指令信号を生成するときの演算負荷を軽減することができる。

また、コンバータ部とインバータ部に共通する一つのキャリヤ信号(三角波や鋸波等)で同期ＰＷＭ変調を可能とすることによって、変調回路の簡素化することができる。

以下、この発明の電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。

〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置の構成図である。この第１実施形態の直流リンク付き直接形電力変換装置は、コンバータ部とインバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない。

この直接形電力変換装置は、図１に示すように、スイッチＳ_rp,Ｓ_rn,Ｓ_sp,Ｓ_sn,Ｓ_tp,Ｓ_tnからなるコンバータ部１と、スイッチＳ_up,Ｓ_un,Ｓ_vp,Ｓ_vn,Ｓ_wp,Ｓ_wnからなるインバータ部２と、上記コンバータ部１のスイッチＳ_rp,Ｓ_rn,Ｓ_sp,Ｓ_sn,Ｓ_tp,Ｓ_tnおよびインバータ部２のスイッチＳ_up,Ｓ_un,Ｓ_vp,Ｓ_vn,Ｓ_wp,Ｓ_wnをオンオフするためのゲート信号を出力する制御部３とを備えている。上記スイッチＳ_rp,Ｓ_rn,Ｓ_sp,Ｓ_sn,Ｓ_tp,Ｓ_tnおよびスイッチＳ_up,Ｓ_un,Ｓ_vp,Ｓ_vn,Ｓ_wp,Ｓ_wnは、それぞれスイッチング素子を複数組み合わせて構成されているスイッチング回路である。

上記コンバータ部１は、三相交流電源(図示せず)からの相電圧ｖ_rをスイッチＳ_rpの一端とスイッチＳ_rnの一端に入力し、相電圧ｖ_sをスイッチＳ_spの一端とスイッチＳ_snの一端に入力し、相電圧ｖ_tをスイッチＳ_tpの一端とスイッチＳ_tnの一端に入力している。上記スイッチＳ_rp,Ｓ_sp,Ｓ_tpの他端を第１直流リンク部Ｌ１に夫々接続する一方、スイッチＳ_rn,Ｓ_sn,Ｓ_tnの他端を第２直流リンク部Ｌ２に夫々接続している。

また、上記インバータ部２は、三相交流出力電圧の相電圧ｖ_uの出力端子にスイッチＳ_upの一端とスイッチＳ_unの一端を接続し、相電圧ｖ_vの出力端子にスイッチＳ_vpの一端とスイッチＳ_vnの一端を接続し、相電圧ｖ_wの出力端子にスイッチＳ_wpの一端とスイッチＳ_wnの一端を接続している。上記スイッチＳ_up,Ｓ_vp,Ｓ_wpの他端を第１直流リンク部Ｌ１に夫々接続する一方、スイッチＳ_un,Ｓ_vn,Ｓ_wnの他端を第２直流リンク部Ｌ２に夫々接続している。

また、上記制御部３は、三相交流入力電圧に同期するための基準信号の一例としての電源同期信号Ｖ_rに基づいて、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*を生成する指令信号生成部およびコンバータ部用指令信号生成部の一例としての台形波状電圧指令生成部１１と、上記台形波状電圧指令生成部１１からの台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*とキャリヤ信号とを比較するための比較部１２と、上記比較部１２からの比較結果に基づいてゲート信号を出力する電流形ゲート論理変換部１３と、上記台形波状電圧指令生成部１１からの台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*に基づいて、通流比ｄ_rt,ｄ_stを検出する中間相検出部１４と、上記キャリヤ信号を生成するキャリヤ信号生成部１５と、上記インバータ部２に対する出力電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*を生成するインバータ部用指令信号生成部の一例としての出力電圧指令信号生成部２１と、上記出力電圧指令信号生成部２１からの出力電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*と中間相検出部１４からの通流比ｄ_rt,ｄ_stに基づいて、
ｄ_rt＋ｄ_stＶ^* (Ｖ^*：各相の電圧ベクトル)
を出力する演算部２２と、上記出力電圧指令信号生成部２１からの出力電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*と中間相検出部１４からの通流比ｄ_rtに基づいて、
ｄ_rt(１−Ｖ^*) (Ｖ^*：各相の電圧ベクトル)
を出力する演算部２３と、上記演算部２２,２３からの演算結果とキャリヤ信号とを比較するための比較部２４と、上記比較部２４からの比較結果に基づいてゲート信号を出力する論理和演算部２５とを有する。

上記電流形ゲート論理変換部１３からのゲート信号によりコンバータ部１のスイッチＳ_rp,Ｓ_rn,Ｓ_sp,Ｓ_sn,Ｓ_tp,Ｓ_tnをオンオフ制御すると共に、論理和演算部２５からのゲート信号によりインバータ部２のスイッチＳ_up,Ｓ_un,Ｓ_vp,Ｓ_vn,Ｓ_wp,Ｓ_wnをオンオフ制御する。

上記中間相検出部１４と演算部２２,２３で指令信号補正部を構成している。また、上記比較部１２と電流形ゲート論理変換部１３でコンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部を構成し、比較部２４と論理和演算部２５でインバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部を構成している。

上記台形波状電圧指令生成部１１は、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成する。ここで、図５Ａ〜図５Ｃで説明した(８)式、すなわち、

で表される相電圧指令信号Ｖ_u ^***,Ｖ_v ^***,Ｖ_w ^***と同様に、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域における値を予めテーブルとして設定しておく。ここで、位相角φは、三相交流入力電圧の相電圧ｖ_rに同期している。

なお、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域を求めてもよい。

すなわち、

(ただし、位相角φは０≦φ≦π／３)

(ただし、位相角φはπ≦φ≦４π／３)
の所定の式を用いて、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域を夫々求める。これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧(電流)を確実に得ることができる。

上記構成の直流リンク付き直接形電力変換装置によれば、コンバータ部１により変換された直流電圧の脈流状の電圧(電流)波形に対して、三相交流出力電圧(電流)に歪を生じないように、指令信号補正部(１４,２２,２３)により出力電圧指令信号を補正して、その補正された出力電圧指令信号に基づいて、コンバータ部１により変換された直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、台形波状電圧指令生成部１１は、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域を、所定のテーブル(または所定の式)を用いて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができる。

上記コンバータ部１とインバータ部２に共通する１つのキャリヤ信号でＰＷＭ変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略化することができる。

〔第２実施形態〕
図２はこの発明の第２実施形態の直接形電力変換装置の一例としてのマトリックスコンバータの構成図である。

このマトリックスコンバータは、図２に示すように、スイッチＳ_ur,Ｓ_us,Ｓ_ut,Ｓ_vr,Ｓ_vs,Ｓ_vt,Ｓ_wr,Ｓ_ws,Ｓ_wtからなる変換部４と、上記変換部４のスイッチＳ_ur,Ｓ_us,Ｓ_ut,Ｓ_vr,Ｓ_vs,Ｓ_vt,Ｓ_wr,Ｓ_ws,Ｓ_wtをオンオフするためのゲート信号を出力する制御部５とを備えている。この変換部４が、仮想コンバータ部と仮想インバータ部に相当し、この仮想コンバータ部と仮想インバータ部とを接続する仮想直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない。上記スイッチＳ_ur,Ｓ_us,Ｓ_ut,Ｓ_vr,Ｓ_vs,Ｓ_vt,Ｓ_wr,Ｓ_ws,Ｓ_wtは、それぞれスイッチング素子を複数組み合わせて構成されているスイッチング回路である。

上記変換部４は、三相交流電源６からの三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖ_rをスイッチＳ_ur,Ｓ_vr,Ｓ_wr夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖ_sをＳ_us,Ｓ_vs,Ｓ_ws夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧ｖ_tをＳ_ut,Ｓ_vt,Ｓ_wt夫々の一端に入力している。上記スイッチＳ_ur,Ｓ_us,Ｓ_utの他端を相電圧ｖ_uの出力端子に夫々接続する一方、スイッチＳ_vr,Ｓ_vs,Ｓ_vtの他端を相電圧ｖ_rの出力端子に夫々接続し、スイッチＳ_wr,Ｓ_ws,Ｓ_wtの他端を相電圧ｖ_wの出力端子に夫々接続している。

また、上記制御部５は、三相交流入力電圧に同期するための基準信号の一例としての電源同期信号Ｖ_rに基づいて、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*を生成する指令信号生成部およびコンバータ部用指令信号生成部の一例としての台形波状電圧指令生成部３１と、上記台形波状電圧指令生成部３１からの台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*とキャリヤ信号とを比較するための比較部３２と、上記比較部３２からの比較結果に基づいてゲート信号を出力する電流形ゲート論理変換部３３と、上記台形波状電圧指令生成部３１からの台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*に基づいて、通流比ｄ_rt,ｄ_stを検出する中間相検出部３４と、上記キャリヤ信号を生成するキャリヤ信号生成部３５と、上記変換部４に対する出力電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*を生成するインバータ部用指令信号生成部の一例としての出力電圧指令信号生成部４１と、上記出力電圧指令信号生成部４１からの出力電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*と中間相検出部３４からの通流比ｄ_rt,ｄ_stに基づいて、
ｄ_rt＋ｄ_stＶ^* (Ｖ^*：各相の電圧ベクトル)
を出力する演算部４２と、上記出力電圧指令信号生成部４１からの出力電圧指令信号Ｖ_u ^*,Ｖ_v ^*,Ｖ_w ^*と中間相検出部３４からの通流比ｄ_rtに基づいて、
ｄ_rt(１−Ｖ^*) (Ｖ^*：各相の電圧ベクトル)
を出力する演算部４３と、上記演算部４２,４３からの演算結果とキャリヤ信号とを比較するための比較部４４と、上記比較部４４からの比較結果に基づいてゲート信号を出力する論理和演算部４５と、上記電流形ゲート論理変換部３３からの信号と論理和演算部４５からの信号に基づいて、ゲート信号を合成するゲート信号合成部５０とを有する。

上記ゲート信号合成部５０からのゲート信号により変換部４のスイッチＳ_ur,Ｓ_us,Ｓ_ut,Ｓ_vr,Ｓ_vs,Ｓ_vt,Ｓ_wr,Ｓ_ws,Ｓ_wtをオンオフ制御する。

上記中間相検出部３４と演算部４２,４３で指令信号補正部を構成している。また、上記比較部３２と電流形ゲート論理変換部３３でコンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部を構成し、比較部４４と論理和演算部４５でインバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部を構成している。

上記台形波状電圧指令生成部３１は、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成する。ここで、図５Ａ〜図５Ｃで説明した(８)式、すなわち、

すなわち、

(ただし、位相角φは０≦φ≦π／３)

上記構成のマトリックスコンバータによれば、仮想コンバータ部により変換された仮想直流電圧の脈流状の電圧(電流)波形に対して、三相交流出力電圧(電流)に歪を生じないように、指令信号補正部(３４,４２,４３)により出力電圧指令信号を補正して、その補正された出力電圧指令信号に基づいて、仮想インバータ部は、仮想コンバータ部により変換された仮想直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。このとき、台形波状電圧指令生成部３１は、台形波状電圧指令信号Ｖ_r ^*,Ｖ_s ^*,Ｖ_t ^*の傾斜領域を、所定のテーブル(または所定の式)を用いて生成することによって、簡単な構成で制御部の演算負荷を低減することができる。

上記仮想コンバータ部と仮想インバータ部に共通する１つのキャリヤ信号でＰＷＭ変調を可能とすることによって、制御部の回路を簡略化することができる。

上記第１,第２実施形態では、テーブルまたは式を用いて傾斜領域を求めた台形波状電圧指令信号をコンバータ側に適用した直接形の電力変換装置について説明したが、台形波状電圧指令信号をインバータ側に適用した電力変換装置にこの発明を適用してもよい。以下の第３,第４実施形態により、この台形波状電圧指令信号をインバータ側に適用した電力変換装置を説明する。

〔第３実施形態〕
図１０はこの発明の第３実施形態の電力変換装置の構成図を示している。
この第３実施形態の電力変換装置は、図１０に示すように、三相交流電源１００からの三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部の一例としての電圧出力電圧形変換器１０１と、上記電圧出力電圧形変換器１０１からの直流電圧を変換して所望の三相交流電圧をモータ１０３に出力するインバータ部１０２と、上記電圧出力電圧形変換器１０１とインバータ部１０２を制御する制御部１１０とを備えている。

上記インバータ部１０２は、三相交流出力電圧の相電圧ｖ_rの出力端子にトランジスタＳ_rpのエミッタとトランジスタＳ_rnのコレクタを接続し、相電圧ｖ_sの出力端子にトランジスタＳ_spのエミッタとトランジスタＳ_snのコレクタを接続し、相電圧ｖ_tの出力端子にトランジスタＳ_tpのエミッタとトランジスタＳ_tnのコレクタを接続している。上記トランジスタＳ_rp,Ｓ_sp,Ｓ_tpのコレクタを第１直流リンク部Ｌ１０１に夫々接続する一方、トランジスタＳ_rn,Ｓ_sn,Ｓ_tnのエミッタを第２直流リンク部Ｌ１０２に夫々接続している。また、上記トランジスタＳ_rp,Ｓ_sp,Ｓ_tpのコレクタとエミッタとの間にダイオードＤ_rp,Ｄ_sp,Ｄ_tpを夫々逆方向に接続すると共に、上記トランジスタＳ_rn,Ｓ_sn,Ｓ_tnのコレクタとエミッタとの間にダイオードＤ_rn,Ｄ_sn,Ｄ_tnを夫々逆方向に接続している。

また、上記制御部１１０は、振幅指令ｋsと位相指令θに基づいて、電圧出力電圧形変換器１０１に脈流電圧指令信号を出力する脈流電圧指令生成部１０４と、位相指令θに基づいて、台形状相電圧指令信号を生成する台形状相電圧指令生成部１０５と、上記台形状相電圧指令生成部１０５からの台形状相電圧指令信号に基づいて、ＰＷＭ変調信号をインバータ部１０２に出力するＰＷＭ変調部１０６とを有している。上記ＰＷＭ変調部１０６は、キャリヤ信号生成部１０６aを有する。

ここで、台形状相電圧指令生成部１０５は、第１実施形態の図１に示す台形波状電圧指令信号生成部１１や、第２実施形態の図２に示す台形波状電圧指令信号生成部３１と同様に、台形波状電圧指令信号の傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成するか、または、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号の傾斜領域を求める。これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧(電流)を確実に得ることができる。

図１２は上記電力変換装置の指令波形を示しており、図１２(a)は振幅指令の波形を示し、図１２(b)は相電圧指令波形を示している。また、図１０に示す電圧出力電圧形変換器１０１の代わりに電流形の変換器を用いた場合の線電流指令の波形を図１２(c)に示している。

〔第４実施形態〕
図１１はこの発明の第４実施形態の電力変換装置の構成図を示している。

この第４実施形態の電力変換装置は、図１１に示すように、三相交流電源２００からの三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部の一例としての電流出力電流形変換器２０１と、上記電流出力電流形変換器２０１からの直流電圧を変換して所望の三相交流電圧をモータ２０３に出力するインバータ部２０２と、上記電流出力電流形変換器２０１とインバータ部２０２を制御する制御部２１０とを備えている。上記電流出力電流形変換器２０１の正極側端子に第１直流リンク部Ｌ２０１の一端を接続する一方、電流出力電流形変換器２０１の負極側端子に第２直流リンク部Ｌ２０２の一端を接続している。

上記インバータ部２０２は、第１直流リンク部Ｌ２０１にトランジスタＳ_rp,Ｓ_sp,Ｓ_tpのコレクタを接続し、トランジスタＳ_rp,Ｓ_sp,Ｓ_tpのエミッタにダイオードＤ_rp,Ｄ_sp,Ｄ_tpのアノードを夫々接続している。上記ダイオードＤ_rp,Ｄ_sp,Ｄ_tpのカソードを相電圧ｖ_r,ｖ_s,ｖ_tの出力端子に夫々接続している。一方、トランジスタＳ_rn,Ｓ_sn,Ｓ_tnのエミッタを第２直流リンク部Ｌ２０２に夫々接続し、トランジスタＳ_rn,Ｓ_sn,Ｓ_tnのコレクタにダイオードＤ_rn,Ｄ_sn,Ｄ_tnのカソードを夫々接続している。上記ダイオードＤrn,Ｄsn,Ｄtnのアノードを相電圧ｖ_r,ｖ_s,ｖ_tの出力端子に夫々接続している。

また、制御部２１０は、振幅指令ｋsと位相指令θに基づいて、電流出力電流形変換器２０１に脈流電流指令信号を出力する脈流電流指令生成部２０４と、位相指令θに基づいて、台形状相電圧指令信号を生成する台形状相電圧指令生成部２０５と、上記台形状相電圧指令生成部２０５からの台形状相電圧指令信号に基づいて、ＰＷＭ変調信号を出力するＰＷＭ変調部２０７と、ＰＷＭ変調部２０７からのＰＷＭ変調信号を論理変換してインバータ部２０２に出力する電流形論理変換部２０６とを有している。上記ＰＷＭ変調部２０７は、キャリヤ信号生成部２０７aを有する。

ここで、台形状相電圧指令生成部２０５は、第１実施形態の図１に示す台形波状電圧指令信号生成部１１や、第２実施形態の図２に示す台形波状電圧指令信号生成部３１と同様に、台形波状電圧指令信号の傾斜領域を所定のテーブルを用いて生成するか、または、テーブルの代わりに式を用いて台形波状電圧指令信号の傾斜領域を求める。これにより、演算負荷を低減しつつ、歪のない三相交流出力電圧(電流)を確実に得ることができる。

図１２は上記電力変換装置の指令波形を示しており、図１２(a)は振幅指令の波形を示し、図１２(b)は相電流指令の波形を示している。また、図１２(c)は図１１の電流形論理変換部２０６で変換され、インバータ部２０２に与えられる線電流指令値を示している。

なお、上記第１〜第４実施形態の電力変換装置において、

で表される空間ベクトル変調方式の基本式を用いて、電圧ベクトルの出力時間を決定することによって、ＰＷＭ波形生成を行うこともできる。

図１はこの発明の第１実施形態の直接形電力変換装置の構成図である。図２はこの発明の第２実施形態の直接形電力変換装置の構成図である。図３は直流リンク付き直接変換回路の構成図である図４は直流リンク付き直接変換回路の制御原理を説明するための各部の波形を示す図である図５Ａは線間電圧制御波形を示す図である。図５Ｂは台形波変調波形(相電圧)を示す図である。図５Ｃは台形波変調波形(線間電圧)を示す図である。図６Ａは空間ベクトル変調について説明するための図である。図６Ｂは空間ベクトル変調における台形波変調波形(相電圧)を示す図である。図６Ｃは空間ベクトル変調における台形波変調波形(線間電圧)を示す図である。図７は比較のための同期ＰＷＭ変調方式を示す図である。図８はこの発明の直接形電力変換装置の三角波状のキャリヤ信号を用いたＰＷＭ変調方式を示す図である。図９はこの発明の直接形電力変換装置の鋸波状のキャリヤ信号を用いたＰＷＭ変調方式を示す図である。図１０はこの発明の第３実施形態の電力変換装置の構成図である。図１１はこの発明の第４実施形態の電力変換装置の構成図である。図１２は上記電力変換装置の指令波形を示す図である。

符号の説明

１…コンバータ部
２…インバータ部
３…制御部
４…変換部
５…制御部
１１…台形波状電圧指令生成部
１２…比較部
１３…電流形ゲート論理変換部
１４…中間相検出部
１５…キャリヤ信号生成部
２１…出力電圧指令信号生成部
２２…演算部
２３…演算部
２４…比較部
２５…論理和演算部
３１…台形波状電圧指令生成部
３２…比較部
３３…電流形ゲート論理変換部
３４…中間相検出部
３５…キャリヤ信号生成部
４１…出力電圧指令信号生成部
４２…演算部
４３…演算部
４４…比較部
４５…論理和演算部
５０…ゲート信号合成部
１００…三相交流電源
１０１…電圧出力電圧形変換器
１０２…インバータ部
１０３…モータ
１０４…脈流電圧指令生成部
１０５…台形状相電圧指令生成部
１０６…ＰＷＭ変調部
１０６a…キャリヤ信号生成部
１１０…制御部
２００…三相交流電源
２０１…電流出力電流形変換器
２０２…インバータ部
２０３…モータ
２０４…脈流電流指令生成部
２０５…台形状相電圧指令生成部
２０６…電流形論理変換部
２０７…ＰＷＭ変調部
２０７a…キャリヤ信号生成部
２１０…制御部

Claims

空間ベクトル変調方式によりＰＷＭ変調信号を生成するＰＷＭ変調信号生成部と、
上記ＰＷＭ変調信号生成部からの上記ＰＷＭ変調信号に基づいて、三相交流入力電圧を直流電圧に変換するか、または、直流電圧を三相交流出力電圧に変換する変換部と
を備え、
上記ＰＷＭ変調信号生成部は、
上記変換部において、上記三相交流入力電圧または上記三相交流出力電圧の各相に接続された対となる上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子の一方がオンして他方がオフするようにして、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの１つがオンして他の２つがオフする第１のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの２つがオンして他の１つがオフする第２のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子の３つがオンまたはオフする第３のスイッチング状態とを組み合わせて、π／３毎に異なる６つの電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６ ,Ｖ _２ ,Ｖ _３ ,Ｖ _１ ,Ｖ _５を選択する上記空間ベクトル変調方式に基づいて、キャリヤ周期をＴ₀、上記三相交流入力電圧または上記三相交流出力電圧に同期した基準信号の位相角をφとするとき、上記位相角φが０≦φ≦π／３において選択される上記電圧ベクトルＶ _４の出力時間τ ₄ と上記電圧ベクトルＶ _６の出力時間τ ₆ が、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表され、
上記位相角φが０からπ／３毎に、上記電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６、上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２、上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３、上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１、上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５、上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４を順に選択して、
上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とすることにより、上記ＰＷＭ変調信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
三相交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するインバータ部とを備え、上記コンバータ部と上記インバータ部とを接続する直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない電力変換装置であって、
空間ベクトル変調方式により上記三相交流入力電圧に同期した基準信号の位相角に基づいてコンバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成するコンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部と、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するためのインバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成するインバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部と、
上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部からの上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号に基づいて、上記インバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部により生成された上記インバータ部用ＰＷＭ変調信号を補正するＰＷＭ変調信号補正部と
を備え、
上記コンバータ部は、上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部からの上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号に基づいて、上記三相交流入力電圧を上記直流電圧に変換し、
上記インバータ部は、上記ＰＷＭ変調信号補正部により補正された上記インバータ部用ＰＷＭ変調信号に基づいて、上記コンバータ部により変換された上記直流電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換し、
上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号生成部は、
上記コンバータ部において、上記三相交流入力電圧の各相に接続された対となる上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子の一方がオンして他方がオフするようにして、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの１つがオンして他の２つがオフする第１のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子のうちの２つがオンして他の１つがオフする第２のスイッチング状態と、上記上アーム側のスイッチング素子の３つがオンまたはオフする第３のスイッチング状態とを組み合わせて、π／３毎に異なる６つの電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６ ,Ｖ _２ ,Ｖ _３ ,Ｖ _１ ,Ｖ _５を選択する上記空間ベクトル変調方式に基づいて、キャリヤ周期をＴ₀、上記基準信号の位相角をφとするとき、上記位相角φが０≦φ≦π／３において選択される上記電圧ベクトルＶ _４の出力時間τ ₄ と上記電圧ベクトルＶ _６の出力時間τ ₆ が、

(ただし、０≦φ≦π／３)
で表され、
上記位相角φが０からπ／３毎に、上記電圧ベクトルＶ _４ ,Ｖ _６、上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２、上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３、上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１、上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５、上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４を順に選択して、
上記電圧ベクトルＶ _６ ,Ｖ _２の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _２ ,Ｖ _３の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _３ ,Ｖ _１の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _１ ,Ｖ _５の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とし、
上記電圧ベクトルＶ _５ ,Ｖ _４の出力時間を上記出力時間τ ₄ ,τ ₆ とすることにより、上記コンバータ部用ＰＷＭ変調信号を生成することを特徴とする電力変換装置。