JP2007074799A - 整流回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品点数を少なくして小型軽量化、低価格化を可能にした整流回路の制御装置を提供する。
【解決手段】三相交流電圧を直流電圧に変換するために双方向スイッチ回路４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ、コンデンサＣ１，Ｃ２等を備えた整流回路において、直流電圧検出器５Ｃ1，５Ｃ２、電圧調節器１３ａ，１３ｂ、交流電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴ、相電圧変換回路１０、極性判別回路１１を備え、極性判別信号に応じてコンデンサＣ１，Ｃ２の充電電流指令値を切替えると共に、切り替えた充電電流指令値を三相分出力する電流指令値切替回路１４と、三相分の入力電流指令値を生成する乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔと、電流検出器３Ｒ，３Ｓ，３Ｔと、前記入力電流指令値と入力電流検出値との偏差に基づき双方向スイッチ回路４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ内のスイッチング素子の駆動信号を生成するための電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔ、比較器１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔ等を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路の制御装置に関するものである。

Ｎ相の交流電圧を、半導体スイッチング素子により構成された交流／直流変換器により直流電圧に変換して負荷に供給するシステムは従来からよく知られており、例えば、特許文献１に開示された一般的な整流回路がある。
図６は、上記特許文献１に記載された整流回路及びその制御装置の構成図を示している。同図に示す整流回路において、１は単相交流電源、Ｌは平滑用のリアクトル、Ｓ１〜Ｓ４は環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子、Ｃは平滑用のコンデンサである。交流電源１の交流電圧は、リアクトルＬを介して、４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有するブリッジ回路とその直流出力側のコンデンサＣとからなる交流／直流変換器により直流電圧に変換され、直流出力端子Ｐ，Ｎに接続された負荷６に供給される。

上記整流回路の制御装置１００Ａの構成及び動作は、以下の通りである。
すなわち、整流回路内の直流電圧検出器５により検出したコンデンサＣの電圧を電圧指令値１２にフィードバックし、その偏差を電圧調節器１３を介して乗算器１５に入力する。一方、交流電源１の両端に接続された交流電圧検出器２により交流入力電圧を検出し、この電圧を前記乗算器１５により電圧調節器１３の出力と乗算する。
この乗算結果である入力電流指令値に電流検出器３による入力電流検出値をフィードバックし、その偏差を電流調節器１６を介して比較器１７に入力する。比較器１７では、電流調節器１６の出力を三角波等のキャリア２０と比較してＰＷＭ信号を生成し、ゲート駆動回路１９を介して整流回路の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対するゲート駆動信号を出力する。

上記の構成において、例えば、コンデンサＣの電圧が低下すると電圧調節器１３の出力が増加するため、乗算器１５の出力、つまり入力電流指令値が増加する。このため、入力電流指令値に追従するように整流回路の入力電流が増加し、同時に入力電力が増加する。従って、コンデンサＣの電圧も増加するため、フィードバック作用が働くことになる。
また、入力電流指令値は入力電圧と同相であるので、入力電流は高力率に制御される。
ここでは単相の整流回路を示してあるが、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の電流制御系をそれぞれ構成することにより、この従来技術はＮ相の整流回路にも適用可能である。

次に、図７は特許文献２に開示されている三相の整流回路及びその制御装置の構成図である。
同図に示す整流回路において、１ａは三相交流電源、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｐ，Ｎは直流出力端子、ＮＰは中性点端子、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴはリアクトル、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、ＤＲ１〜ＤＲ４，ＤＳ１〜ＤＳ４，ＤＴ１〜ＤＴ４はダイオード、Ｃ１，Ｃ２は直流出力端子Ｐ，Ｎ間に直列接続されたコンデンサ、４Ｒ，４Ｓ，４Ｔは同一構成の双方向スイッチ回路である。

双方向スイッチ回路、例えば４Ｒは、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路とダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路とを逆並列接続して構成される。ダイオードＤＲ１，ＤＲ２同士の接続点はリアクトルＬＲの一端に接続され、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点（中性点端子ＮＰ）に接続される。スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路の両端は、ダイオードＤＲ３，ＤＲ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。

次に、制御装置１００Ｂの構成及び動作を説明する。
交流電圧検出器２ＲＳ，２ＳＴにより検出した入力線間電圧Ｖ_ＲＳ，Ｖ_ＳＴを相電圧変換器１０により入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔに変換し、これらの電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔの極性と同期した信号（極性判別信号）Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−を極性判別器１１により作成する。
また、直流電圧検出器５Ｃ１により検出したコンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１を電圧指令値１２にフィードバックし、その偏差を電圧調節器１３ｂを介して乗算器１５Ｒａ，１５Ｓａ，１５Ｔａにより入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔとそれぞれ乗算する。同様に、直流電圧検出器５Ｃ２より検出した直流出力電圧Ｖ_Ｃ２を前記電圧指令値１２にフィードバックし、その偏差を電圧調節器１３ａを介して乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔにより入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔとそれぞれ乗算する。

これらの乗算結果に対して、電流検出器３Ｒ，３Ｓ，３Ｔにより検出した各相入力電流Ｉ_Ｒ，Ｉ_Ｓ，Ｉ_Ｔをフィードバックし、乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔの出力との偏差を、電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔを介して比較器１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔによりキャリア２０と比較することで、双方向スイッチ回路４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの各上アームのスイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ１，ＳＴ１に対するＰＷＭ信号を得る。
また、各相入力電流Ｉ_Ｒ，Ｉ_Ｓ，Ｉ_Ｔと乗算器１５Ｒａ，１５Ｓａ，１５Ｔａの出力との偏差を、電流調節器１６Ｒａ，１６Ｓａ，１６Ｔａを介して比較器１７Ｒａ，１７Ｓａ，１７Ｔａによりキャリア２０と比較することで、双方向スイッチ回路４Ｒ，４Ｓ，４Ｔの各下アームのスイッチング素子ＳＲ２，ＳＳ２，ＳＴ２に対するＰＷＭ信号を得る。

更に、前記極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−と前記ＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート１８Ｒ，１８Ｒａ，１８Ｓ，１８Ｓａ，１８Ｔ，１８Ｔａにより求め、ゲート駆動回路１９Ｒ，１９Ｒａ，１９Ｓ，１９Ｓａ，１９Ｔ，１９Ｔａを介して各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２に対するゲート駆動信号をそれぞれ出力する。

上記構成において、例えば、コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１が低下するとスイッチング素子ＳＳ２のパルス幅が広くなり、上記電圧Ｖ_Ｃ１が上昇するとスイッチング素子ＳＳ２のパルス幅が狭くなるように制御装置１００Ｂが動作する。これにより、交流入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→ダイオードＤＲ１→ダイオードＤＲ３→コンデンサＣ１→スイッチング素子ＳＳ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→交流入力端子Ｓ→交流入力端子Ｒの経路で流れるコンデンサＣ１の充電電流が変化し、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１が一定に維持される。
一方、コンデンサＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２が低下するとスイッチング素子ＳＲ１のパルス幅が広くなり、上記電圧Ｖ_Ｃ２が上昇するとスイッチング素子ＳＲ１のパルス幅が狭くなるように制御装置１００Ｂが動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＳＲ１→Ｃ２→ＤＳ４→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２が一定に維持されることになる。

図７の制御装置では、上述した動作により、コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２をそれぞれ独立して制御することが可能である。また、入力電流のフィードバック制御によって入力電流は入力電圧と同期した正弦波状の波形に制御され、出力電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧）もフィードバック制御によって一定の直流電圧に制御することができる。このため、入力電流を高力率に制御しながら三相交流電圧を直流電圧に変換することができる。

特開昭６１−２７７３７６号公報（第１頁右下欄第１７行〜第２頁左上欄第１０行、第３頁左上欄第２行〜右上欄第１０行、第１図〜第３図等） 特開２００２−１４２４５８号公報（［００２５］，［００２６］，［００３６］〜［００４１］、図４，図１０等）

図７に示した従来技術では、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を個別に制御するために、双方向スイッチ回路４Ｒ，４Ｓ，４Ｔを構成する各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２に対して、入力電流制御系が一対一対応で合計６個設けられており、図６のようにスイッチング素子がブリッジ接続された整流回路をＮ相に構成した場合の制御装置と比較すると、回路規模が大きくなる。
このため、制御装置の部品点数が多く、装置の大型化、高価格化を招くという問題があった。

そこで本発明の解決課題は、従来と同様の制御性能を維持しつつ、構成部品点数を少なくして装置全体の小型軽量化及び低価格化を可能にした整流回路の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路であって、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路と、通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路とを並列接続して一相分の双方向スイッチ回路を構成し、この双方向スイッチ回路をＮ個設けて、各双方向スイッチ回路におけるダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に一括して接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に一括して接続し、正極及び負極の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続し、各双方向スイッチ回路におけるスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に一括して接続した整流回路において、
前記二つのコンデンサの電圧をそれぞれ検出する直流電圧検出手段と、
前記二つのコンデンサの電圧検出値を電圧指令値に追従させるための充電電流指令値をそれぞれ生成する電圧調節手段と、
Ｎ相の交流入力電圧をそれぞれ検出する交流電圧検出手段と、
Ｎ相の交流入力電圧の極性をそれぞれ検出する極性判別手段と、
この極性判別手段による極性判別信号に応じて前記充電電流指令値を切替えると共に、切り替えた充電電流指令値をＮ相分、出力する第１の切替手段と、
第１の切替手段から出力されるＮ相の充電電流指令値をＮ相の交流入力電圧と各相ごとに乗算してＮ相の入力電流指令値を生成する乗算手段と、
Ｎ相の交流入力電流をそれぞれ検出する電流検出手段と、
Ｎ相の入力電流指令値とＮ相の入力電流検出値との各相ごとの偏差を求め、これらの偏差に基づいてＮ個の前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号をそれぞれ生成する手段と、
を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、前記電圧指令値を各コンデンサごとに設けたものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１において、
ある電圧設定値から前記電圧指令値へ切替えるための第２の切替手段と、第２の切替手段の出力側と前記電圧調節手段との間に設けられた時限要素と、を備え、
第２の切替手段及び時限要素の動作により、前記電圧設定値から前記電圧指令値へ徐々に切り替えるものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１において、
前記二つのコンデンサの電圧検出値から前記電圧指令値へそれぞれ切替えるための一対の第３の切替手段と、これらの第３の切替手段の出力側と前記電圧調節手段との間にそれぞれ設けられた時限要素と、を備え、
第３の切替手段及び時限要素の動作により、前記電圧検出値から前記電圧指令値へ徐々に切り替えるものである。

請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項において、第１の切替手段は、各相の交流入力電圧の極性判別信号に応じて、前記二つのコンデンサに対する充電電流指令値の何れか一方を選択して出力するＮ個の切替スイッチを備えたものである。

請求項１，２，５に記載した発明においては、交流入力電圧の極性に応じて各コンデンサに対する充電電流指令値を切り替えるようにしたので、入力電流制御系の主要部の構成部品点数を従来に比べて半減させることができ、制御装置の小型軽量化及び低コスト化を図ることができる。
また、請求項３または４に記載した発明によれば、起動時のごとくコンデンサの電圧指令値が急変した場合に、入力電流を急激に増加させることなく各コンデンサ電圧を制御することができ、スイッチング素子等の破壊を防止することが可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成を示しており、請求項１，５の発明に相当する。なお、整流回路の構成は図７と同一であるため詳述を省略し、以下では、主として制御装置１０１の構成及び動作を説明する。

相電圧変換器１０、極性判別器１１及び電圧調節器１３ａ，１３ｂの動作は、図７と同様である。図７と異なるのは、本実施形態では入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔの極性に応じて、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電流指令値としての電圧調節器１３ａ，１３ｂの出力を切替える点にある。
すなわち、電圧調節器１３ａ，１３ｂの出力側には、第１の切替手段としての電流指令値切替回路１４が設けられており、この切替回路１４は、前記極性判別信号Ｒ＋，Ｓ＋，Ｔ＋によって切り替わる切替スイッチ１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔからなっている。切替スイッチ１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔの各一対の切替端子は電圧調節器１３ａ，１３ｂの出力側にそれぞれ接続されていると共に、切替スイッチ１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔの共通端子（出力端子）は乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔにそれぞれ接続されている。

ここで、切替スイッチ１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔは、入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔの極性が正の場合には、電圧調節器１３ａ側に接続されてその出力をコンデンサＣ２の充電電流指令値として乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔにそれぞれ出力し、入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔの極性が負の場合には、電圧調節器１３ｂ側に接続されてその出力をコンデンサＣ１の充電電流指令値として乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔにそれぞれ出力することにより、充電電流指令値の切替えを行う。

また、乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔは、入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔと切替スイッチ１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔの出力とを各相ごとに乗算して出力する。
一方、電流検出器３Ｒ，３Ｓ，３Ｔにより検出した各相入力電流Ｉ_Ｒ，Ｉ_Ｓ，Ｉ_Ｔをフィードバックし、乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔの出力との偏差を、電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔを介して比較器１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔによりキャリア２０と比較することでＰＷＭ信号を得る。
更に、これらのＰＷＭ信号と前記極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−との論理積をアンドゲート１８Ｒ，１８Ｒａ，１８Ｓ，１８Ｓａ，１８Ｔ，１８Ｔａにより求め、ゲート駆動回路１９Ｒ，１９Ｒａ，１９Ｓ，１９Ｓａ，１９Ｔ，１９Ｔａを介して各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２に対するゲート駆動信号をそれぞれ出力する。

次に、コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電流指令値の切替動作を中心とした本実施形態の動作を、図２を参照しながら説明する。図２は、入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔと極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−との関係を示している。
Ｒ相電圧Ｖ_Ｒの極性が正の場合はＲ＋をオン、Ｒ−をオフ、負の場合はＲ＋をオフ、Ｒ−をオンとし、Ｓ相とＴ相についても同様の関係である。例えば、入力相電圧Ｖ_Ｒが正、Ｖ_Ｓが負、Ｖ_Ｔが負の場合には、Ｒ＋はオン、Ｓ＋はオフ、Ｔ＋はオフであり、切替スイッチ１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔにより、Ｒ相についてはコンデンサＣ２の充電電流指令値が選択されて乗算器１５Ｒに出力され、Ｓ相及びＴ相についてはコンデンサＣ１の充電電流指令値が選択されて乗算器１５Ｓ，１５Ｔに出力される。

三相交流電圧の大小関係から、各相の電圧がすべて正または負になることは通常ないので、入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔの極性に応じて三相のうちの二相または一相によりコンデンサＣ１，Ｃ２の個別の電圧制御（入力電流の制御）を分担する。
従って、図１における入力電流制御系では乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔや減算器、電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔ、比較器１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔを各３個ずつ（相数分）設けるだけで、図７と同様にコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２の個別制御を実現することができる。

このように本実施形態では、入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔの極性によって各電流調節器１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔに対する入力電流指令値を切替えているため、極性が切替わる時の入力電流の変動が危惧される。しかしながら、図１では乗算器１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔにおける充電電流指令値と入力相電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_Ｔとの乗算により入力電流指令値を生成しており、充電電流指令値の切替時（入力相電圧がゼロ）には入力電流指令値は当然ゼロであるので、入力電流の変動は極めて少ない。
このため、図７に示したような従来技術と同様な制御性能を発揮しつつ、乗算器、減算器、電流調節器、比較器の部品点数をそれぞれ半減させることによって制御装置の小型軽量化、低価格化に寄与することができる。

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す制御装置の構成図であり、請求項２，５の発明に相当する。
この実施形態に係る制御装置１０２では、図１に対して、コンデンサＣ１，Ｃ２に個別に電圧指令値１２，１２ａを与えている。前述したように、各コンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２の個別制御が可能であるため、本実施形態のように個別に電圧指令値１２，１２ａを与えてコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２を制御することができる。この実施形態における電圧制御や電流制御の方法については第１実施形態と同様であるので、説明を省略する。

次いで、図４は本発明の第３実施形態を示す制御装置の構成図であり、請求項３，５の発明に相当する。
この実施形態に係る制御装置１０３では、図１に対して、電圧設定値２３と、第２の切替手段としての切替スイッチ２１及び一次遅れ要素２２を追加したものである。

以下、この実施形態の動作を説明する。図１に示した整流回路において、例えば起動時のようにスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２を全てオフしている場合には、三相ブリッジ構成のダイオード整流回路と同じ構成であり、入力電圧の振幅によってコンデンサＣ１，Ｃ２がそれぞれ充電され、直流出力端子Ｐ−Ｎ間の電圧は入力線間電圧のピーク値となる（例えば入力電圧実効値が２００［Ｖ］の場合は、２００×√２≒２８２［Ｖ］）。
この状態からコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧指令値を与えて起動した場合、電圧指令値と電圧検出値とが大きく異なる場合には入力側に過大な電流が流れ、ダイオードやスイッチング素子を破壊する恐れがある。素子の破壊を防止するには、電流容量の大きい素子を選定しなければならず、コスト面で問題が生じる。

そこで本実施形態では、電圧指令値１２と電圧設定値２３とを切り替えるための切替スイッチ２１を設け、起動時のように電圧指令値の急変が予想される場合には、起動指令により予め電圧設定値２３を選択しておいてその後に電圧指令値１２に切替えるようにした。
また、切替スイッチ２１の出力側に一次遅れ要素（時限要素）２２を設け、起動後には電圧設定値２３から電圧指令値１２に徐々に移行させるようにして過電流によるスイッチング素子等の破壊を防止するものである。

上記電圧設定値２３は、例えば起動前のコンデンサＣ１，Ｃ２の直流電圧であり、既知である入力電圧の実効値から明らかである直流電圧値を固定値として設定しておく。また、入力電圧の実効値を演算してこれから電圧設定値２３を求めてもよい。
更に、この実施形態では、一次遅れ要素２２により切替スイッチ２１の出力を徐々に変化させているが、変化率リミッタ等により直線状に変化させてもよい。
この実施形態における電圧制御や電流制御の方法は前記各実施形態と同様であるため、説明を省略する。

次に、図５は本発明の第４実施形態を示す制御装置の構成図であり、請求項４，５の発明に相当する。
この実施形態に係る制御装置１０４では、図４における切替スイッチ２１の代わりに第３の切替手段としての一対の切替スイッチ２４，２４ａを設けると共に、一次遅れ要素２２ａを追加し、切替スイッチ２４，２４ａを介して、各コンデンサＣ１，Ｃ２に対し個別に電圧指令値１２または電圧検出値Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２をそれぞれ与えるようにしたものである。

第２実施形態において説明したように、電圧指令値を別々に与えてもコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２の個別制御が可能であるので、例えば、起動時には切替スイッチ２４，２４ａをコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ２側に接続しておき、その後、電圧指令値１２側に切り替えて一次遅れ要素２２，２２ａを介して電圧調節器１３ａ，１３ｂ側に出力させることにより、起動時の入力過電流を抑えることが可能となる。
この実施形態における電圧制御や電流制御の方法も前記各実施形態と同様であるため、説明を省略する。

本発明の第１実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成図である。 本発明の第１実施形態の動作説明図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成図である。 本発明の第３実施形態に係る制御装置の構成図である。 本発明の第４実施形態に係る制御装置の構成図である。 特許文献１に記載された整流回路及び制御装置の構成図である。 特許文献２に記載された整流回路及び制御装置の構成図である。

符号の説明

１ａ：三相交流電源
２ＲＳ，２ＳＴ：交流電圧検出器
３Ｒ，３Ｓ，３Ｔ：電流検出器
４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ：双方向スイッチ回路
５Ｃ1，５Ｃ２：直流電圧検出器
６：負荷
１０：相電圧変換回路
１１：極性判別回路
１２：電圧指令値
１３ａ，１３ｂ：電圧調節器
１４：電流指令値切替回路
１４Ｒ，１４Ｓ，１４Ｔ，２１，２４，２４ａ：切替スイッチ
１５Ｒ，１５Ｓ，１５Ｔ：乗算器
１６Ｒ，１６Ｓ，１６Ｔ：電流調節器
１７Ｒ，１７Ｓ，１７Ｔ：比較器
１８Ｒ，１８Ｒａ，１８Ｓ，１８Ｓａ，１８Ｔ，１８Ｔａ：アンドゲート
１９Ｒ，１９Ｒａ，１９Ｓ，１９Ｓａ，１９Ｔ，１９Ｔａ：ゲート駆動回路
２０：キャリア
２２，２２ａ：一次遅れ要素
２３：電圧設定値
１０１，１０２，１０３，１０４：制御装置
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ：リアクトル
ＤＲ１〜ＤＲ４，ＤＳ１〜ＤＳ４，ＤＴ１〜ＤＴ４：ダイオード
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子
ＮＰ：中性点端子
ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２：半導体スイッチング素子

Claims (5)

1. Ｎ相（Ｎは２以上の自然数）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路であって、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路と、通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路とを逆並列接続して一相分の双方向スイッチ回路を構成し、この双方向スイッチ回路をＮ個設けて、各双方向スイッチ回路におけるダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に一括して接続し、各双方向スイッチ回路におけるダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に一括して接続し、正極及び負極の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続し、各双方向スイッチ回路におけるスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に一括して接続した整流回路において、
   前記二つのコンデンサの電圧をそれぞれ検出する直流電圧検出手段と、
   前記二つのコンデンサの電圧検出値を電圧指令値に追従させるための充電電流指令値をそれぞれ生成する電圧調節手段と、
   Ｎ相の交流入力電圧をそれぞれ検出する交流電圧検出手段と、
   Ｎ相の交流入力電圧の極性をそれぞれ検出する極性判別手段と、
   この極性判別手段による極性判別信号に応じて前記充電電流指令値を切替えると共に、切り替えた充電電流指令値をＮ相分、出力する第１の切替手段と、
   第１の切替手段から出力されるＮ相の充電電流指令値をＮ相の交流入力電圧と各相ごとに乗算してＮ相の入力電流指令値を生成する乗算手段と、
   Ｎ相の交流入力電流をそれぞれ検出する電流検出手段と、
   Ｎ相の入力電流指令値とＮ相の入力電流検出値との各相ごとの偏差を求め、これらの偏差に基づいてＮ個の前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号をそれぞれ生成する手段と、
   を備えたことを特徴とする整流回路の制御装置。
2. 請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
   前記電圧指令値を各コンデンサごとに設けたことを特徴とする整流回路の制御装置。
3. 請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
   ある電圧設定値から前記電圧指令値へ切替えるための第２の切替手段と、
   第２の切替手段の出力側と前記電圧調節手段との間に設けられた時限要素と、を備え、
   第２の切替手段及び時限要素の動作により、前記電圧設定値から前記電圧指令値へ徐々に切り替えることを特徴とする整流回路の制御装置。
4. 請求項１に記載した整流回路の制御装置において、
   前記二つのコンデンサの電圧検出値から前記電圧指令値へそれぞれ切替えるための一対の第３の切替手段と、
   これらの第３の切替手段の出力側と前記電圧調節手段との間にそれぞれ設けられた時限要素と、を備え、
   第３の切替手段及び時限要素の動作により、前記電圧検出値から前記電圧指令値へ徐々に切り替えることを特徴とする整流回路の制御装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した整流回路の制御装置において、
   第１の切替手段は、各相の交流入力電圧の極性判別信号に応じて、前記二つのコンデンサに対する充電電流指令値の何れか一方を選択して出力するＮ個の切替スイッチを備えたことを特徴とする整流回路の制御装置。

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