WO2022208911A1 - 電力変換装置およびモータモジュール - Google Patents

Abstract

電力変換装置は、直流電力をｎ相の交流電力に変換する。電力変換装置は、第１の電圧と、第１の電圧よりも低い第２の電圧とが印加され、変調率に基づいてｎ相の出力電圧を出力する。ｎは、交流出力の相数であって、３以上の奇数である。第１の変調率以下である低変調率において、出力電圧は正弦波出力となる。第１の変調率よりも大きい第２の変調率において、出力電圧は最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相とが、電気角π／ｎごとに切り替わる。

Description

電力変換装置およびモータモジュール

　本発明は、電力変換装置およびモータモジュールに関する。

　特許文献１に記載の電力変換装置は、電力変換部と、制御部とを備える。制御部は、中間値発生部と、重畳量発生部と、電圧値指令値算出部と、ＰＷＭ制御手段とを有する。中間値発生部は、３相ある電力変換器の交流出力電圧指令値の大小を逐次比較し、中間値を発生する。重畳量発生部は、３相交流電圧指令値の振幅値に応じて変化する値である重畳量を出力する。電圧値指令値算出部は、３相交流電圧指令値にそれぞれ加算して新たな３相交流電圧指令値を作成する。ＰＷＭ制御手段は、電圧指令値と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を出力する。

特開２００５－４５８４６号公報

　しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置は、変調率が最大（例えば、変調率が２／√３）の付近では、中性点電位の振幅が大きくなり、高調波成分が大きくなる。中性点電位は、３相の平均波形である。さらに、各相の出力電圧波形は滑らかでない微分不可能点を含んでいるため、高次高調波を多く含む。したがって、ノイズの原因となる可能性がある。電力変換装置でモータ駆動する場合にはトルクムラの原因となったりする虞がある。

　本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は高次高調波を抑制することによって、ノイズを抑制することができる電力変換装置およびモータモジュールを提供することにある。

　本発明の例示的な電力変換装置は、直流電力をｎ相の交流電力に変換する。前記電力変換装置は、第１の電圧と、前記第１の電圧よりも低い第２の電圧とが印加され、変調率に基づいてｎ相の出力電圧を出力する。ｎは、交流出力の相数であって、３以上の奇数である。第１の変調率以下である低変調率において、前記出力電圧は正弦波出力となる。前記第１の変調率よりも大きい第２の変調率において、前記出力電圧は最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相とが、電気角π／ｎごとに切り替わる。

　本発明の例示的な電力変換装置は、直流電力をｎ相の交流電力に変換する。前記電力変換装置は、変調率に基づいてｎ相の出力電圧を出力する。ｎは、交流出力の相数であって、３以上の奇数である。各相の前記出力電圧の波形は、正弦波波形に対して共通のオフセット波を差し引いた波形である。前記オフセット波の波形は、前記正弦波波形の最大波形および最小波形を振幅値方向に移動して接続し、係数を乗算したものに合致する。前記最大波形は、全ての相の前記正弦波波形のうち最大の波形を示す。前記最小波形は、全ての相の前記正弦波波形のうち最小の波形を示す。

　本発明の例示的なモータモジュールは、上記に記載の電力変換装置と、モータとを備える。前記モータには、前記電力変換装置の出力が入力される。

　例示的な本発明によれば、高次高調波を抑制することによって、ノイズを抑制することができる。

図１は、本発明の実施形態に係るモータモジュールのブロック図である。 図２は、インバータ部を示す回路図である。 図３Ａは、正弦波波形、１次オフセット波およびオフセット波を示す図である。 図３Ｂは、変調後の出力電圧を示す図である。 図４Ａは、正弦波波形を示す図である。 図４Ｂは、電気角６０度近傍の拡大図である。 図５Ａは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 図５Ｂは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 図６Ａは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 図６Ｂは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 図７は、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 ８Ａは、比較例の出力電圧とオフセット波を示す図である。 図８Ｂは、比較例の出力電圧とオフセット波を示す図である。 図９Ａは、比較例の出力電圧とオフセット波を示す図である。 図９Ｂは、比較例の出力電圧とオフセット波を示す図である。 図１０Ａは、比較例の出力電圧とオフセット波を示す図である。 図１０Ｂは、本発明の出力電圧をとオフセット波を示す図である。 図１１は、オフセット波の電圧方向の振れ幅をｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧として示した図である。 図１２Ａは、正弦波波形およびオフセット波を示す図である。 図１２Ｂは、変調後の出力電圧を示す図である。 図１３は、電気角９０度近傍の拡大図である。 図１４Ａは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 図１４Ｂは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。 図１４Ｃは、変調後の出力電圧およびオフセット波を示す図である。

　以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図中、同一または相当部分については同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。

　図１および図２を参照して、本発明の実施形態に係るモータモジュール２００について説明する。図１は、本発明の実施形態に係るモータモジュール２００のブロック図である。図２は、インバータ部１１０を示す回路図である。

　図１に示すように、モータモジュール２００は、モータ駆動回路１００と、３相モータＭとを備える。３相モータＭは、モータ駆動回路１００によって駆動される。３相モータＭは、例えば、ブラシレスＤＣモータである。３相モータＭは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相を有する。３相モータＭには、モータ駆動回路１００の出力が入力される。なお、モータ駆動回路１００は、「電力変換装置」の一例に相当する。

　モータ駆動回路１００は、３相モータＭの駆動を制御する。モータ駆動回路１００は、インバータ部１１０と、信号生成部１２０とを備える。

　モータ駆動回路１００は、直流電力をｎ相の交流電力に変換する。ｎは、交流出力の相数であって、３以上の整数である。本実施形態では、モータ駆動回路１００は、直流電力を３相の交流電力に変換する。モータ駆動回路１００は、ｎ個の出力端子１０２を備える。本実施形態では、モータ駆動回路１００は、３つの出力端子１０２を備える。３つの出力端子１０２は、出力端子１０２ｕと、出力端子１０２ｖと、出力端子１０２ｗとを含む。ｎ個の出力端子１０２は、ｎ相の出力電圧とｎ相の出力電流とを出力する。本実施形態では、３つの出力端子１０２は、３相の出力電圧と３相の出力電流とを３相モータＭへ出力する。詳しくは、出力端子１０２ｕは、Ｕ相の出力電圧Ｖｕと、Ｕ相の出力電流Ｉｕとを３相モータＭへ出力する。出力端子１０２ｖは、Ｖ相の出力電圧Ｖｖと、Ｖ相の出力電流Ｉｖとを３相モータＭへ出力する。出力端子１０２ｗは、Ｗ相の出力電圧Ｖｗと、Ｗ相の出力電流Ｉｗとを３相モータＭへ出力する。

　図２に示すように、モータ駆動回路１００は、第１電源端子Ｐと、第２電源端子Ｎと、コンデンサＣと、ｎ個の直列体１１２とを備える。本実施形態では、モータ駆動回路１００は、第１電源端子Ｐと、第２電源端子Ｎと、コンデンサＣと、３つの直列体１１２とを備える。より具体的には、本実施形態では、モータ駆動回路１００は、インバータ部１１０を備え、インバータ部１１０は、第１電源端子Ｐと、第２電源端子Ｎと、コンデンサＣと、３つの直列体１１２とを備える。インバータ部１１０は、直流電圧源Ｂをさらに備える。なお、直流電圧源Ｂは、インバータ部１１０の外部にあってもよい。

　第１電源端子Ｐには、第１の電圧Ｖ１が印加される。第１電源端子Ｐは、直流電圧源Ｂに接続されている。

　第２電源端子Ｎには、第２の電圧Ｖ２が印加される。第２電源端子Ｎは、直流電圧源Ｂに接続されている。第２の電圧Ｖ２は、第１の電圧Ｖ１よりも低い。

　コンデンサＣは、第１電源端子Ｐと第２電源端子Ｎとの間に接続される。

　３つの直列体１１２には、２つの半導体スイッチング素子が直列に接続されている。半導体スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である。なお、半導体スイッチング素子は、電界効果トランジスタのような他のトランジスタであってもよい。３つの直列体１１２は、直列体１１２ｕと、直列体１１２ｖと、直列体１１２ｗとを含む。３つの直列体１１２は、互いに並列に接続されている。３つの直列体１１２の各々は、一端が第１電源端子Ｐに接続されている。３つの直列体１１２の各々は、他端が第２電源端子Ｎに接続されている。これらの半導体スイッチング素子にはそれぞれ、第１電源端子Ｐ側（紙面上側）をカソード、第２電源端子Ｎ側（紙面下側）をアノードとして、整流素子Ｄが並列に接続される。半導体スイッチング素子として電界効果トランジスタを用いる場合には、寄生ダイオードをこの整流素子として用いてもよい。

　３つの直列体１１２の各々は、第１半導体スイッチング素子と、第２半導体スイッチング素子とを有する。詳しくは、直列体１１２ｕは、第１半導体スイッチング素子Ｕｐと、第２半導体スイッチング素子Ｕｎとを有する。直列体１１２ｖは、第１半導体スイッチング素子Ｖｐと、第２半導体スイッチング素子Ｖｎとを有する。直列体１１２ｗは、第１半導体スイッチング素子Ｗｐと、第２半導体スイッチング素子Ｗｎとを有する。

　第１半導体スイッチング素子Ｕｐ、第１半導体スイッチング素子Ｖｐおよび第１半導体スイッチング素子Ｗｐは、第１電源端子Ｐに接続される。換言すると、第１半導体スイッチング素子Ｕｐ、第１半導体スイッチング素子Ｖｐおよび第１半導体スイッチング素子Ｗｐは、高電圧側の半導体スイッチング素子である。

　第２半導体スイッチング素子Ｕｎ、第２半導体スイッチング素子Ｖｎおよび第２半導体スイッチング素子Ｗｎは、第２電源端子Ｎに接続される。換言すると、第２半導体スイッチング素子Ｕｎ、第２半導体スイッチング素子Ｖｎおよび第２半導体スイッチング素子Ｗｎは、低電圧側の半導体スイッチング素子である。

　第１半導体スイッチング素子と第２半導体スイッチング素子とは接続点１１４において接続されている。詳しくは、第１半導体スイッチング素子Ｕｐと、第２半導体スイッチング素子Ｕｎとは、接続点１１４ｕにおいて接続されている。第１半導体スイッチング素子Ｖｐと、第２半導体スイッチング素子Ｖｎとは、接続点１１４ｖにおいて接続されている。第１半導体スイッチング素子Ｗｐと、第２半導体スイッチング素子Ｗｎとは、接続点１１４ｗにおいて接続されている。

　３つの直列体１１２の各々における接続点１１４が、３つの出力端子１０２に接続されている。詳しくは、直列体１１２ｕにおける接続点１１４ｕが、出力端子１０２ｕに接続されている。直列体１１２ｖにおける接続点１１４ｖが、出力端子１０２ｖに接続されている。直列体１１２ｗにおける接続点１１４ｗが、出力端子１０２ｗに接続されている。

　第１半導体スイッチング素子Ｕｐ、第１半導体スイッチング素子Ｖｐおよび第１半導体スイッチング素子Ｗｐには、ＰＷＭ信号が入力される。ＰＷＭ信号は、信号生成部１２０から出力される。以下、本明細書において、第１半導体スイッチング素子Ｕｐに入力されるＰＷＭ信号を「ＵｐＰＷＭ信号」と記載することがある。また、第１半導体スイッチング素子Ｖｐに入力されるＰＷＭ信号を「ＶｐＰＷＭ信号」と記載することがある。第１半導体スイッチング素子Ｗｐに入力されるＰＷＭ信号を「ＷｐＰＷＭ信号」と記載することがある。第１半導体スイッチング素子Ｕｐ、第１半導体スイッチング素子Ｖｐおよび第１半導体スイッチング素子Ｗｐは、交流出力の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替えられる。例えば、第１半導体スイッチング素子Ｕｐ、第１半導体スイッチング素子Ｖｐおよび第１半導体スイッチング素子Ｗｐは、それぞれ、ＵｐＰＷＭ信号、ＶｐＰＷＭ信号およびＷｐＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベルの場合に、オンとなる。一方、第１半導体スイッチング素子Ｕｐ、第１半導体スイッチング素子Ｖｐおよび第１半導体スイッチング素子Ｗｐは、それぞれ、ＵｐＰＷＭ信号、ＶｐＰＷＭ信号およびＷｐＰＷＭ信号がＬＯＷレベルの場合に、オフとなる。

　第２半導体スイッチング素子Ｕｎ、第２半導体スイッチング素子Ｖｎおよび第２半導体スイッチング素子Ｗｎには、ＰＷＭ信号が入力される。ＰＷＭ信号は、信号生成部１２０から出力される。以下、本明細書において、第２半導体スイッチング素子Ｕｎに入力されるＰＷＭ信号を「ＵｎＰＷＭ信号」と記載することがある。また、第２半導体スイッチング素子Ｖｎに入力されるＰＷＭ信号を「ＶｎＰＷＭ信号」と記載することがある。第２半導体スイッチング素子Ｗｎに入力されるＰＷＭ信号を「ＷｎＰＷＭ信号」と記載することがある。第２半導体スイッチング素子Ｕｎ、第２半導体スイッチング素子Ｖｎおよび第２半導体スイッチング素子Ｗｎは、交流出力の周波数よりも高い周波数でオンとオフとが切り替えられる。例えば、第２半導体スイッチング素子Ｕｎ、第２半導体スイッチング素子Ｖｎおよび第２半導体スイッチング素子Ｗｎは、それぞれ、ＵｎＰＷＭ信号、ＶｎＰＷＭ信号およびＷｎＰＷＭ信号がＨＩＧＨレベルの場合に、オンとなる。一方、第２半導体スイッチング素子Ｕｎ、第２半導体スイッチング素子Ｖｎおよび第２半導体スイッチング素子Ｗｎは、それぞれ、ＵｎＰＷＭ信号、ＶｎＰＷＭ信号およびＷｎＰＷＭ信号がＬＯＷレベルの場合に、オフとなる。

　図１に示すように、信号生成部１２０は、キャリア生成部１２２と、電圧指令値生成部１２４と、比較部１２６とを有する。信号生成部１２０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）のようなプロセッサー、およびＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等によって構成されるハードウェア回路である。そして、信号生成部１２０のプロセッサーは、記憶装置に記憶されたコンピュータープログラムを実行することによって、キャリア生成部１２２と、電圧指令値生成部１２４と、比較部１２６として機能する。

　信号生成部１２０は、インバータ部１１０を制御する。具体的には、信号生成部１２０は、ＰＷＭ信号を生成してＰＷＭ信号を出力することによって、インバータ部１１０を制御する。より具体的には、信号生成部１２０は、３つの直列体１１２のそれぞれに入力するＰＷＭ信号を生成する。

　キャリア生成部１２２は、キャリア信号を生成する。キャリア信号は、例えば、三角波である。なお、キャリア信号は、鋸波であってもよい。

　電圧指令値生成部１２４は、電圧指令値を生成する。電圧指令値は、モータ駆動回路１００から出力する電圧値に相当する。すなわち、電圧指令値生成部１２４は、出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗに応じた電圧値を電圧指令値として生成する。

　比較部１２６は、キャリア信号と、電圧指令値とを比較することによってＰＷＭ信号を生成する。

　信号生成部１２０は、変調率に基づいて正弦波を変調する。より具体的には、本実施形態では、電圧指令値生成部１２４が、変調率に基づいて正弦波を変調する。以降の説明においては、正弦波の振幅が１／（√３）の時の変調率を１と定義する。

　次に、図３Ａおよび図３Ｂを参照して、正弦波の変調方法について説明する。図３Ａは、正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ、１次オフセット波ＯＷ１およびオフセット波ＯＷ２を示す図である。図３Ｂは、変調後の出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗを示す図である。図３Ａにおいて、正弦波波形Ｖｕｂを実線で示しており、正弦波波形Ｖｖｂを破線で示しており、正弦波波形Ｖｗｂを一点鎖線で示している。図３Ｂにおいて、出力電圧Ｖｕを実線で示しており、出力電圧Ｖｖを破線で示しており、出力電圧Ｖｗを一点鎖線で示している。図３Ａおよび図３Ｂの縦軸は入力電圧Ｖ１－Ｖ２で規格化した電圧値を表しており、各相の出力電圧は０～１の範囲の値をとる。またこの値は、ＰＷＭ周期に対する各相の第１半導体スイッチング素子のオン時間の比率であるデューティ値も表している。第２半導体スイッチング素子をスイッチングする場合は、１から縦軸の値を引いたものが、ＰＷＭ周期に対する第２半導体スイッチング素子のオン時間の比率となる。第１半導体スイッチング素子と第２半導体スイッチング素子との両方をスイッチングする場合は、両者が同時にオンすることを防ぐために適当なデッドタイムを設けた上で、相補的にスイッチングを行う。図３Ａおよび図３Ｂの横軸は、モータの電気回転角を表しており、単位は度である。

　図３Ａに示すように、正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂは、正弦波状である。正弦波波形Ｖｖｂは、正弦波波形Ｖｕｂに対して位相が１２０度ずれている。正弦波波形Ｖｗｂは、正弦波波形Ｖｖｂに対して位相が１２０度ずれている。正弦波波形Ｖｕｂは、正弦波波形Ｖｗｂに対して位相が１２０度ずれている。

　図３Ａの（１）に示すように、全ての相の正弦波波形のうち最大の波形と、全ての相の正弦波波形のうち最小の波形とを６０度ごとに切り替えて振幅値方向に移動させて、Ｙ軸上で連結して、信号生成部１２０は、１次オフセット波ＯＷ１を生成する。本明細書において、「全ての相の正弦波波形のうち最大の波形」を「最大波形」と記載することがある。また、本明細書において、「全ての相の正弦波波形のうち最小の波形」を「最小波形」と記載することがある。

　詳しくは、電気角６０度～１２０度、電気角１８０度～２４０度、および電気角３００度～３６０度において、信号生成部１２０は最大波形を振幅値方向に移動させる。正弦波の振幅をＡとすると、移動量はＡ×（√３）／２である。

　電気角０度～６０度、電気角１２０度～１８０度、および電気角２４０度～３６０度において、信号生成部１２０は最小波形を振幅値方向に移動させる。正弦波の振幅をＡとすると、移動量はＡ×（√３）／２である。

　次に、図３Ａの（２）に示すように、信号生成部１２０は、１次オフセット波ＯＷ１の振幅をＫ倍することによって、オフセット波ＯＷ２を生成する。係数Ｋは、Ｋ＝（Ａ－０．５）／Ａ｛１－（√３）／２｝である。なお、Ａ≦０．５では、Ｋ＝０とする。Ａ＝１／√３つまり変調率１では、Ｋ＝１となる。Ａ＞１／√３（過変調）ではＫは、例えば、Ｋ＝１で固定する。

　次に、各相の正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ）からオフセット波ＯＷ２を差し引くと、図３Ｂに示すように、±０．５に接する変調後の波形が得られる。つまり、各相の出力電圧の波形は、正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ）に対して共通のオフセット波ＯＷ２を差し引いた波形である。

　以上、図３Ａおよび図３Ｂを参照して説明したように、各相の出力電圧の波形は、正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ）に対して共通のオフセット波ＯＷ２を差し引いた波形である。オフセット波ＯＷ２の波形は、正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ）の最大波形および最小波形を振幅値方向に移動して接続し、係数を乗算したものに合致する。最大波形は、全ての相の正弦波波形のうち最大の波形を示す。最小波形は、全ての相の正弦波波形のうち最小の波形を示す。したがって、高次高調波を抑制することによって、ノイズを抑制することができる。また、オフセット波の算出が容易となる。

　次に、図４Ａおよび図４Ｂを参照して、係数Ｋについてさらに説明する。図４Ａは、正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂおよび正弦波波形Ｖｗｂを示す図である。図４Ｂは、電気角６０度近傍の拡大図である。

　図４Ａに示すように、電気角６０度に着目すると、最小波形（Ｖ相）と最大波形（Ｕ相）との傾きが合致しているため、切り出した波形を滑らかに接続することができる。

　ここで、電気角６０度～電気角１２０度の範囲で正弦波波形Ｖｕｂを切り出した波形（ａ）を用いて、オフセット波（ｂ）を生成し、変調波形（ｃ）（ピーク＝±０．５）を得ることを考える。正弦波波形Ｖｕｂの振幅をＡとすると、電気角６０度の点Ａ（√３）／２を基準としてみたとき、高さＡ－Ａ（√３）／２である（ａ）から（ｂ）を差し引いて、高さ０．５－Ａ（√３）／２の（ｃ）を得るのであるから、（ｂ）の高さはＡ－０．５となる。（ａ）をＫ倍して（ｂ）を生成する場合、Ｋは高さの比、すなわち、Ｋ＝（Ａ－０．５）／Ａ｛１－（√３）／２｝となる。

　次に、図５Ａ～図７を参照して、変調率を変更した場合の出力電圧について説明する。図５Ａ～図７は、変調後の出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖ、出力電圧Ｖｗおよびオフセット波ＯＷ２を示す図である。図５Ａは、変調率０．８場合の出力電圧を示す。図５Ｂは、変調率（√３）／２の場合の出力電圧を示す。図６Ａは、変調率０．９の場合の出力電圧を示す。図６Ｂは、変調率０．９５の場合の出力電圧を示す。図７は、変調率１の場合の出力電圧を示す。

　図５Ａに示すように、変調率０．８では、出力電圧（出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗ）は、正弦波となる。

　図５Ｂに示すように、変調率（√３）／２では、出力電圧（出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗ）は、正弦波となる。変調率（√３）／２において、正弦波での最大振幅となる。

　図５Ａおよび図５Ｂに示すように、変調率が（√３）／２以下である低変調率の場合、出力電圧は正弦波出力となる。変調率（√３）／２は、「第１の変調率」の一例である。つまり、第１の変調率以下である低変調率において、出力電圧は正弦波出力となる。

　図６Ａに示すように、変調率０．９では、出力電圧（出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗ）は、最大電圧（＋０．５）から最小電圧（－０．５）までの間となるように、正弦波から変型される。例えば、電気角３０度で、出力電圧Ｖｖが最小電圧となる。電気角９０度で、出力電圧Ｖｕが最大電圧となる。電気角１５０度で、出力電圧Ｖｗが最小電圧となる。電気角２１０度で、出力電圧Ｖｕが最大電圧となる。電気角２７０度で、出力電圧Ｖｕが最小電圧となる。電気角３３０度で、出力電圧Ｖｕが最大電圧となる。

　図６Ｂに示すように、変調率０．９５では、出力電圧（出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗ）は、最大電圧（＋０．５）から最小電圧（－０．５）までの間となるように、正弦波から変型される。例えば、電気角３０度で、出力電圧Ｖｖが最小電圧となる。電気角９０度で、出力電圧Ｖｕが最大電圧となる。電気角１５０度で、出力電圧Ｖｗが最小電圧となる。電気角２１０度で、出力電圧Ｖｕが最大電圧となる。電気角２７０度で、出力電圧Ｖｕが最小電圧となる。電気角３３０度で、出力電圧Ｖｕが最大電圧となる。図６Ｂに示した変調率０．９５の出力電圧では、図６Ａに示した変調率０．９の出力電圧よりも、最大電圧（＋０．５）付近および最小電圧（－０．５）付近での出力電圧波形の曲率が小さくなる。

　図７に示すように、変調率１では、出力電圧（出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗ）は、正弦波の一部が最大電圧（＋０．５）または正弦波の一部が最小電圧（－０．５）に固定される。例えば、電気角０度～電気角６０度において、出力電圧Ｖｕが最小電圧に固定される。電気角６０度～電気角１２０度において、出力電圧Ｖｕが最大電圧に固定される。電気角１２０度～電気角１８０度において、出力電圧Ｖｗが最小電圧に固定される。電気角１８０度～電気角２４０度において、出力電圧Ｖｖが最大電圧に固定される。電気角２４０度～電気角３００度において、出力電圧Ｖｕが最小電圧に固定される。電気角３００度～電気角３６０度において、出力電圧Ｖｗが最大電圧に固定される。このように、変調率１において、出力電圧は最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相とが、電気角９０度（π／ｎ）ごとに切り替わる。変調率１は、「第２の変調率」の一例である。第２の変調率は、第１の変調率よりも大きい。つまり、第２の変調率において、出力電圧は最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相とが、電気角π／ｎごとに切り替わる。したがって、高次高調波を抑制することによって、ノイズを抑制することができる。

　また、最大電圧は、第１の電圧と実質的に一致する。このとき、出力電圧が最大電圧出力となる期間において、最大電圧出力となる相の第１半導体スイッチング素子をオンに固定することができる。したがって、スイッチング損失を抑制することができる。

　また、最小電圧は、第２の電圧と実質的に一致する。このとき、出力電圧が最小電圧出力となる期間において、最小電圧出力となる相の第２半導体スイッチング素子をオンに固定することができる。したがって、スイッチング損失を抑制することができる。

　また、図５Ａ～図７に示すように、変調率の増加に伴い、出力電圧が正弦波出力となる第１状態（図５Ａおよび図５Ｂに示す状態）から、出力電圧が最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相が、電気角π／ｎごとに切り替わる第２状態（図７に示す状態）へと連続的に変化する。したがって、高次高調波を抑制することによって、ノイズを抑制することができる。

　次に、図８Ａ～図１１を参照して、オフセット波のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧について説明する。図８Ａ～図１０Ａは、比較例の出力電圧とオフセット波を示す図である。詳しくは、図８Ａは、二相変調のＭｉｎ型の出力電圧とオフセット波とを示す。図８Ｂは、二相変調のＭｉｎＭａｘ型の出力電圧とオフセット波とを示す。図９Ａは、空間ベクトル変調（ＳＶＭ）の出力電圧とオフセット波とを示す。図９Ｂは、線形式を用いた従来方式の出力電圧とオフセット波とを示す。線形式を用いた従来方式とは、３相の出力電圧のうち中間値に０．５を乗算し、さらに変調率に応じた重畳量を乗算したものを、各相出力電圧から減算したものである。変調率と重畳量との関係は、変調率（√３）／２以下では重畳量０とし、変調率（√３）／２～１においては、重畳量は変調率から（√３）／２を引いた値に比例する値としている。図１０Ａは、３次高調波を重畳した出力電圧とオフセット波とを示す。図１０Ｂは、本発明の出力電圧をとオフセット波を示す図である。

　図１１は、オフセット波の電圧方向の振れ幅をｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧として示した図である。図１１において、横軸は、変調率を示し、縦軸はｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧を示している。オフセット波は、非過変調状態においては全相の出力電圧を平均したものに一致し、すなわち出力のコモン電圧を表している。このため、縦軸のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧が小さいほど、出力コモン電位の揺れが小さいことを表しており、出力コモン電位の揺れに起因するノイズが抑制される。

　図１１に示すように、変調率０．９１～０、９８では、図８Ｂに示した二相変調のＭｉｎＭａｘ型と、図１０Ａに示した三次高調波重畳とは、図１０Ｂに示した本発明と同等である。しかしながら、二相変調のＭｉｎＭａｘ型では、低い変調率において、ｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧が悪化する。また、三次高調波重畳では、高い変調率において、オフセット波のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧が悪化する。線形式を用いた従来方式では、二相変調のＭｉｎＭａｘ型および三次高調波重畳よりもオフセット波のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧がさらに悪化し、変調率が高くなるにしたがって、オフセット波のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧の増加が顕著になる。二相変調のＭｉｎ型および空間ベクトル変調（ＳＶＭ）では、特開２００５－４５８４６号公報の線形式よりもオフセット波のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧がさらに悪化する。このように、本発明では、オフセット波のｐｅａｋ　ｔｏ　ｐｅａｋ電圧を全領域で抑制することができる。

　図１～図１１を参照して説明した例では、交流出力の相数は３であったが、交流出力の相数は５以上の奇数でもよい。例えば、交流出力の相数は５でもよい。

　次に、図１２Ａおよび図１２Ｂを参照して、正弦波の変調方法について説明する。図１２Ａは、正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ、正弦波波形Ｖｘｂ、正弦波波形Ｖｙｂおよびオフセット波ＯＷ２を示す図である。図１２Ｂは、変調後の出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖ、出力電圧Ｖｗ、出力電圧Ｖｘ、出力電圧Ｖｙおよびオフセット波ＯＷ２を示す図である。図１２Ａにおいて、正弦波波形Ｖｕｂを実線で示しており、正弦波波形Ｖｖｂを破線で示しており、正弦波波形Ｖｗｂを一点鎖線で示しており、正弦波波形Ｖｘｂをピッチが大きい破線で示しており、正弦波波形Ｖｙｂをピッチが小さい破線で示している。図１２Ｂにおいて、出力電圧Ｖｕを実線で示しており、出力電圧Ｖｖを破線で示しており、出力電圧Ｖｗを一点鎖線で示しており、出力電圧Ｖｘをピッチが大きい破線で示しており、出力電圧Ｖｙをピッチが小さい破線で示している。図１２Ａおよび図１２Ｂの縦軸は入力電圧Ｖ１－Ｖ２で規格化した電圧値を表しており、各相の出力電圧は０～１の範囲の値をとる。またこの値は、ＰＷＭ周期に対する各相の第１半導体スイッチング素子のオン時間の比率であるデューティ値も表している。第２半導体スイッチング素子をスイッチングする場合は、１から縦軸の値を引いたものが、ＰＷＭ周期に対する第２半導体スイッチング素子のオン時間の比率となる。第１半導体スイッチング素子と第２半導体スイッチング素子との両方をスイッチングする場合は、両者が同時にオンすることを防ぐために適当なデッドタイムを設けた上で、相補的にスイッチングを行う。図１２Ａおよび図１２Ｂの横軸は、モータの電気回転角を表しており、単位は度である。

　図１２Ａに示すように、交流出力の相数は５ある。すなわち、モータ駆動回路１００は、５相のモータＭの駆動を制御する。

　図１２Ａに示すように、正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ、正弦波波形Ｖｘｂ、正弦波波形Ｖｙｂは、正弦波状である。正弦波波形Ｖｖｂは、正弦波波形Ｖｕｂに対して位相が７２度（２π／ｎ）ずれている。正弦波波形Ｖｗｂは、正弦波波形Ｖｖｂに対して位相が７２度（２π／ｎ）ずれている。正弦波波形Ｖｕｂは、正弦波波形Ｖｙｂに対して位相が７２度（２π／ｎ）ずれている。正弦波波形Ｖｘｂは、正弦波波形Ｖｗｂに対して位相が７２度（２π／ｎ）ずれている。正弦波波形Ｖｙｂは、正弦波波形Ｖｘｂに対して位相が７２度（２π／ｎ）ずれている。

　最大波形と最小波形は、図１２Ａに示す鎖線の位置で傾きが合致する。例えば、電気角３６度（π／ｎ）において、最大波形（Ｙ相）と最小波形（Ｗ相）との傾きが合致する。したがって、切り出した波形を滑らかに接続することができる。

　オフセット波ＯＷ２は、正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ、正弦波波形Ｖｘｂおよび正弦波波形Ｖｙｂ）の最大波形および最小波形を振幅値方向に移動して接続し、係数を乗算したものに合致する。

　出力電圧の中央の電位を基準としたとき、最大電圧をＤｍａｘ、最小電圧を－Ｄｍａｘ、正弦波波形の振幅をＡとした場合、振幅値方向への移動量は、最大波形が－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝であり、最小波形がＡｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝である。したがって、オフセット波ＯＷ２の算出が容易となる。

　各相の正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ、正弦波波形Ｖｘｂおよび正弦波波形Ｖｙｂ）からオフセット波ＯＷ２を差し引くと、図１２Ｂに示すように、±Ｄｍａｘに接する変調後の波形が得られる。したがって、変調後の波形は、±Ｄｍａｘの範囲に収まる滑らかな波形となる。

　図１２Ａおよび図１３を参照して、係数Ｋについてさらに説明する。図１３は、電気角９０度近傍の拡大図である。

　図１３に示すように、振幅Ａの波形（ａ）からオフセット波（ｂ）を差し引いて、ピーク値がＤｍａｘの波形（ｃ）を得ることを考える。傾き一致点（ｎ－１）π／ｎでの（ａ）の値Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／ｎ｝を基準にすると、（ａ）のピークの高さは、Ａ－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／２ｎ｝であり、この波形からオフセット波（ｂ）を差し引いたときに得られる波形（ｃ）のピーク高さがＤｍａｘ－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／ｎ｝であることから、オフセット波（ｂ）のピーク高さは、Ａ－Ｄｍａｘとなる。振幅Ａの波形（ａ）波形からオフセット波（ｂ）を生成するには、振幅Ａの波形（ａ）のＡｓｉｎ｛（ｎ－１）π／ｎ｝を超える部分について係数Ｋ＝（Ａ－Ｄｍａｘ）／［Ａ－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／２ｎ｝］を乗算するとよい。つまり、元の正弦波波形をＡｓｉｎ｛（ｎ－１）π／２ｎ｝だけスライドさせて接続後に係数Ｋを乗算すると、図１２Ａに示すオフセット波ＯＷ２が得られる。なお、振幅Ａは、Ａ≦ＤｍａｘではＫ＝０とする。

　以上、図１２Ａおよび図１３を参照して説明したように、オフセット波ＯＷ２の波形は、正弦波波形の最大波形および最小波形を振幅値方向に移動して接続し、係数を乗算したものに合致する。出力電圧の中央の電位を基準としたとき、最大電圧をＤｍａｘ、最小電圧を－Ｄｍａｘ、正弦波波形の振幅をＡとした場合、振幅値方向への移動量は、最大波形が－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝であり、最小波形がＡｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝である。したがって、オフセット波ＯＷ２の算出が容易となる。

　また、係数Ｋは、（Ａ－Ｄｍａｘ）／［Ａ－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝］である。したがって、オフセット波ＯＷ２の算出が容易となる。

　図１４Ａ～図１４Ｃを参照して、変調率を変更した場合の出力電圧について説明する。図１４Ａ～図１４Ｃは、変調後の出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖ、出力電圧Ｖｗおよびオフセット波ＯＷ２を示す図である。図１４Ａは、変調率０．９５の場合の出力電圧を示す。図１４Ｂは、変調率１．０の場合の出力電圧を示す。図１４Ｃは、変調率１．０２の場合の出力電圧を示す。

　図１４Ｃに示すように、変調率が第２の変調率（例えば変調率１）を超える場合、係数Ｋは１である。したがって、オフセット波ＯＷ２の算出が容易となる。また、変調率が第２の変調率を超える場合、各相の正弦波波形（正弦波波形Ｖｕｂ、正弦波波形Ｖｖｂ、正弦波波形Ｖｗｂ、正弦波波形Ｖｘｂおよび正弦波波形Ｖｙｂ）からオフセット波ＯＷ２を差し引いた後、－Ｄｍａｘを下回る部分については－Ｄｍａｘ、Ｄｍａｘを上回る部分についてはＤｍａｘに固定することで、出力電圧（出力電圧Ｖｕ、出力電圧Ｖｖおよび出力電圧Ｖｗ）の波形を得ることができる。

　また、変調率が第２の変調率（例えば変調率１）を超える場合、変調率の増加に応じて、最大電圧に固定される時間と最小電圧に固定される時間とのうち少なくとも一方が増加する。したがって、非過変調状態（例えば変調率が１以下）から過変調状態（例えば変調率が１を超える）への移行を、波形の形状を変えることなく連続的に行うことができる。その結果、非過変調状態（例えば変調率が１以下）から過変調状態（例えば変調率が１を超える）するときに、速度段差のような問題が発生することを抑制することができる。

　本発明は、電力変換装置およびモータモジュールに好適に利用できる。

１００　　　モータ駆動回路（電力変換装置）
１０２、１０２ｕ、１０２ｖ、１０２ｗ　出力端子
１１２、１１２ｕ、１１２ｖ、１１２ｗ　直列体
２００　　　モータモジュール
Ａ　　　　　振幅
Ｋ　　　　　係数
Ｍ　　　　　モータ
Ｎ　　　　　第２電源端子
ＯＷ２　　　オフセット波
Ｐ　　　　　第１電源端子
Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎ　第２半導体スイッチング素子
Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ　第１半導体スイッチング素子
Ｖ１　　　　第１の電圧
Ｖ２　　　　第２の電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、Ｖｘ、Ｖｙ　出力電圧
Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂ、Ｖｘｂ、Ｖｙｂ　正弦波波形

Claims (13)

1. 　直流電力をｎ相の交流電力に変換する電力変換装置であって、
   　第１の電圧と、前記第１の電圧よりも低い第２の電圧とが印加され、変調率に基づいてｎ相の出力電圧を出力し、
   　ｎは、交流出力の相数であって、３以上の奇数であり、
   　第１の変調率以下である低変調率において、前記出力電圧は正弦波出力となり、
   　前記第１の変調率よりも大きい第２の変調率において、前記出力電圧は最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相とが、電気角π／ｎごとに切り替わる、電力変換装置。
2. 　前記変調率の増加に伴い、前記出力電圧が前記正弦波出力となる第１状態から、前記出力電圧が最大電圧に固定される相と最小電圧に固定される相が、電気角π／ｎごとに切り替わる第２状態へと連続的に変化する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記最大電圧は、前記第１の電圧と実質的に一致する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 　前記最小電圧は、前記第２の電圧と実質的に一致する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 　各相の前記出力電圧の波形は、正弦波波形に対して共通のオフセット波を差し引いた波形であり、
   　前記オフセット波の波形は、前記正弦波波形の最大波形および最小波形を振幅値方向に移動して接続し、係数を乗算したものに合致し、
   　前記最大波形は、全ての相の前記正弦波波形のうち最大の波形を示し、
   　前記最小波形は、全ての相の前記正弦波波形のうち最小の波形を示す、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 　前記出力電圧の中央の電位を基準としたとき、前記最大電圧をＤｍａｘ、前記最小電圧を－Ｄｍａｘ、前記正弦波波形の振幅をＡとした場合、前記振幅値方向への移動量は、前記最大波形が－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝であり、前記最小波形がＡｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝である、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 　前記係数は、（Ａ－Ｄｍａｘ）／［Ａ－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝］である、請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。
8. 　前記変調率が前記第２の変調率を超える場合、前記係数は１である、請求項５から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 　前記変調率が前記第２の変調率を超える場合、前記変調率の増加に応じて、前記最大電圧に固定される時間と前記最小電圧に固定される時間とのうち少なくとも一方が増加する、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 　直流電力をｎ相の交流電力に変換する電力変換装置であって、
    　変調率に基づいてｎ相の出力電圧を出力し、
    　ｎは、交流出力の相数であって、３以上の奇数であり、
    　各相の前記出力電圧の波形は、正弦波波形に対して共通のオフセット波を差し引いた波形であり、
    　前記オフセット波の波形は、前記正弦波波形の最大波形および最小波形を振幅値方向に移動して接続し、係数を乗算したものに合致し、
    　前記最大波形は、全ての相の前記正弦波波形のうち最大の波形を示し、
    　前記最小波形は、全ての相の前記正弦波波形のうち最小の波形を示す、電力変換装置。
11. 　前記出力電圧の中央の電位を基準としたとき、最大電圧をＤｍａｘ、最小電圧を－Ｄｍａｘ、前記正弦波波形の振幅をＡとした場合、前記振幅値方向への移動量は、前記最大波形が－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝であり、前記最小波形がＡｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝である、請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 　前記係数は、（Ａ－Ｄｍａｘ）／［Ａ－Ａｓｉｎ｛（ｎ－１）π／（２ｎ）｝］である、請求項１０または請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 　請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置の出力が入力されるモータとを備える、モータモジュール。

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