JPH09308252A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH09308252A JPH09308252A JP8116023A JP11602396A JPH09308252A JP H09308252 A JPH09308252 A JP H09308252A JP 8116023 A JP8116023 A JP 8116023A JP 11602396 A JP11602396 A JP 11602396A JP H09308252 A JPH09308252 A JP H09308252A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 中性点変動の少ない電力変換装置を提供する
ことを目的とする。 【解決手段】 第１と第２の電力変換器の各相同士をリ
アクトルで接続しこのリアクトルに流れる電流が所定値
を越えないように第１と第２の電力変換器を制御する。
ことを目的とする。 【解決手段】 第１と第２の電力変換器の各相同士をリ
アクトルで接続しこのリアクトルに流れる電流が所定値
を越えないように第１と第２の電力変換器を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流を交流に変換す
る電力変換装置に関する。
る電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図16はＮＰＣインバータの主回路構成図
で、スイッチング素子 100Ｕ， 101Ｕ， 100Ｖ， 101
Ｖ， 100Ｗ， 101Ｗ， 100Ｘ， 101Ｘ， 100Ｙ， 101
Ｙ， 100Ｚ， 101Ｚと、スイッチング素子に逆並列に接
続されたダイオード 102Ｕ， 103Ｕ， 102Ｖ， 103Ｖ，
102Ｗ， 103Ｗ， 102Ｘ， 103Ｘ， 102Ｙ， 103Ｙ， 1
02Ｚ， 103Ｚと、ホイーリングダイオード 104Ｕ， 104
Ｖ， 104Ｗ， 104Ｘ， 104Ｙ， 104Ｚとからなり、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の出力電流を検出する電流検出器 105Ｕ， 105
Ｖ， 105Ｗとが設けられている。
で、スイッチング素子 100Ｕ， 101Ｕ， 100Ｖ， 101
Ｖ， 100Ｗ， 101Ｗ， 100Ｘ， 101Ｘ， 100Ｙ， 101
Ｙ， 100Ｚ， 101Ｚと、スイッチング素子に逆並列に接
続されたダイオード 102Ｕ， 103Ｕ， 102Ｖ， 103Ｖ，
102Ｗ， 103Ｗ， 102Ｘ， 103Ｘ， 102Ｙ， 103Ｙ， 1
02Ｚ， 103Ｚと、ホイーリングダイオード 104Ｕ， 104
Ｖ， 104Ｗ， 104Ｘ， 104Ｙ， 104Ｚとからなり、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の出力電流を検出する電流検出器 105Ｕ， 105
Ｖ， 105Ｗとが設けられている。
【０００３】直流側の電源ＶdcはＶdc／２づつに分け、
その中点の電位を零電位とする。図17はＮＰＣインバー
タの制御装置のブロック図である。図17の制御装置は、
電流検出器 105Ｕ， 105Ｖ， 105Ｗで検出された三相交
流信号ＩU ，ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変
換する３相−２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する
位相信号θ1 を発生させる位相信号発生回路21と、この
位相信号発生回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相
−２相変換回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転
座標系の電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回
転座標系変換回路22と、この静止座標系−回転座標系変
換回路22からの電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd
* ，Ｉq * とを基に電圧指令信号Ｖd *，Ｖq * を演算
する電流制御回路23と、この電流制御回路23からの電圧
指令信号Ｖd * ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角
θ3 に変換する回転座標系−極座標系変換回路24と、こ
の回転座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号
Ｖr * と位相角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * ，ＶV
* ，ＶW * を演算する極座標系−静止座標系変換回路25
と、一定周波数の三角波ＶTR1 ，ＶTR2 を発生させる三
角波発生回路26と、上記極座標系−静止座標系変換回路
25からの電圧指定信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * と三角波
発生回路26からの三角波ＶTR1 ，ＶTR2 とを比較しイン
バータのスイッチング素子のゲート信号ＧU1，ＧX1，Ｇ
U2，ＧX2，ＧV1，ＧY1，ＧV2，ＧY2，ＧW1，Ｇz1，
ＧW2，Ｇz2を発生するゲートパルス発生回路27とからな
る。
その中点の電位を零電位とする。図17はＮＰＣインバー
タの制御装置のブロック図である。図17の制御装置は、
電流検出器 105Ｕ， 105Ｖ， 105Ｗで検出された三相交
流信号ＩU ，ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変
換する３相−２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する
位相信号θ1 を発生させる位相信号発生回路21と、この
位相信号発生回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相
−２相変換回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転
座標系の電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回
転座標系変換回路22と、この静止座標系−回転座標系変
換回路22からの電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd
* ，Ｉq * とを基に電圧指令信号Ｖd *，Ｖq * を演算
する電流制御回路23と、この電流制御回路23からの電圧
指令信号Ｖd * ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角
θ3 に変換する回転座標系−極座標系変換回路24と、こ
の回転座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号
Ｖr * と位相角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * ，ＶV
* ，ＶW * を演算する極座標系−静止座標系変換回路25
と、一定周波数の三角波ＶTR1 ，ＶTR2 を発生させる三
角波発生回路26と、上記極座標系−静止座標系変換回路
25からの電圧指定信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * と三角波
発生回路26からの三角波ＶTR1 ，ＶTR2 とを比較しイン
バータのスイッチング素子のゲート信号ＧU1，ＧX1，Ｇ
U2，ＧX2，ＧV1，ＧY1，ＧV2，ＧY2，ＧW1，Ｇz1，
ＧW2，Ｇz2を発生するゲートパルス発生回路27とからな
る。
【０００４】次に図17に示す制御装置の各構成について
詳細に説明する。三相−二相変換回路20は、電流検出器
12ｕ，12ｖ，12ｗで検出された三相交流信号ＩU ，Ｉ
V ，ＩW を以下の演算により、直交ａｂ座標の二相交流
信号Ｉa ，Ｉb に変換する。但し、ａ軸はＵ相方向とし
ｂ軸はａ軸より90°遅れた軸とする。
詳細に説明する。三相−二相変換回路20は、電流検出器
12ｕ，12ｖ，12ｗで検出された三相交流信号ＩU ，Ｉ
V ，ＩW を以下の演算により、直交ａｂ座標の二相交流
信号Ｉa ，Ｉb に変換する。但し、ａ軸はＵ相方向とし
ｂ軸はａ軸より90°遅れた軸とする。
【０００５】
【数１】 位相信号発生回路21は、以下の演算により周波数ｆ1 で
回転する位相信号θ1を求める。
回転する位相信号θ1を求める。
【０００６】
【数２】θ1 ＝∫２πｆ1 ｄｔ 静止座標系−回転座標系変換回路22は、３相−２相変換
回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を位相信号発生回
路21からの位相信号θ1 を基に以下の演算を行ない回転
座標系の電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する。
回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を位相信号発生回
路21からの位相信号θ1 を基に以下の演算を行ない回転
座標系の電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する。
【０００７】
【数３】 電流制御回路23は、静止座標系−回転座標系変換回路22
からの電流信号Ｉd ，Ｉq と、電流指令値Ｉd * ，Ｉq
* とを基に以下の演算を行ない電圧指令信号Ｖd * ，Ｖ
q * を求める。
からの電流信号Ｉd ，Ｉq と、電流指令値Ｉd * ，Ｉq
* とを基に以下の演算を行ない電圧指令信号Ｖd * ，Ｖ
q * を求める。
【０００８】
【数４】 回転座標系−極座標系変換回路24は、電流制御回路23か
らの電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を基に以下の演算を行
ない極座標系の振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換
する。
らの電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を基に以下の演算を行
ない極座標系の振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換
する。
【０００９】
【数５】
【００１０】極座標系−静止座標系変換回路25は、回転
座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr *
と位相角θ3 とを基に以下の演算を行ない電圧指令信号
ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を求める。
座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr *
と位相角θ3 とを基に以下の演算を行ない電圧指令信号
ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を求める。
【００１１】
【数６】 三角波発生回路26は以下の演算により周期がＴ1 の三角
波ＶTRを発生させる。
波ＶTRを発生させる。
【００１２】
【数７】
【００１３】ゲートパルス発生回路27は極座標系−静止
座標系変換回路25からの電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，
ＶW * と三角波発生回路26からの三角波ＶTR1 ，ＶTR2
とを比較して、スイッチング素子のゲート信号ＧU1，Ｇ
X1，ＧU2，ＧX2，ＧV1，ＧY1，ＧV2，ＧY2，ＧW1，
Ｇz1，ＧW2，Ｇz2を発生させる。
座標系変換回路25からの電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，
ＶW * と三角波発生回路26からの三角波ＶTR1 ，ＶTR2
とを比較して、スイッチング素子のゲート信号ＧU1，Ｇ
X1，ＧU2，ＧX2，ＧV1，ＧY1，ＧV2，ＧY2，ＧW1，
Ｇz1，ＧW2，Ｇz2を発生させる。
【００１４】例えばＵ相については図18に示すようにな
る。 ＶU * ≧ＶTR1 のとき ＧU1＝ＯＮ ，ＧX1＝ＯＦＦ ＶU * ＜ＶTR1 のとき ＧU1＝ＯＦＦ，ＧX1＝ＯＮ ＶU * ≧ＶTR2 のとき ＧU2＝ＯＮ ，ＧX2＝ＯＦＦ ＶU * ＜ＶTR2 のとき ＧU2＝ＯＦＦ，ＧX2＝ＯＮ Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
る。 ＶU * ≧ＶTR1 のとき ＧU1＝ＯＮ ，ＧX1＝ＯＦＦ ＶU * ＜ＶTR1 のとき ＧU1＝ＯＦＦ，ＧX1＝ＯＮ ＶU * ≧ＶTR2 のとき ＧU2＝ＯＮ ，ＧX2＝ＯＦＦ ＶU * ＜ＶTR2 のとき ＧU2＝ＯＦＦ，ＧX2＝ＯＮ Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ＮＰＣインバータは図
18に示すように正電圧、零電圧、負電圧の３つの電圧状
態をとり、ＮＰＣインバータには、直流電源の中性点が
ダイオードとスイッチング素子を介して負荷に接続され
る期間があり、その期間に直流電源の中性点に電流が流
れる。
18に示すように正電圧、零電圧、負電圧の３つの電圧状
態をとり、ＮＰＣインバータには、直流電源の中性点が
ダイオードとスイッチング素子を介して負荷に接続され
る期間があり、その期間に直流電源の中性点に電流が流
れる。
【００１６】図19は、ＮＰＣインバータの運転波形図で
あり、ＶU は出力相電圧、ＩU は出力電流、Ｉc1は直流
コンデンサの中性点に流れる電流、Ｖdc1 は正側直流コ
ンデンサの電圧、Ｖdc2 は負側直流コンデンサの電圧、
Ｖdcは直流電圧である。
あり、ＶU は出力相電圧、ＩU は出力電流、Ｉc1は直流
コンデンサの中性点に流れる電流、Ｖdc1 は正側直流コ
ンデンサの電圧、Ｖdc2 は負側直流コンデンサの電圧、
Ｖdcは直流電圧である。
【００１７】図19からわかるように直流電圧Ｖdcが一定
であるにも関わらず、正側・負側の直流コンデンサの電
圧Ｖdc1 ，Ｖdc2 は中性点電流のために出力周波数の３
倍の周波数で変動している。
であるにも関わらず、正側・負側の直流コンデンサの電
圧Ｖdc1 ，Ｖdc2 は中性点電流のために出力周波数の３
倍の周波数で変動している。
【００１８】コンデンサ電圧の変動の大きさはコンデン
サ容量に依存するため、従来はコンデンサ電圧の変動を
抑制するために大容量のコンデンサを用いる必要があ
り、装置が大型化していた。
サ容量に依存するため、従来はコンデンサ電圧の変動を
抑制するために大容量のコンデンサを用いる必要があ
り、装置が大型化していた。
【００１９】また、スイッチング素子にＧＴＯを用いる
ような場合には、ＧＴＯの特性から、ＧＴＯを一旦オン
させると一定時間オン状態を維持しなければならないと
いう制約がある。つまり、必要最小限のオン期間（オン
パルス幅）を保つ必要があり、それより狭いパルスを出
力することはできない。
ような場合には、ＧＴＯの特性から、ＧＴＯを一旦オン
させると一定時間オン状態を維持しなければならないと
いう制約がある。つまり、必要最小限のオン期間（オン
パルス幅）を保つ必要があり、それより狭いパルスを出
力することはできない。
【００２０】例えば、図18において、電圧指令信号が大
きく三角波の上下の頂点に接近したときにはオンパルス
幅が最小オンパルス幅より小さくなってしまうので、変
調度を制限しなければならず、電力用大容量ＧＴＯの場
合には、最小オンパルス幅が約 200μｓに達することも
あり、これに抵触しないようにするためには、三角波の
周波数を500Hz とした場合、変調度は約0.8 が上限とな
る。
きく三角波の上下の頂点に接近したときにはオンパルス
幅が最小オンパルス幅より小さくなってしまうので、変
調度を制限しなければならず、電力用大容量ＧＴＯの場
合には、最小オンパルス幅が約 200μｓに達することも
あり、これに抵触しないようにするためには、三角波の
周波数を500Hz とした場合、変調度は約0.8 が上限とな
る。
【００２１】変調度の上限が約0.8 とすると、電力変換
装置の出力線間電圧のピーク値は（３1/2 ／２）×γ×
Ｖdcとなる（但し、γ：変調度、Ｖdc：直流電圧）。つ
まり、出力線間電圧のピーク値は直流電圧の約0.69倍が
上限となる。換言すれば必要な出力線間電圧のピーク値
を得るためには、そのピーク値の約1.45倍の高い直流電
圧が必要となる。
装置の出力線間電圧のピーク値は（３1/2 ／２）×γ×
Ｖdcとなる（但し、γ：変調度、Ｖdc：直流電圧）。つ
まり、出力線間電圧のピーク値は直流電圧の約0.69倍が
上限となる。換言すれば必要な出力線間電圧のピーク値
を得るためには、そのピーク値の約1.45倍の高い直流電
圧が必要となる。
【００２２】高い直流電圧に対応するには、スイッチン
グ素子の耐圧には限度があるため、スイッチング素子を
複数個直列に接続する必要があり、スイッチング素子の
使用数はそのまま価格に反映されるため電力変換装置が
高価になるという問題がある。よって本発明では、中性
点電位の変動が少なく、また、効率良く線間電圧を得る
ことができる電力変換器の制御装置を提供することを目
的とする。
グ素子の耐圧には限度があるため、スイッチング素子を
複数個直列に接続する必要があり、スイッチング素子の
使用数はそのまま価格に反映されるため電力変換装置が
高価になるという問題がある。よって本発明では、中性
点電位の変動が少なく、また、効率良く線間電圧を得る
ことができる電力変換器の制御装置を提供することを目
的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
電力変換装置では、第１と第２の電力変換器の各相同士
をリアクトルで接続しこのリアクトルに流れる電流が所
定値を越えないように第１と第２の電力変換器を制御す
ることによって、出力相電圧を多レベルにすることがで
き、また、中性点変動を少なくすることができる。
電力変換装置では、第１と第２の電力変換器の各相同士
をリアクトルで接続しこのリアクトルに流れる電流が所
定値を越えないように第１と第２の電力変換器を制御す
ることによって、出力相電圧を多レベルにすることがで
き、また、中性点変動を少なくすることができる。
【００２４】本発明の請求項２記載の電力変換装置で
は、電圧指令信号と直前の電力変換器の出力相電圧との
差分を積分値を基に電力変換装置の出力相電圧を求め制
御することによって、出力相電圧を多レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることでき、更
に、変調度をほぼ１にすることができる。
は、電圧指令信号と直前の電力変換器の出力相電圧との
差分を積分値を基に電力変換装置の出力相電圧を求め制
御することによって、出力相電圧を多レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることでき、更
に、変調度をほぼ１にすることができる。
【００２５】本発明の請求項３記載の電力変換装置で
は、第１の電圧指令信号のうち１相の正負の最大となる
前後の60°期間を正負の最大値に固定し他の２相を線間
電圧が正弦波になるように変換した第２の電圧指令信号
と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の積分値を
基に電力変換器の出力相電圧を求め制御することによっ
て、出力相電圧を多レベルにすることができ、また、中
性点変動を少なくすることができ、更に、変調度をほぼ
１にすることができ、また、電圧指令が固定された１／
３の期間はスイッチングが行なわれず、電力損失と発熱
を低減することができ、更に、出力線間電圧のピーク値
をγＶdcにすることができる。
は、第１の電圧指令信号のうち１相の正負の最大となる
前後の60°期間を正負の最大値に固定し他の２相を線間
電圧が正弦波になるように変換した第２の電圧指令信号
と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の積分値を
基に電力変換器の出力相電圧を求め制御することによっ
て、出力相電圧を多レベルにすることができ、また、中
性点変動を少なくすることができ、更に、変調度をほぼ
１にすることができ、また、電圧指令が固定された１／
３の期間はスイッチングが行なわれず、電力損失と発熱
を低減することができ、更に、出力線間電圧のピーク値
をγＶdcにすることができる。
【００２６】本発明の請求項４記載の電力変換装置で
は、第１の電圧指令信号を電力変換装置の周波数の３倍
の周波数で変化するバイアス成分で補正した第２の電圧
指令信号と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の
積分値を基に電力変換装置の相電圧を求め制御すること
によって、出力相電圧を多レベルにすることができ、ま
た、中性点変動を少なくすることができ、更に、変調度
をほぼ１にすることができ、また、出力線間電圧のピー
ク値をγＶdcにすることができる。
は、第１の電圧指令信号を電力変換装置の周波数の３倍
の周波数で変化するバイアス成分で補正した第２の電圧
指令信号と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の
積分値を基に電力変換装置の相電圧を求め制御すること
によって、出力相電圧を多レベルにすることができ、ま
た、中性点変動を少なくすることができ、更に、変調度
をほぼ１にすることができ、また、出力線間電圧のピー
ク値をγＶdcにすることができる。
【００２７】本発明の請求項５記載の電力変換装置で
は、第１と第２の電力変換器を三相ブリッジインバータ
とすることによって、出力相電圧を３レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることができる。
は、第１と第２の電力変換器を三相ブリッジインバータ
とすることによって、出力相電圧を３レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることができる。
【００２８】本発明の請求項６記載の電力変換装置で
は、第１と第２の電力変換器をＮＰＣインバータとする
ことによって、出力相電圧を５レベルにすることがで
き、また、中性点変動を少なくすることができる。本発
明の請求項７記載の電力変換装置では、リアクトルに流
れる電流を電圧から求めることができる。
は、第１と第２の電力変換器をＮＰＣインバータとする
ことによって、出力相電圧を５レベルにすることがで
き、また、中性点変動を少なくすることができる。本発
明の請求項７記載の電力変換装置では、リアクトルに流
れる電流を電圧から求めることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態の主回路構成であり、スイッチング素子 120ｕ，
120ｖ， 120ｗ， 120ｘ， 120ｙ， 120ｚとスイッチン
グ素子に逆並列接続されたダイオード 121ｕ， 121ｖ，
121ｗ， 121ｘ， 121ｙ， 121ｚとからなる第１の三相
ブリッジインバータ 110と、スイッチング素子 122ｕ，
122ｖ， 122ｗ， 122ｘ， 122ｙ， 122ｚとスイッチン
グ素子に逆並列接続されたダイオード123ｕ， 123ｖ，
123ｗ， 123ｘ， 123ｙ， 123ｚとからなる第２の三相
ブリッジインバータ 111と、第１と第２の三相ブリッジ
インバータの各相同士を接続する結合リアクトル 124
ｕ， 124ｖ， 124ｗと、第１と第２の三相ブリッジイン
バータ 110， 111の直流側に接続された直流コンデンサ
125と、直流コンデンサ 125に電力を供給する直流電源
Ｖdcとからなり、結合リアクトルの中性点に負荷が接続
されている。
て図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態の主回路構成であり、スイッチング素子 120ｕ，
120ｖ， 120ｗ， 120ｘ， 120ｙ， 120ｚとスイッチン
グ素子に逆並列接続されたダイオード 121ｕ， 121ｖ，
121ｗ， 121ｘ， 121ｙ， 121ｚとからなる第１の三相
ブリッジインバータ 110と、スイッチング素子 122ｕ，
122ｖ， 122ｗ， 122ｘ， 122ｙ， 122ｚとスイッチン
グ素子に逆並列接続されたダイオード123ｕ， 123ｖ，
123ｗ， 123ｘ， 123ｙ， 123ｚとからなる第２の三相
ブリッジインバータ 111と、第１と第２の三相ブリッジ
インバータの各相同士を接続する結合リアクトル 124
ｕ， 124ｖ， 124ｗと、第１と第２の三相ブリッジイン
バータ 110， 111の直流側に接続された直流コンデンサ
125と、直流コンデンサ 125に電力を供給する直流電源
Ｖdcとからなり、結合リアクトルの中性点に負荷が接続
されている。
【００３０】図２は、図１に示した回路の制御装置のブ
ロック図である。図２に示した制御装置は、電流検出器
105ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号Ｉ
U ，ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３
相−２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号
θ1 を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号
発生回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変
換回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転座標系の
電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座標系
変換回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回路22
からの電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * ，Ｉq *
とを基に電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を演算する電流制
御回路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信号Ｖ
d * ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換
する回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転座標
系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr * と位
相角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を
演算する極座標系−静止座標系変換回路25と、この極座
標系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信号ＶU
* ，ＶV * ，ＶW * とフィードバックしたインバータ出
力電圧ＥU ′，ＥV ′，ＥW ′との差分を積分した値を
基にインバータ出力電圧ＥU，ＥV ，ＥW を求める誤差
積分追従型ＰＷＭ制御回路30と、結合リアクトル 124
ｕ， 124ｖ， 124ｗの両端電圧を積分してリアクトル電
流（横流）ＩUC，ＩVC，Ｉwcを求める積分器47ｕ，47
ｖ，47ｗと、この積分器47ｕ，47ｖ，47ｗからのリアク
トル電流ＩUC，ＩVC，ＩWCと正・負の所定値との比較を
行なう比較器31ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型
ＰＷＭ制御回路30からのインバータ出力電圧ＥU ，Ｅ
V ，ＥW と前記比較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，Ｊ
V1，ＪW1とを基に電力変換器のスイッチング素子のゲー
ト信号ＧU1，ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，Ｇ
V2，ＧW2，ＧX2，ＧY2，ＧZ2を発生させるゲートパルス
発生回路32とからなる。ここでは従来と同一のものにつ
いては同一符号を付し説明を省略する。
ロック図である。図２に示した制御装置は、電流検出器
105ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号Ｉ
U ，ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３
相−２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号
θ1 を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号
発生回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変
換回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転座標系の
電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座標系
変換回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回路22
からの電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * ，Ｉq *
とを基に電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を演算する電流制
御回路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信号Ｖ
d * ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換
する回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転座標
系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr * と位
相角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * を
演算する極座標系−静止座標系変換回路25と、この極座
標系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信号ＶU
* ，ＶV * ，ＶW * とフィードバックしたインバータ出
力電圧ＥU ′，ＥV ′，ＥW ′との差分を積分した値を
基にインバータ出力電圧ＥU，ＥV ，ＥW を求める誤差
積分追従型ＰＷＭ制御回路30と、結合リアクトル 124
ｕ， 124ｖ， 124ｗの両端電圧を積分してリアクトル電
流（横流）ＩUC，ＩVC，Ｉwcを求める積分器47ｕ，47
ｖ，47ｗと、この積分器47ｕ，47ｖ，47ｗからのリアク
トル電流ＩUC，ＩVC，ＩWCと正・負の所定値との比較を
行なう比較器31ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型
ＰＷＭ制御回路30からのインバータ出力電圧ＥU ，Ｅ
V ，ＥW と前記比較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，Ｊ
V1，ＪW1とを基に電力変換器のスイッチング素子のゲー
ト信号ＧU1，ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，Ｇ
V2，ＧW2，ＧX2，ＧY2，ＧZ2を発生させるゲートパルス
発生回路32とからなる。ここでは従来と同一のものにつ
いては同一符号を付し説明を省略する。
【００３１】先ず、誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路30に
ついて図３を参照して説明する。ここではＵ相について
のみ記載するがＶ相、Ｗ相も同様の構成になっている。
誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路30は、極座標系−静止座
標系変換回路25からの電圧指令信号と零との比較を行う
比較器35と、極座標系−静止座標系変換回路25からの電
圧指令信号とフィードバックしたインバータ出力電圧と
の差分を積分する積分回路36と、積分回路36からの出力
と正の所定値との比較を行う比較器37と、積分回路36か
らの出力と負の所定値との比較を行う比較器38と、比較
器37の出力と比較器38の出力との和と比較器35の出力と
を基にインバータ出力電圧を求める出力電圧設定回路39
とからなる。比較器35は、極座標系−静止座標系変換回
路25からの電圧指令値ＶU * と零とを比較し、Ｖ1Uを出
力する。
ついて図３を参照して説明する。ここではＵ相について
のみ記載するがＶ相、Ｗ相も同様の構成になっている。
誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路30は、極座標系−静止座
標系変換回路25からの電圧指令信号と零との比較を行う
比較器35と、極座標系−静止座標系変換回路25からの電
圧指令信号とフィードバックしたインバータ出力電圧と
の差分を積分する積分回路36と、積分回路36からの出力
と正の所定値との比較を行う比較器37と、積分回路36か
らの出力と負の所定値との比較を行う比較器38と、比較
器37の出力と比較器38の出力との和と比較器35の出力と
を基にインバータ出力電圧を求める出力電圧設定回路39
とからなる。比較器35は、極座標系−静止座標系変換回
路25からの電圧指令値ＶU * と零とを比較し、Ｖ1Uを出
力する。
【００３２】
【数８】 積分回路36は、極座標系−静止座標系変換回路25からの
電圧指令信号ＶU * とフィードバックしたインバータ出
力電圧ＥU ′との差分を積分して積分量ＳU を求める。
電圧指令信号ＶU * とフィードバックしたインバータ出
力電圧ＥU ′との差分を積分して積分量ＳU を求める。
【００３３】
【数９】ＳU ＝∫（ＶU * −ＥU ′）ｄｔ 比較器37は、積分回路36からの積分量ＳU と正の所定値
Ａとを比較し、ＳU ＞Ａならば＋１を出力し、ＳU ≦Ａ
ならば０を出力する。
Ａとを比較し、ＳU ＞Ａならば＋１を出力し、ＳU ≦Ａ
ならば０を出力する。
【００３４】比較器38は、積分回路36からの積分量ＳU
と負の所定値−Ａとを比較し、ＳU＜−Ａならば−１を
出力し、ＳU ≧−Ａならば０を出力する。出力電圧設定
回路39は、比較器37の出力と比較器38の出力との和ＮU
を基に次のようにＶ2Uを求める。
と負の所定値−Ａとを比較し、ＳU＜−Ａならば−１を
出力し、ＳU ≧−Ａならば０を出力する。出力電圧設定
回路39は、比較器37の出力と比較器38の出力との和ＮU
を基に次のようにＶ2Uを求める。
【００３５】ＮU ＝＋１のとき、Ｖ2U＝０ ＮU ＝ ０のとき、Ｖ2Uは前回出力した値を出力 ＮU ＝−１のとき、Ｖ2U＝−Ｖdc／２ そして、出力電圧設定回路39は、比較器35からのＶ1Uと
先に求めたＶ2Uとを加算してインバータ出力電圧ＥU と
して出力する。積分器47ｕは結合リアクトル 124ｕの両
端電圧ＥUCを積分してリアクトル電流（横流）ＩUCを求
める。
先に求めたＶ2Uとを加算してインバータ出力電圧ＥU と
して出力する。積分器47ｕは結合リアクトル 124ｕの両
端電圧ＥUCを積分してリアクトル電流（横流）ＩUCを求
める。
【００３６】
【数１０】 比較器31ｕは結合リアクトル 124ｕを流れるリアクトル
電流（横流）ＩUCとリアクトルの横流の許容値である正
・負の所定値±Ｂとを比較し出力ＪU1を出力する。
電流（横流）ＩUCとリアクトルの横流の許容値である正
・負の所定値±Ｂとを比較し出力ＪU1を出力する。
【００３７】ＩUC＞＋Ｂのとき、 ＪU1＝０ ＩUC＜−Ｂのとき、 ＪU1＝１ −Ｂ≦ＩUC≦＋Ｂのとき、ＪU1は前回出力した値 ゲートパルス発生回路32は、誤差積分追従型ＰＷＭ制御
回路30からのインバータ出力電圧ＥU と比較器31ｕから
の出力ＪU1とを基に図４に示すゲート信号ＧU1，ＧU2，
ＧX1，ＧX2を出力する。
回路30からのインバータ出力電圧ＥU と比較器31ｕから
の出力ＪU1とを基に図４に示すゲート信号ＧU1，ＧU2，
ＧX1，ＧX2を出力する。
【００３８】図５は以上の動作波形図である。誤差積分
追従型ＰＷＭ回路30では、電圧指令信号とフィードバッ
クしたインバータ出力電圧との差分の積分値に基づきイ
ンバータ出力電圧を求めているため、電圧指令信号が大
きいとインバータ出力電圧が＋Ｖdc／２のときには電圧
指令信号との差が小さくなるため、積分値が負の許容値
に達するまでの時間が長くなり、スイッチング周波数が
下がる。
追従型ＰＷＭ回路30では、電圧指令信号とフィードバッ
クしたインバータ出力電圧との差分の積分値に基づきイ
ンバータ出力電圧を求めているため、電圧指令信号が大
きいとインバータ出力電圧が＋Ｖdc／２のときには電圧
指令信号との差が小さくなるため、積分値が負の許容値
に達するまでの時間が長くなり、スイッチング周波数が
下がる。
【００３９】このため、従来の三角波比較ＰＷＭ制御に
比べて、電圧指令信号が大きくても最小オンパルス幅の
制約を受けにくくなる。しかし、電圧指令信号が非常に
大きいと最小オンパルス幅ｔLMT よりも狭いパルス幅ｔ
1 を出力することがある。このような場合には、指示通
りの狭いパルス幅ｔ1 は出力せず、最小オンパルス幅ｔ
LMT に固定したパルスを出力することが考えられるが、
そうすると等価的に電圧指令信号をゆがませてしまうこ
とになり、その結果、出力電圧波形が歪んでしまう。
比べて、電圧指令信号が大きくても最小オンパルス幅の
制約を受けにくくなる。しかし、電圧指令信号が非常に
大きいと最小オンパルス幅ｔLMT よりも狭いパルス幅ｔ
1 を出力することがある。このような場合には、指示通
りの狭いパルス幅ｔ1 は出力せず、最小オンパルス幅ｔ
LMT に固定したパルスを出力することが考えられるが、
そうすると等価的に電圧指令信号をゆがませてしまうこ
とになり、その結果、出力電圧波形が歪んでしまう。
【００４０】よって、このような場合には、ｔLMT −ｔ
1 の期間は、許容値を越えて差分の積分を継続し、ｔ
LMT になるとインバータ出力電圧を変更するようにす
る。この動作を図６を参照して説明する。
1 の期間は、許容値を越えて差分の積分を継続し、ｔ
LMT になるとインバータ出力電圧を変更するようにす
る。この動作を図６を参照して説明する。
【００４１】電圧指令信号ＶU * とフィードバックされ
たインバータ出力電圧ＥU ′との差分の積分値ＳU は、
時刻ｔ1 になると正の許容値Ａに達する。しかし、最小
オンパルス幅ｔLMT が確保されていないので、インバー
タ出力電圧を変更せずに積分を継続させる。
たインバータ出力電圧ＥU ′との差分の積分値ＳU は、
時刻ｔ1 になると正の許容値Ａに達する。しかし、最小
オンパルス幅ｔLMT が確保されていないので、インバー
タ出力電圧を変更せずに積分を継続させる。
【００４２】そして、時刻ｔLMT になると、最小オンパ
ルス幅ｔLMT が確保されたので、インバータ出力電圧Ｅ
U は＋Ｖdc／２を出力する。次に差分の積分値ＳU が負
の許容値−Ａに達するまではインバータ出力電圧ＥU は
＋Ｖdc／２を出力する。
ルス幅ｔLMT が確保されたので、インバータ出力電圧Ｅ
U は＋Ｖdc／２を出力する。次に差分の積分値ＳU が負
の許容値−Ａに達するまではインバータ出力電圧ＥU は
＋Ｖdc／２を出力する。
【００４３】このようにして最小オンパルス幅ｔLMT を
確保するまでは許容値を越えてもインバータ出力電圧を
切換えず、積分を継続させ、最小オンパルス幅を確保し
た時点でインバータ出力電圧を切換えることによって、
最小オンパルス幅を確保でき、かつ、許容値を越えた分
だけ次の許容値に達するまでの時間が長くなるため、パ
ルス幅をｔLMT にしても波形が歪むことがない。
確保するまでは許容値を越えてもインバータ出力電圧を
切換えず、積分を継続させ、最小オンパルス幅を確保し
た時点でインバータ出力電圧を切換えることによって、
最小オンパルス幅を確保でき、かつ、許容値を越えた分
だけ次の許容値に達するまでの時間が長くなるため、パ
ルス幅をｔLMT にしても波形が歪むことがない。
【００４４】以上述べたように本発明の第１の実施の形
態の電力変換器では、出力する相電圧は±Ｖdc／２，０
の３段階とすることができ、結合リアクトルに流れるリ
アクトル電流を制限するようにスイッチングを行なうこ
とにより、中性点電流が流れず中性点電位変動が起こら
ない。
態の電力変換器では、出力する相電圧は±Ｖdc／２，０
の３段階とすることができ、結合リアクトルに流れるリ
アクトル電流を制限するようにスイッチングを行なうこ
とにより、中性点電流が流れず中性点電位変動が起こら
ない。
【００４５】また、スイッチング素子の最小オンパルス
幅の制約を回避することができ、電力変換器の変調度も
ほぼ1.0 にすることができ、電力変換器の出力電圧を大
きくすることができる。
幅の制約を回避することができ、電力変換器の変調度も
ほぼ1.0 にすることができ、電力変換器の出力電圧を大
きくすることができる。
【００４６】更に電圧指令が大きいときには、変調周波
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
【００４７】次に本発明の第２の実施の形態について説
明する。図７は第２の実施の形態の電力変換器の制御装
置であり、第１の実施の形態と異なる点は、電圧指令変
換回路41が追加され、３相のうち１相の正負の最大とな
る前後の60°期間を固定し、他の２相は１相が固定され
ても正弦波状の線間電圧が得られるようにした点であ
る。
明する。図７は第２の実施の形態の電力変換器の制御装
置であり、第１の実施の形態と異なる点は、電圧指令変
換回路41が追加され、３相のうち１相の正負の最大とな
る前後の60°期間を固定し、他の２相は１相が固定され
ても正弦波状の線間電圧が得られるようにした点であ
る。
【００４８】図６に示した制御装置では、電流検出器 1
05ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号ＩU ，
ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３相−
２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号θ1
を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号発生
回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変換回
路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転座標系の電流
信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座標系変換
回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回路22から
の電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * , Ｉq * とを
基に電圧指令信号Ｖd * , Ｖq * を演算する電流制御回
路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信号Ｖd
* ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換す
る回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転座標系
−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr * と位相
角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * , ＶV * ，ＶW * を演
算する極座標系−静止座標系変換回路25と、この極座標
系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信号ＶU * ，
ＶV * ，ＶW * の内いずれか１相を固定しても他の２相
により電力変換器の線間電圧が正弘波になるように変換
した電圧指令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を出力する電
圧指令変換回路41と、この電圧指令変換回路41からの電
圧指令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * とフィードバックし
たインバータ出力電圧ＥU '，ＥV '，ＥW 'との差分を
積分した値を基にインバータ出力電圧ＥU，ＥV ，ＥW
を求める誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路30と、結合リア
クトル 124ｕ， 124ｖ， 124ｗに流れるリアクトル電流
ＩUC，ＩVC，ＩWCを正・負の所定値との比較を行なう比
較器31ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型ＰＷＭ制
御回路30からのインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW と
前記比較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，ＪV1，ＪW1と
を基に電力変換器のスイッチング素子のゲート信号
ＧU1，ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，ＧV2，Ｇ
W2，ＧX2，ＧY2，ＧZ2を発生させるパルス発生回路32と
からなる。ここでは図２と同一にものについては同一符
号を付し、説明を省略する。
05ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号ＩU ，
ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３相−
２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号θ1
を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号発生
回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変換回
路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転座標系の電流
信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座標系変換
回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回路22から
の電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * , Ｉq * とを
基に電圧指令信号Ｖd * , Ｖq * を演算する電流制御回
路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信号Ｖd
* ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換す
る回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転座標系
−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr * と位相
角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * , ＶV * ，ＶW * を演
算する極座標系−静止座標系変換回路25と、この極座標
系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信号ＶU * ，
ＶV * ，ＶW * の内いずれか１相を固定しても他の２相
により電力変換器の線間電圧が正弘波になるように変換
した電圧指令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を出力する電
圧指令変換回路41と、この電圧指令変換回路41からの電
圧指令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * とフィードバックし
たインバータ出力電圧ＥU '，ＥV '，ＥW 'との差分を
積分した値を基にインバータ出力電圧ＥU，ＥV ，ＥW
を求める誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路30と、結合リア
クトル 124ｕ， 124ｖ， 124ｗに流れるリアクトル電流
ＩUC，ＩVC，ＩWCを正・負の所定値との比較を行なう比
較器31ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型ＰＷＭ制
御回路30からのインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW と
前記比較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，ＪV1，ＪW1と
を基に電力変換器のスイッチング素子のゲート信号
ＧU1，ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，ＧV2，Ｇ
W2，ＧX2，ＧY2，ＧZ2を発生させるパルス発生回路32と
からなる。ここでは図２と同一にものについては同一符
号を付し、説明を省略する。
【００４９】図８は電圧指令変換回路41の作用を示す波
形図である。図８（ａ）は、極座標系−静止座標系変換
回路25からの電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * であ
る。
形図である。図８（ａ）は、極座標系−静止座標系変換
回路25からの電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * であ
る。
【００５０】電圧指令変換回路41は、図８（ｂ）のよう
に電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * が正のピーク値
をとる前後の60°期間は＋Ｖdc／２に固定し、負のピー
ク値をとる前後の60°期間は−Ｖdc／２に固定する。
に電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW * が正のピーク値
をとる前後の60°期間は＋Ｖdc／２に固定し、負のピー
ク値をとる前後の60°期間は−Ｖdc／２に固定する。
【００５１】固定されない他の２相は電力変換器の線間
電圧が正弦波で、かつ、電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，
ＶW * で得られる２／３1/2 倍の線間電圧を得る電圧指
令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * に変換される。例えばＵ
相が＋Ｖdc／２に固定されると次のように変換される。
電圧が正弦波で、かつ、電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，
ＶW * で得られる２／３1/2 倍の線間電圧を得る電圧指
令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * に変換される。例えばＵ
相が＋Ｖdc／２に固定されると次のように変換される。
【００５２】
【数１１】
【００５３】Ｖ相、Ｗ相が固定されたときも同様の変換
を行うことによって、図８（ｃ）のように変換される。
このようにして変換された電圧指令信号ＶU2 * ，Ｖ
V2 * ，ＶW2 * を用いて制御することによって、第２の実
施の形態の電力変換器では、出力する相電圧は±Ｖdc／
２，０の３段階とすることができ、結合リアクトルに流
れるリアクトル電流を制限するようにスイッチングを行
なうことにより、中性点電流が流れず中性点電位変動が
起こらない。
を行うことによって、図８（ｃ）のように変換される。
このようにして変換された電圧指令信号ＶU2 * ，Ｖ
V2 * ，ＶW2 * を用いて制御することによって、第２の実
施の形態の電力変換器では、出力する相電圧は±Ｖdc／
２，０の３段階とすることができ、結合リアクトルに流
れるリアクトル電流を制限するようにスイッチングを行
なうことにより、中性点電流が流れず中性点電位変動が
起こらない。
【００５４】また、スイッチング素子の最小オンパルス
幅の制約を回避することができ、電力変換器の変調度も
ほぼ1.0 にすることができ、また、電力変換器の出力線
間電圧のピーク値をγＶdc（但し、γは変調度）にする
ことができるため、電力変換器の出力電圧を大きくする
ことができる。
幅の制約を回避することができ、電力変換器の変調度も
ほぼ1.0 にすることができ、また、電力変換器の出力線
間電圧のピーク値をγＶdc（但し、γは変調度）にする
ことができるため、電力変換器の出力電圧を大きくする
ことができる。
【００５５】更に電圧指令が大きいときには、変調周波
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
【００５６】また、電圧指令信号が全体の１／３の期間
は正又は負に固定されているため、この期間はスイッチ
ングが行なわれず、スイッチングに伴なう電力損失と発
熱を低減することができる。
は正又は負に固定されているため、この期間はスイッチ
ングが行なわれず、スイッチングに伴なう電力損失と発
熱を低減することができる。
【００５７】次に本発明の第３の実施の形態について説
明する。図９は、第３の実施の形態の電力変換器の制御
装置であり、第１の実施の形態と異なる点は、極座標系
−静止座標系変換回路25のかわりに、バイアス演算回路
45と極座標系−静止座標系変換回路46とが設けられた点
である。
明する。図９は、第３の実施の形態の電力変換器の制御
装置であり、第１の実施の形態と異なる点は、極座標系
−静止座標系変換回路25のかわりに、バイアス演算回路
45と極座標系−静止座標系変換回路46とが設けられた点
である。
【００５８】図９に示した制御装置では、電流検出器 1
05ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号ＩU ，
ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３相−
２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号θ1
を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号発生
回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変換回
路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転座標系の電流
信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座標系変換
回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回路22から
の電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * ，Ｉq * とを
基に電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を演算する電流制御回
路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信号Ｖd
* ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換す
る回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転座標系
−極座標系変換回路24からの位相角θ3 を基にバイアス
成分Ｖbiasを求めるバイアス演算回路45と、上記回転座
標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr * と
位相角θ3 とバイアス演算回路45からのバイアス成分Ｖ
biasとを基に電圧指令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を演
算する極座標系−静止座標系変換回路46と、この極座標
系−静止座標系変換回路46からの電圧指令信号ＶU2 * ，
ＶV2 * ，ＶW2 * とフィードバックしたインバータ出力電
圧ＥU ′，ＥV ′，ＥW ′との差分を積分した値を基に
インバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW を求める誤差積分
追従型ＰＷＭ制御回路30と、結合リアクトル 124ｕ， 1
24ｖ，124 ｗの両端電圧を積分してリアクトル電流
ＩUC，ＩVC，ＩWCを求める積分器47ｕ，47ｖ，47ｗと、
この積分器47ｕ，47ｖ，47ｗからのリアクトル電流
ＩUC，ＩVC，ＩWCを正・負の所定値との比較を行なう比
較器31ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型ＰＷＭ制
御回路30からのインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW
と、前記比較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，ＪV1，Ｊ
W1とを基に電力変換器のスイッチング素子のゲート信号
ＧU1，ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，ＧV2，Ｇ
W2，ＧX2，ＧY2，ＧZ2を発生させるパルス発生回路32と
からなる。ここでは図２と同一にものについては同一符
号を付し、説明を省略する。
05ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号ＩU ，
ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３相−
２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号θ1
を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号発生
回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変換回
路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転座標系の電流
信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座標系変換
回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回路22から
の電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * ，Ｉq * とを
基に電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を演算する電流制御回
路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信号Ｖd
* ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に変換す
る回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転座標系
−極座標系変換回路24からの位相角θ3 を基にバイアス
成分Ｖbiasを求めるバイアス演算回路45と、上記回転座
標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr * と
位相角θ3 とバイアス演算回路45からのバイアス成分Ｖ
biasとを基に電圧指令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を演
算する極座標系−静止座標系変換回路46と、この極座標
系−静止座標系変換回路46からの電圧指令信号ＶU2 * ，
ＶV2 * ，ＶW2 * とフィードバックしたインバータ出力電
圧ＥU ′，ＥV ′，ＥW ′との差分を積分した値を基に
インバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW を求める誤差積分
追従型ＰＷＭ制御回路30と、結合リアクトル 124ｕ， 1
24ｖ，124 ｗの両端電圧を積分してリアクトル電流
ＩUC，ＩVC，ＩWCを求める積分器47ｕ，47ｖ，47ｗと、
この積分器47ｕ，47ｖ，47ｗからのリアクトル電流
ＩUC，ＩVC，ＩWCを正・負の所定値との比較を行なう比
較器31ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型ＰＷＭ制
御回路30からのインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW
と、前記比較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，ＪV1，Ｊ
W1とを基に電力変換器のスイッチング素子のゲート信号
ＧU1，ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，ＧV2，Ｇ
W2，ＧX2，ＧY2，ＧZ2を発生させるパルス発生回路32と
からなる。ここでは図２と同一にものについては同一符
号を付し、説明を省略する。
【００５９】図10はバイアス演算回路45と極座標系−静
止座標系変換回路46との作用を示す波形図である。バイ
アス演算回路45は回転座標系−極座標系変換回路24から
の位相角θ3 を入力とし、以下の演算により、バイアス
成分Ｖbiasを求める。
止座標系変換回路46との作用を示す波形図である。バイ
アス演算回路45は回転座標系−極座標系変換回路24から
の位相角θ3 を入力とし、以下の演算により、バイアス
成分Ｖbiasを求める。
【００６０】
【数１２】
【００６１】このようにして60°周期のバイアス成分Ｖ
biasが求まる。極座標系−静止座標系変換回路46は、回
転座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr
* と位相角θ3 とバイアス演算回路45からのバイアス成
分Ｖbiasとを入力とし、以下の演算により電圧指令信号
ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を求める。
biasが求まる。極座標系−静止座標系変換回路46は、回
転座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr
* と位相角θ3 とバイアス演算回路45からのバイアス成
分Ｖbiasとを入力とし、以下の演算により電圧指令信号
ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を求める。
【００６２】
【数１３】 積分器47ｕは給合リアクトル 124ｕの両端電圧ＥUCを求
める。
める。
【００６３】
【数１４】 同様に積分器47ｖ，47ｗはリアクトル電流（横流）
ＩVC，ＩWCを求める。このようにして変換された電圧指
令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を用いて制御することに
よって、第２の実施の形態の電力変換器では、出力する
相電圧は±Ｖdc／２，０の３段階とすることができ、結
合リアクトルに流れるリアクトル電流を制限するように
スイッチングを行なうことにより、中性点電流が流れず
中性点電位変動が起こらない。
ＩVC，ＩWCを求める。このようにして変換された電圧指
令信号ＶU2 * ，ＶV2 * ，ＶW2 * を用いて制御することに
よって、第２の実施の形態の電力変換器では、出力する
相電圧は±Ｖdc／２，０の３段階とすることができ、結
合リアクトルに流れるリアクトル電流を制限するように
スイッチングを行なうことにより、中性点電流が流れず
中性点電位変動が起こらない。
【００６４】また、スイッチング素子の最小オンパルス
幅の制約を回避することができ、電力変換器の変調度も
ほぼ 1.0にすることができ、また、電力変換器の出力線
間電圧のピーク値をγＶdc（但し、γは変調度）にする
ことができるため、電力変換器の出力電圧を大きくする
ことができる。
幅の制約を回避することができ、電力変換器の変調度も
ほぼ 1.0にすることができ、また、電力変換器の出力線
間電圧のピーク値をγＶdc（但し、γは変調度）にする
ことができるため、電力変換器の出力電圧を大きくする
ことができる。
【００６５】更に電圧指令が大きいときには、変調周波
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
【００６６】次に本発明の第４の実施の形態について説
明する。図11は、本発明の第４の実施の形態の主回路構
成であり、スイッチング素子 151ｕ， 152ｕ， 151ｖ，
152ｖ， 151ｗ， 152ｗ， 151ｘ， 152ｘ， 151ｙ， 1
52ｙ， 151ｚ， 152ｚと、スイッチング素子に逆並列接
続されたダイオード 153ｕ， 154ｕ， 153ｖ， 154ｖ，
153ｗ， 154ｗ， 153ｘ， 154ｘ， 153ｙ， 154ｙ， 1
53ｚ， 154ｚと、ホイーリングダイオード 155ｕ， 155
ｖ， 155ｗ， 155ｘ， 155ｙ， 155ｚとからなる第１の
ＮＰＣインバータ 150と、スイッチング素子 161ｕ， 1
62ｕ， 161ｖ， 162ｖ， 161ｗ， 162ｗ， 161ｘ， 162
ｘ， 161ｙ， 162ｙ， 161ｚ， 162ｚとスイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード 163ｕ， 164ｕ， 163
ｖ， 164ｖ， 163ｗ， 164ｗ， 163ｘ， 164ｘ， 163
ｙ， 164ｙ， 163ｚ， 164ｚと、ホイーリングダイオー
ド 165ｕ， 165ｖ， 165ｗ， 165ｘ， 165ｙ， 165ｚと
からなる第２のＮＰＣインバータ 160と、第１と第２の
ＮＰＣインバータの各相同士を接続する結合リアクトル
124ｕ， 124ｖ， 124ｗと、第１と第２のＮＰＣインバ
ータの直流側に接続された直流コンデンサ 125Ｐ， 125
Ｎと、直流コンデンサ 125Ｐ， 125Ｎに電力を供給する
直流電源とからなり、結合リアクトルの中性点に負荷が
接続されている。
明する。図11は、本発明の第４の実施の形態の主回路構
成であり、スイッチング素子 151ｕ， 152ｕ， 151ｖ，
152ｖ， 151ｗ， 152ｗ， 151ｘ， 152ｘ， 151ｙ， 1
52ｙ， 151ｚ， 152ｚと、スイッチング素子に逆並列接
続されたダイオード 153ｕ， 154ｕ， 153ｖ， 154ｖ，
153ｗ， 154ｗ， 153ｘ， 154ｘ， 153ｙ， 154ｙ， 1
53ｚ， 154ｚと、ホイーリングダイオード 155ｕ， 155
ｖ， 155ｗ， 155ｘ， 155ｙ， 155ｚとからなる第１の
ＮＰＣインバータ 150と、スイッチング素子 161ｕ， 1
62ｕ， 161ｖ， 162ｖ， 161ｗ， 162ｗ， 161ｘ， 162
ｘ， 161ｙ， 162ｙ， 161ｚ， 162ｚとスイッチング素
子に逆並列接続されたダイオード 163ｕ， 164ｕ， 163
ｖ， 164ｖ， 163ｗ， 164ｗ， 163ｘ， 164ｘ， 163
ｙ， 164ｙ， 163ｚ， 164ｚと、ホイーリングダイオー
ド 165ｕ， 165ｖ， 165ｗ， 165ｘ， 165ｙ， 165ｚと
からなる第２のＮＰＣインバータ 160と、第１と第２の
ＮＰＣインバータの各相同士を接続する結合リアクトル
124ｕ， 124ｖ， 124ｗと、第１と第２のＮＰＣインバ
ータの直流側に接続された直流コンデンサ 125Ｐ， 125
Ｎと、直流コンデンサ 125Ｐ， 125Ｎに電力を供給する
直流電源とからなり、結合リアクトルの中性点に負荷が
接続されている。
【００６７】図12は、図10に示した回路の制御装置のブ
ロック図である。図12に示した制御装置では、電流検出
器 105ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号Ｉ
U ，ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３
相−２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号
θ1 を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号
発生回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変
換回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転インバー
タの電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座
標系変換回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回
路22からの電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * ，Ｉ
q * とを基に電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を演算する電
流制御回路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信
号Ｖd * ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に
変換する回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転
座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr *
と位相角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW
* を演算する極座標系−静止座標系変換回路25と、この
極座標系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信号Ｖ
U * ，ＶV * ，ＶW * とフィードバックしたインバータ
出力電圧ＥU ′，ＥV ′，ＥW ′との差分を積分した値
を基にインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW を求める誤
差積分追従型ＰＷＭ制御回路50と、結合リアクトル 124
ｕ， 124ｖ， 124ｗに流れるリアクトル電流ＩUC，
ＩVC，ＩWCを正・負の所定値との比較を行なう比較器31
ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路
50からのインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW と前記比
較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，ＪV1，ＪW1とを基に
電力変換器のスイッチング素子のゲート信号ＧU1，
ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，ＧV2，ＧW2，Ｇ
X2，ＧY2，ＧZ2を発生させるゲートパルス発生回路52と
からなる。ここでは図２と同一にものについては同一符
号を付し説明を省略する。
ロック図である。図12に示した制御装置では、電流検出
器 105ｕ， 105ｖ， 105ｗで検出された三相交流信号Ｉ
U ，ＩV ，ＩW を二相交流信号Ｉa ，Ｉb に変換する３
相−２相変換回路20と、周波数ｆ1 で回転する位相信号
θ1 を発生させる位相信号発生回路21と、この位相信号
発生回路21からの位相信号θ1 を基に上記３相−２相変
換回路20からの二相交流信号Ｉa ，Ｉb を回転インバー
タの電流信号Ｉd ，Ｉq に変換する静止座標系−回転座
標系変換回路22と、この静止座標系−回転座標系変換回
路22からの電流信号Ｉd ，Ｉq と電流指令値Ｉd * ，Ｉ
q * とを基に電圧指令信号Ｖd * ，Ｖq * を演算する電
流制御回路23と、この電流制御回路23からの電圧指令信
号Ｖd * ，Ｖq * を振幅指令信号Ｖr * と位相角θ3 に
変換する回転座標系−極座標系変換回路24と、この回転
座標系−極座標系変換回路24からの振幅指令信号Ｖr *
と位相角θ3 を基に電圧指令信号ＶU * ，ＶV * ，ＶW
* を演算する極座標系−静止座標系変換回路25と、この
極座標系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信号Ｖ
U * ，ＶV * ，ＶW * とフィードバックしたインバータ
出力電圧ＥU ′，ＥV ′，ＥW ′との差分を積分した値
を基にインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW を求める誤
差積分追従型ＰＷＭ制御回路50と、結合リアクトル 124
ｕ， 124ｖ， 124ｗに流れるリアクトル電流ＩUC，
ＩVC，ＩWCを正・負の所定値との比較を行なう比較器31
ｕ，31ｖ，31ｗと、上記誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路
50からのインバータ出力電圧ＥU ，ＥV ，ＥW と前記比
較器31ｕ，31ｖ，31ｗの出力ＪU1，ＪV1，ＪW1とを基に
電力変換器のスイッチング素子のゲート信号ＧU1，
ＧV1，ＧW1，ＧX1，ＧY1，ＧZ1，ＧU2，ＧV2，ＧW2，Ｇ
X2，ＧY2，ＧZ2を発生させるゲートパルス発生回路52と
からなる。ここでは図２と同一にものについては同一符
号を付し説明を省略する。
【００６８】誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路50について
図13を参照して説明する。ここではＵ相についてのみ示
すがＶ相、Ｗ相も同様の構成になっている。誤差積分追
従型ＰＷＭ制御回路50は、極座標系−静止座標系変換回
路25からの電圧指令信号と零との比較を行う比較器52
と、極座標系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信
号とフィードバックしたインバータ出力電圧との差分を
積分する積分回路36と、積分回路36からの出力と正の所
定値との比較を行う比較器37と、積分回路36からの出力
と負の所定値との比較を行う比較器38と、比較器37の出
力と比較器38の出力との和と比較器52の出力とを基にイ
ンバータ出力電圧を求める出力電圧設定回路53とからな
る。比較器52は、極座標系−静止座標系変換回路25から
の電圧指令値ＶU * と０、±Ｖdc／４とを比較しＶ1Uを
出力する。
図13を参照して説明する。ここではＵ相についてのみ示
すがＶ相、Ｗ相も同様の構成になっている。誤差積分追
従型ＰＷＭ制御回路50は、極座標系−静止座標系変換回
路25からの電圧指令信号と零との比較を行う比較器52
と、極座標系−静止座標系変換回路25からの電圧指令信
号とフィードバックしたインバータ出力電圧との差分を
積分する積分回路36と、積分回路36からの出力と正の所
定値との比較を行う比較器37と、積分回路36からの出力
と負の所定値との比較を行う比較器38と、比較器37の出
力と比較器38の出力との和と比較器52の出力とを基にイ
ンバータ出力電圧を求める出力電圧設定回路53とからな
る。比較器52は、極座標系−静止座標系変換回路25から
の電圧指令値ＶU * と０、±Ｖdc／４とを比較しＶ1Uを
出力する。
【００６９】
【数１５】
【００７０】積分回路36は、極座標系−静止座標系変換
回路25からの電圧指令信号ＶU * とフィードバックした
インバータ出力電圧ＥU ′との差分を積分して積分量Ｓ
U を求める。
回路25からの電圧指令信号ＶU * とフィードバックした
インバータ出力電圧ＥU ′との差分を積分して積分量Ｓ
U を求める。
【００７１】
【数１６】ＳU ＝∫（ＶU * −ＥU ′）ｄｔ 比較器37は、積分回路36からの積分量ＳU と正の所定値
Ａとを比較し、ＳU ＞Ａならば＋１を出力し、ＳU ≦Ａ
ならば０を出力する。
Ａとを比較し、ＳU ＞Ａならば＋１を出力し、ＳU ≦Ａ
ならば０を出力する。
【００７２】比較器38は、積分回路36からの積分量ＳU
と負の所定値−Ａとを比較し、ＳU＜−Ａならば−１を
出力し、ＳU ≧−Ａならば０を出力する。出力電圧設定
回路53は、まず比較器37の出力と比較器38の出力との和
ＮU を基に次のようにＶ2uを求める。
と負の所定値−Ａとを比較し、ＳU＜−Ａならば−１を
出力し、ＳU ≧−Ａならば０を出力する。出力電圧設定
回路53は、まず比較器37の出力と比較器38の出力との和
ＮU を基に次のようにＶ2uを求める。
【００７３】ＮU ＝＋１のとき Ｖ2U＝０ ＮU ＝０のとき Ｖ2Uは前回出力した値 ＮU ＝−１のとき Ｖ2U＝−Ｖdc／４ そして、比較器35からのＶ1Uと先に求めたＶ2Uとを加算
してインバータ出力電圧ＥU として出力する。
してインバータ出力電圧ＥU として出力する。
【００７４】また、比較器31ｕは結合リアクトル 124ｕ
を流れるリアクトル電流ＩUCとリアクトルの横流の許容
値である正・負の所定値±Ｂとを比較し出力ＪU1を出力
する。
を流れるリアクトル電流ＩUCとリアクトルの横流の許容
値である正・負の所定値±Ｂとを比較し出力ＪU1を出力
する。
【００７５】ＩUC＞＋Ｂのとき ＪU1＝０ ＩUC＜−Ｂのとき ＪU1＝１ −Ｂ≦ＩUC≦＋Ｂのとき ＪU1は前回出力した値 ゲートパルス発生回路51は誤差積分追従型ＰＷＭ制御回
路50からのインバータ出力電圧と比較器31ｕからの出力
ＪU1を基に図14に示すゲート信号ＧU1，ＧU2，ＧX1，Ｇ
X2，ＧU3，ＧU4，ＧX3，ＧX4を出力する。
路50からのインバータ出力電圧と比較器31ｕからの出力
ＪU1を基に図14に示すゲート信号ＧU1，ＧU2，ＧX1，Ｇ
X2，ＧU3，ＧU4，ＧX3，ＧX4を出力する。
【００７６】本発明の第４の実施の形態では出力する相
電圧は±Ｖdc／２、±Ｖdc／４，０の５段階とすること
ができ、高調波を低減できる。また、スイッチング素子
の最小オンパルス幅の制約を回避することができ、電力
変換器の変調度をほぼ1.0 にすることができ、電力変換
器の出力電圧を大きくすることができる。
電圧は±Ｖdc／２、±Ｖdc／４，０の５段階とすること
ができ、高調波を低減できる。また、スイッチング素子
の最小オンパルス幅の制約を回避することができ、電力
変換器の変調度をほぼ1.0 にすることができ、電力変換
器の出力電圧を大きくすることができる。
【００７７】更に電圧指令が大きいときには、変調周波
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
数が下がり、スイッチング回数を減らすことができるた
め、スイッチングに伴なう電力損失と発熱を低減するこ
とができる。
【００７８】ここでは示さないが、第４の実施の形態に
第２、第３の実施の形態の電圧指令変換回路、バイアス
演算回路を適用してもかまわない。次に第５の実施の形
態について説明する。
第２、第３の実施の形態の電圧指令変換回路、バイアス
演算回路を適用してもかまわない。次に第５の実施の形
態について説明する。
【００７９】図15は、可変速揚水発電システムの概略図
である。可変速揚水発電システムは、系統に主変圧器15
1 を介して一次巻線が接続された巻線型誘導発電機152
と、この巻線型誘導発電機の二次巻線に励磁電流を供給
する第１と第２の電力変換器153 ，154 と、第１と第２
の電力変換器153 と１５４とを結合する結合リアクトル
１５５ｕ， 155ｖ， 155ｗと、第１と第２の電力変換
器の直流側に設けられた直流コンデンサ 156と、直流コ
ンデンサ156 に電力を供給する直流電源157 と、巻線型
誘導発電機152 の一次側の位相を検出する第１の位相検
出器 158と、巻線型誘導発電機152 の二次側の位相を検
出する第２の位相検出器159 と、巻線型誘導発電機152
の二次側の電流を検出する電流検出器160ｕ， 160ｖ，
160ｗと、第１の位相検出器 158の出力と第２の位相検
出器159 の出力の差と電流検出器 160ｕ， 160ｖ， 160
ｗの出力とを基に第１、第２の電力変換器を制御する制
御回路とからなる。
である。可変速揚水発電システムは、系統に主変圧器15
1 を介して一次巻線が接続された巻線型誘導発電機152
と、この巻線型誘導発電機の二次巻線に励磁電流を供給
する第１と第２の電力変換器153 ，154 と、第１と第２
の電力変換器153 と１５４とを結合する結合リアクトル
１５５ｕ， 155ｖ， 155ｗと、第１と第２の電力変換
器の直流側に設けられた直流コンデンサ 156と、直流コ
ンデンサ156 に電力を供給する直流電源157 と、巻線型
誘導発電機152 の一次側の位相を検出する第１の位相検
出器 158と、巻線型誘導発電機152 の二次側の位相を検
出する第２の位相検出器159 と、巻線型誘導発電機152
の二次側の電流を検出する電流検出器160ｕ， 160ｖ，
160ｗと、第１の位相検出器 158の出力と第２の位相検
出器159 の出力の差と電流検出器 160ｕ， 160ｖ， 160
ｗの出力とを基に第１、第２の電力変換器を制御する制
御回路とからなる。
【００８０】この可変速揚水発電システムを構成する電
力変換器に第１の実施の形態乃至第４の実施の形態のい
ずれかを適用することにより、本システムにおいても同
様の効果を得ることができる。
力変換器に第１の実施の形態乃至第４の実施の形態のい
ずれかを適用することにより、本システムにおいても同
様の効果を得ることができる。
【００８１】
【発明の効果】本発明の請求項１記載の電力変換装置で
は、第１と第２の電力変換器の各相同士をリアクトルで
接続しこのリアクトルに流れる電流が所定値を越えない
ように第１と第２の電力変換器を制御することによっ
て、出力相電圧を多レベルにすることができ、また、中
性点変動を少なくすることができる。
は、第１と第２の電力変換器の各相同士をリアクトルで
接続しこのリアクトルに流れる電流が所定値を越えない
ように第１と第２の電力変換器を制御することによっ
て、出力相電圧を多レベルにすることができ、また、中
性点変動を少なくすることができる。
【００８２】本発明の請求項２記載の電力変換装置で
は、電圧指令信号と直前の電力変換器の出力相電圧との
差分の積分値を基に電力変換装置の出力相電圧を求め制
御することによって、出力相電圧を多レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることができ、更
に、変調度をほぼ１にすることができる。
は、電圧指令信号と直前の電力変換器の出力相電圧との
差分の積分値を基に電力変換装置の出力相電圧を求め制
御することによって、出力相電圧を多レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることができ、更
に、変調度をほぼ１にすることができる。
【００８３】本発明の請求項３記載の電力変換装置で
は、第１の電圧指令信号のうち１相の正負の最大となる
前後の60°期間を正負の最大値に固定し他の２相を線間
電圧が正弦波になるように変換した第２の電圧指令信号
と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の積分値が
基に電力変換器の出力相電圧を求め制御することによっ
て、出力相電圧を多レベルにすることができ、また、中
性点変動を少なくすることができ、更に、変調度をほぼ
１にすることができ、また、電圧指令が固定された１／
３の期間はスイッチングが行なわれず、電力損失と発熱
を低減することができ、更に、出力線間電圧のピーク値
をγＶdcにすることができる。
は、第１の電圧指令信号のうち１相の正負の最大となる
前後の60°期間を正負の最大値に固定し他の２相を線間
電圧が正弦波になるように変換した第２の電圧指令信号
と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の積分値が
基に電力変換器の出力相電圧を求め制御することによっ
て、出力相電圧を多レベルにすることができ、また、中
性点変動を少なくすることができ、更に、変調度をほぼ
１にすることができ、また、電圧指令が固定された１／
３の期間はスイッチングが行なわれず、電力損失と発熱
を低減することができ、更に、出力線間電圧のピーク値
をγＶdcにすることができる。
【００８４】本発明の請求項４記載の電力変換装置で
は、第１の電圧指令信号を電力変換装置の周波数の３倍
の周波数で変化するバイアス成分で補正した第２の電圧
指令信号と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の
積分値を基に電力変換装置の相電圧を求め制御すること
によって、出力相電圧を多レベルにすることができ、ま
た、中性点変動を少なくすることができ、更に、変調度
をほぼ１にすることができ、また、出力線間電圧のピー
ク値をγＶdcにすることができる。
は、第１の電圧指令信号を電力変換装置の周波数の３倍
の周波数で変化するバイアス成分で補正した第２の電圧
指令信号と直前の電力変換装置の出力相電圧との差分の
積分値を基に電力変換装置の相電圧を求め制御すること
によって、出力相電圧を多レベルにすることができ、ま
た、中性点変動を少なくすることができ、更に、変調度
をほぼ１にすることができ、また、出力線間電圧のピー
ク値をγＶdcにすることができる。
【００８５】本発明の請求項５記載の電力変換装置で
は、第１と第２の電力変換器を三相ブリッジインバータ
とすることによって、出力相電圧を３レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることができる。
は、第１と第２の電力変換器を三相ブリッジインバータ
とすることによって、出力相電圧を３レベルにすること
ができ、また、中性点変動を少なくすることができる。
【００８６】本発明の請求項６記載の電力変換装置で
は、第１と第２の電力変換器をＮＰＣインバータとする
ことによって、出力相電圧を５レベルにすることがで
き、また、中性点変動を少なくすることができる。本発
明の請求項７記載の電力変換装置では、リアクトルに流
れる電流を電圧から求めることができる。
は、第１と第２の電力変換器をＮＰＣインバータとする
ことによって、出力相電圧を５レベルにすることがで
き、また、中性点変動を少なくすることができる。本発
明の請求項７記載の電力変換装置では、リアクトルに流
れる電流を電圧から求めることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の主回路構成図。
【図２】本発明の第１の実施の形態の制御装置のブロッ
ク図。
ク図。
【図３】本発明の第１の実施の形態の誤差積分追従型Ｐ
ＷＭ制御回路のブロック図。
ＷＭ制御回路のブロック図。
【図４】本発明の第１の実施の形態のゲート信号を表す
図。
図。
【図５】本発明の第１の実施の形態のゲート信号生成の
動作波形図。
動作波形図。
【図６】本発明の第１の実施の形態の最小オンパルス幅
確保の動作波形図。
確保の動作波形図。
【図７】本発明の第２の実施の形態の制御装置のブロッ
ク図。
ク図。
【図８】電圧指令変換回路の動作説明図。
【図９】本発明の第３の実施の形態の制御装置のブロッ
ク図。
ク図。
【図１０】バイアス補正回路の動作説明図。
【図１１】本発明の第４の実施の形態の主回路構成図。
【図１２】本発明の第４の実施の形態の制御装置のブロ
ック図。
ック図。
【図１３】本発明の第４の実施の形態の誤差積分追従型
ＰＷＭ制御回路のブロック図。
ＰＷＭ制御回路のブロック図。
【図１４】本発明の第４の実施の形態のゲート信号を表
す図。
す図。
【図１５】可変速揚水発電システムの概略図。
【図１６】ＮＰＣインバータの主回路構成図。
【図１７】ＮＰＣインバータの制御装置のブロック図。
【図１８】三角波比較の波形図。
【図１９】ＮＰＣインバータの動作波形図。
30，50…誤差積分追従型ＰＷＭ制御回路 31ｕ，31ｖ，31ｗ…比較器 32，51…ゲートパルス発生回路 41…電圧指令変換回路 45…バイアス演算回路 47ｕ，47ｖ，47ｗ…積分器 110 ，111 …三相ブリッジインバータ 124ｕ，124 ｖ，124 ｗ…結合リアクトル 150 ，160 …ＮＰＣインバータ
Claims (7)
- 【請求項１】 直流を交流に変換する第１の電力変換器
と、直流を交流に変換する第２の電力変換器と、第１と
第２の電力変換器の直流側に設けられた第１と第２の電
力変換器に直流電力を供給する電圧源と、第１と第２の
電力変換器の各相同士を接続しその中性点に負荷が接続
されたリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を検
出するリアクトル電流検出手段と、負荷電流を検出する
負荷電流検出手段と、前記負荷電流と電流指令値と位相
信号と前記リアクトルに流れる電流とを基にリアクトル
に流れる電流が所定値を越えることなく所望の出力を得
るように前記第１と第２の電力変換器を制御する制御手
段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の電力変換装置において、
前記制御手段は、前記負荷電流と前記電流指令値と前記
位相信号とを基に電圧指令信号を演算する電圧指令演算
手段と、前記電圧指令信号と直前の電力変換装置の出力
相電圧との差分の積分値を基に電力変換装置の出力相電
圧を求める誤差積分追従型ＰＷＭ制御手段と、前記リア
クトルに流れる電流と予め設定された所定値との比較を
行う比較手段と、前記誤差積分追従型ＰＷＭ制御手段か
らの出力相電圧と前記比較手段からの出力とを基に前記
第１と第２の電力変換器のゲート信号を発生させるゲー
トパルス発生手段とから成ることを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の電力変換装置において、
前記制御手段は、前記負荷電流と前記電流指令値と前記
位相信号とを基に第１の電圧指令信号を演算する電圧指
令演算手段と、前記電圧指令演算手段からの第１の電圧
指令信号のうち１相の正負の最大となる前後の60°期間
を正負の最大値に固定し他の２相を線間電圧が正弦波に
なるように変換した第２の電圧指令信号を求める電圧指
令変換手段と、前記第２の電圧指令信号と直前の電力変
換装置の出力相電圧との差分の積分値を基に電力変換装
置の出力相電圧を求める誤差積分追従型ＰＷＭ制御手段
と、前記リアクトルに流れる電流と予め設定された所定
値との比較を行う比較手段と、前記誤差積分追従型ＰＷ
Ｍ制御手段からの出力相電圧と前記比較手段からの出力
とを基に前記第１と第２の電力変換器のゲート信号を発
生させるゲートパルス発生手段とから成ることを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の電力変換装置において、
前記制御手段は、前記負荷電流と前記電流指令値と前記
位相信号とを基に第１の電圧指令信号を演算する電圧指
令演算手段と、前記電圧指令演算手段からの第１の電圧
指令信号と電力変換装置の周波数の３倍の周波数で変化
するバイアス成分とを基に第２の電圧指令信号を求める
バイアス補正手段と、前記第２の電圧指令信号と直前の
電力変換装置の出力相電圧との差分の積分値を基に電力
変換装置の出力相電圧を求める誤差積分追従型ＰＷＭ制
御手段と、前記リアクトルに流れる電流と予め設定され
た所定値との比較を行う比較手段と、前記誤差積分追従
型ＰＷＭ制御手段からの出力相電圧と前記比較手段から
の出力とを基に前記第１と第２の電力変換器のゲート信
号を発生させるゲートパルス発生手段とから成ることを
特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載
の電力変換装置において、前記第１と第２の電力変換器
は三相ブリッジインバータであることを特徴とする電力
変換装置。 - 【請求項６】 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載
の電力変換装置において、前記第１と第２の電力変換器
は中性点クランプ式インバータであることを特徴とする
電力変換装置。 - 【請求項７】 請求項１乃至請求項６のいずれかに記載
の電力変換装置において、前記リアクトル電流検出手段
は、前記リアクトルの両端にかかる電圧を検出する電圧
検出手段と、前記電圧検出手段からの出力を積分してリ
アクトルに流れる電流を演算する積分手段とから成るこ
とを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11602396A JP3226788B2 (ja) | 1996-05-10 | 1996-05-10 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11602396A JP3226788B2 (ja) | 1996-05-10 | 1996-05-10 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09308252A true JPH09308252A (ja) | 1997-11-28 |
| JP3226788B2 JP3226788B2 (ja) | 2001-11-05 |
Family
ID=14676872
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11602396A Expired - Fee Related JP3226788B2 (ja) | 1996-05-10 | 1996-05-10 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3226788B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050989A1 (fr) * | 2000-12-07 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Convertisseur pwm de calage au point neutre a trois niveaux et unite de commande de tension du point neutre |
| JP2006014532A (ja) * | 2004-06-28 | 2006-01-12 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | ３レベル電力変換装置 |
| CN100466449C (zh) * | 2000-12-07 | 2009-03-04 | 株式会社安川电机 | 中性点电压控制装置 |
| JP2013539334A (ja) * | 2011-01-06 | 2013-10-17 | 三菱電機株式会社 | 中性点クランプ形コンバータ |
| CN105991031A (zh) * | 2015-02-10 | 2016-10-05 | 华为技术有限公司 | 一种电压转换电路、开关电源及电压转换方法 |
| WO2022208911A1 (ja) * | 2021-03-30 | 2022-10-06 | 日本電産株式会社 | 電力変換装置およびモータモジュール |
-
1996
- 1996-05-10 JP JP11602396A patent/JP3226788B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050989A1 (fr) * | 2000-12-07 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Convertisseur pwm de calage au point neutre a trois niveaux et unite de commande de tension du point neutre |
| US6795323B2 (en) | 2000-12-07 | 2004-09-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Three-level neutral point clamping pwn inverter and neutral point voltage controller |
| CN100334801C (zh) * | 2000-12-07 | 2007-08-29 | 株式会社安川电机 | 中性点钳位式脉宽调制逆变器装置 |
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| CN105991031A (zh) * | 2015-02-10 | 2016-10-05 | 华为技术有限公司 | 一种电压转换电路、开关电源及电压转换方法 |
| CN105991031B (zh) * | 2015-02-10 | 2018-10-02 | 华为技术有限公司 | 一种电压转换电路、开关电源及电压转换方法 |
| WO2022208911A1 (ja) * | 2021-03-30 | 2022-10-06 | 日本電産株式会社 | 電力変換装置およびモータモジュール |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3226788B2 (ja) | 2001-11-05 |
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