JP2874215B2 - Ｐｗｍコンバータの制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWMコンバータの制御方法に関する。
第４図はPWMコンバータの接続を示す図、第５図はPWM
コンバータの制御方法の従来例を示すブロック線図、第
６図はPWMコンバータ制御時のベクトル図である。
コンバータの制御方法の従来例を示すブロック線図、第
６図はPWMコンバータ制御時のベクトル図である。
第４図において、３相交流電源の各相電圧ＶmU,VmV,V
mWは各相の交流リアクタ10を介して主スイッチング回路
11の入力端に接続されている。主スイッチング回路11の
出力側には、負荷に並列にコンデンサ12が接続されてい
る。電流検出器７は、コンバータ入力電流Ｉfbを検出
し、その検出値は第５図のPWMコンバータの制御システ
ムに入力される。
mWは各相の交流リアクタ10を介して主スイッチング回路
11の入力端に接続されている。主スイッチング回路11の
出力側には、負荷に並列にコンデンサ12が接続されてい
る。電流検出器７は、コンバータ入力電流Ｉfbを検出
し、その検出値は第５図のPWMコンバータの制御システ
ムに入力される。
第５図の制御ブロック線図において、電圧増幅器１
は、直流電圧指令ＶCOMに対する実際の直流電圧Ｖdcの
偏差ΔＶ入力して電流指令振幅Ｉ*を生成する。U,V,W各
相の正弦波発生器2U、2V、2Wはそれぞれ電源相電圧
ＶmU,VmV,VmWを入力し、電源相電圧ＶmU,VmV,VmWに同期
した単位正弦波sinU,sinV,sinWを発生する。乗算器３は
これらの単位正弦波sinU,sinV,sinWと電流指令振幅Ｉ*
とを乗算し、U,V,W各相の入力電流指令ＩrefU,IrefV,I
refWを生成する。入力電流指令は３相であるが動作は各
相共同じであるので、以下、任意の１相のみについて説
明する。また、Ｕ相,V相,W相を識別する必要がない場合
には、これらの相を表わす添字を省略する。電流増幅器
４は、入力電流指令Ｉrefと電流検出器７によって検出
されるコンバータ入力電流Ｉfbとの偏差ΔＩを入力して
コンバータ入力電圧指令Ｖrefを生成する。PWM変換回路
５はコンバータ入力電圧指令（以下、電圧指令と記す）
ＶrefをPWMキャリア信号ｅTと比較してPWM信号ＳPWMを
生成する。PWMコンバータ６の主スイッチング回路11
は、PWM信号によってスイッチングされ、直流電圧Ｖdc
がパルス幅変調されたコンバータ入力電圧ＶCを生成す
る。
は、直流電圧指令ＶCOMに対する実際の直流電圧Ｖdcの
偏差ΔＶ入力して電流指令振幅Ｉ*を生成する。U,V,W各
相の正弦波発生器2U、2V、2Wはそれぞれ電源相電圧
ＶmU,VmV,VmWを入力し、電源相電圧ＶmU,VmV,VmWに同期
した単位正弦波sinU,sinV,sinWを発生する。乗算器３は
これらの単位正弦波sinU,sinV,sinWと電流指令振幅Ｉ*
とを乗算し、U,V,W各相の入力電流指令ＩrefU,IrefV,I
refWを生成する。入力電流指令は３相であるが動作は各
相共同じであるので、以下、任意の１相のみについて説
明する。また、Ｕ相,V相,W相を識別する必要がない場合
には、これらの相を表わす添字を省略する。電流増幅器
４は、入力電流指令Ｉrefと電流検出器７によって検出
されるコンバータ入力電流Ｉfbとの偏差ΔＩを入力して
コンバータ入力電圧指令Ｖrefを生成する。PWM変換回路
５はコンバータ入力電圧指令（以下、電圧指令と記す）
ＶrefをPWMキャリア信号ｅTと比較してPWM信号ＳPWMを
生成する。PWMコンバータ６の主スイッチング回路11
は、PWM信号によってスイッチングされ、直流電圧Ｖdc
がパルス幅変調されたコンバータ入力電圧ＶCを生成す
る。
このコンバータ入力電圧ＶCと電源相電圧Ｖmとの差分
ＶLは、第４図の交流リアクトル（以下、リアクトルと
記す）10に印加され、コンバータ入力電流Ｉfbが流れ
る。ＩfbU,IfbV,IfbWの３相分の有効電流を直流換算し
たものがＩdcとして第４図に示されている。
ＶLは、第４図の交流リアクトル（以下、リアクトルと
記す）10に印加され、コンバータ入力電流Ｉfbが流れ
る。ＩfbU,IfbV,IfbWの３相分の有効電流を直流換算し
たものがＩdcとして第４図に示されている。
ここで負荷電流ＩLの極性により次の２つのモードに
分けられる。
分けられる。
（ｉ） ＩL＞0:順変換時 コンデンサ12は放電し、直流電圧Ｖdcは減少の方向に
向かう。このとき、電流電圧指令ＶCOMと直流電圧Ｖdc
との偏差ΔＶ＞０となり、電流指令振幅Ｉ*＞０となる
ので交流入力電流指令（以下、電流指令と記す）Ｉref
は相電圧Ｖmと同相の信号となり、コンバータ入力電流
Ｉfbは入力相電圧Ｖmと同相に制御され、第６図（ａ）
に示すように力率１の順変換動作となる。
向かう。このとき、電流電圧指令ＶCOMと直流電圧Ｖdc
との偏差ΔＶ＞０となり、電流指令振幅Ｉ*＞０となる
ので交流入力電流指令（以下、電流指令と記す）Ｉref
は相電圧Ｖmと同相の信号となり、コンバータ入力電流
Ｉfbは入力相電圧Ｖmと同相に制御され、第６図（ａ）
に示すように力率１の順変換動作となる。
（ii） ＩL＜0:逆変換時 コンデンサ12は充電され、直流電圧Ｖdcは増加の方向
に向かう。このとき、直流電圧指令ＶCOMと直流電圧Ｖ
dcとの偏差ΔＶ＜０となり、電流指令振幅Ｉ*＜０とな
るので電流指令Ｉrefは相電圧Ｖmと逆相の信号となり、
コンバータ入力電流Ｉfbは相電圧Ｖmと逆相に制御され
る。その結果、第６図（ｂ）に示すように力率１の逆変
換動作となる。
に向かう。このとき、直流電圧指令ＶCOMと直流電圧Ｖ
dcとの偏差ΔＶ＜０となり、電流指令振幅Ｉ*＜０とな
るので電流指令Ｉrefは相電圧Ｖmと逆相の信号となり、
コンバータ入力電流Ｉfbは相電圧Ｖmと逆相に制御され
る。その結果、第６図（ｂ）に示すように力率１の逆変
換動作となる。
PWMコンバータは前記の動作を行うので、コンバータ
入力電流を制御することにより負荷状態に応じて順逆電
力変換を行い、かつ、直流電圧を一定に制御することが
可能である。
入力電流を制御することにより負荷状態に応じて順逆電
力変換を行い、かつ、直流電圧を一定に制御することが
可能である。
次にコンバータ入力電圧ＶCが電圧指令Ｖrefに対応し
てパルス幅変調されて生成される過程を説明する。
てパルス幅変調されて生成される過程を説明する。
第７図は、コンバータ入力電圧が電圧指令に対応して
パルス幅変調されて生成される過程を示す図である。
パルス幅変調されて生成される過程を示す図である。
いま、第７図（ａ）に示すように、振幅ＶTの三角波
キャリアｅTにより振幅Ｖrの正弦波の電圧指令Ｖrefを
パルス幅変調する。このとき、１相分のPWM信号は第７
図（ｂ）のようになり、このPWM信号がハイレベルＨの
ときには直流出力の正電位側のスイッチング素子がオン
となり、ロウレベルＬのときには直流出力の負電位側の
スイッチング素子がオンとなる。その結果、第４図に示
すＮ直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C
▼は第７図（ｃ）に示す波高値Ｖdc/2のパルス波形とな
る。このとき、パルス幅変調による高周波成分を除去し
た（復調した）、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入
力電圧▲ＶN C▼を第７図（ｄ）に示し、その振幅▲ＶN f
▼を次式に示す。
キャリアｅTにより振幅Ｖrの正弦波の電圧指令Ｖrefを
パルス幅変調する。このとき、１相分のPWM信号は第７
図（ｂ）のようになり、このPWM信号がハイレベルＨの
ときには直流出力の正電位側のスイッチング素子がオン
となり、ロウレベルＬのときには直流出力の負電位側の
スイッチング素子がオンとなる。その結果、第４図に示
すＮ直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C
▼は第７図（ｃ）に示す波高値Ｖdc/2のパルス波形とな
る。このとき、パルス幅変調による高周波成分を除去し
た（復調した）、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入
力電圧▲ＶN C▼を第７図（ｄ）に示し、その振幅▲ＶN f
▼を次式に示す。
式（４）のＫMを変調率と呼び、三角波キャリア振幅
（以下、キャリア振幅と記す）ＶTと電圧指令Ｖrefの振
幅Ｖrの比として定義される。
（以下、キャリア振幅と記す）ＶTと電圧指令Ｖrefの振
幅Ｖrの比として定義される。
いま、電圧指令Ｖrefが単純な正弦波でなくさまざま
な高調波成分を含むひずみ波であったとしても、電圧指
令Ｖrefの振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえない場合に
は電圧指令Ｖrefの全ての周波数成分がパルス幅変調さ
れて直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C
▼を生成する。
な高調波成分を含むひずみ波であったとしても、電圧指
令Ｖrefの振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえない場合に
は電圧指令Ｖrefの全ての周波数成分がパルス幅変調さ
れて直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C
▼を生成する。
第７図（ａ）に示されているように、電圧指令Ｖref
の振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえておらず、かつ高調
波成分を含まない正弦波波形である場合は直流側中性点
Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C▼の、パルス幅変
調による高周波成分を除去した波形も正弦波波形とな
る。このように、電圧指令Ｖrefが高調波成分を含まな
い正弦波波形のとき、変調率ＫMが１をこえていない限
り、電圧指令Ｖrefの振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえ
ることはないので、直流側中性点Ｎからみたコンバータ
入力電圧▲ＶN C▼の、パルス幅変調による高周波成分を
除去した波形は第７図（ｄ）に示されているような正弦
波波形となる。
の振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえておらず、かつ高調
波成分を含まない正弦波波形である場合は直流側中性点
Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C▼の、パルス幅変
調による高周波成分を除去した波形も正弦波波形とな
る。このように、電圧指令Ｖrefが高調波成分を含まな
い正弦波波形のとき、変調率ＫMが１をこえていない限
り、電圧指令Ｖrefの振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえ
ることはないので、直流側中性点Ｎからみたコンバータ
入力電圧▲ＶN C▼の、パルス幅変調による高周波成分を
除去した波形は第７図（ｄ）に示されているような正弦
波波形となる。
この直流側中性点ＮからみたU,V,W各相のコンバータ
入力電圧▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼を用いて交
流側中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUは次
式で表される。
入力電圧▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼を用いて交
流側中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUは次
式で表される。
式（５）において、▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼
の高周波成分を除去した波形は120度ずつ位相がずれた
３相正弦波であるため、これらの総和は常に０となり、
その結果、高調波成分を除去した場合には、式（５）の
ＶCUは次のようになる。
の高周波成分を除去した波形は120度ずつ位相がずれた
３相正弦波であるため、これらの総和は常に０となり、
その結果、高調波成分を除去した場合には、式（５）の
ＶCUは次のようになる。
このように、正弦波で与えられているコンバータ電圧
指令Ｖrefの振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえないと
き、すなわち変調率ＫM１となっている限り、直流側
中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C▼のパルス
幅変調による高周波成分を除去した波形は正弦波とな
り、式（６）より交流側中性点Ｏからみたコンバータ入
力電圧ＶCの、パルス幅変調による高周波成分を除去し
た波形も正弦波となり、かつ、▲ＶN CU▼の高周波成分
を除去した波形と同相で、振幅も等しくなる（第７図
（ｅ）参照）。
指令Ｖrefの振幅Ｖrがキャリア振幅ＶTをこえないと
き、すなわち変調率ＫM１となっている限り、直流側
中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN C▼のパルス
幅変調による高周波成分を除去した波形は正弦波とな
り、式（６）より交流側中性点Ｏからみたコンバータ入
力電圧ＶCの、パルス幅変調による高周波成分を除去し
た波形も正弦波となり、かつ、▲ＶN CU▼の高周波成分
を除去した波形と同相で、振幅も等しくなる（第７図
（ｅ）参照）。
PWMコンバータが正常に動作するには第６図（ａ），
（ｂ）からわかるように交流側中性点Ｏからみたコンバ
ータ入力電圧ＶCの基本波振幅は常に相電圧Ｖmの基本波
振幅より大きくならなければならない。このことは次式
で表わされる。
（ｂ）からわかるように交流側中性点Ｏからみたコンバ
ータ入力電圧ＶCの基本波振幅は常に相電圧Ｖmの基本波
振幅より大きくならなければならない。このことは次式
で表わされる。
|Vc｜≧|Vm｜ ……（７） 式（７）において等号が成り立つのはコンバータ入力電
流Ｉfbが０のときである。いま、相電圧Ｖmの基本波振
幅をＶmOとし、式（３）を用いて式（７）を変形すると
次式を得る。
流Ｉfbが０のときである。いま、相電圧Ｖmの基本波振
幅をＶmOとし、式（３）を用いて式（７）を変形すると
次式を得る。
さらに変形すると次式を得る。
Ｖdc≧２・ＶmO/KM ……（９） 変調率ＫMが、パルス幅変調が正常に行われる最大値１
をとると、式（９）は次のようになる。
をとると、式（９）は次のようになる。
Ｖdc≧２・ＶmO ……（10） したがって、このときの直流電圧Ｖdcの最小値は２・Ｖ
mOとなり、これより小さなＶdcではPWMコンバータの制
御動作が成立しない。
mOとなり、これより小さなＶdcではPWMコンバータの制
御動作が成立しない。
いま、ダイオード整流時の直流電圧Ｖdcについて考え
る。第８図はダイオード整流回路の回路図である。この
回路は容量性負荷回路のため、直流電圧は無負荷時に最
大となり、電源線間電圧振幅ＶU-VO以上にはならない。
すなわちＶdc≦ＶU-VOになる。電源線間電圧振幅ＶU-VO
は相電圧振幅ＶmOと次の関係がある。
る。第８図はダイオード整流回路の回路図である。この
回路は容量性負荷回路のため、直流電圧は無負荷時に最
大となり、電源線間電圧振幅ＶU-VO以上にはならない。
すなわちＶdc≦ＶU-VOになる。電源線間電圧振幅ＶU-VO
は相電圧振幅ＶmOと次の関係がある。
したがって、ダイオード整流の場合は相電圧振幅ＶmOと
直流電圧Ｖdcとの間につぎの関係がある。
直流電圧Ｖdcとの間につぎの関係がある。
式（10）と式（12）を比較するとPWMコンバータによっ
て制御できる直流最小電圧は2VmOはであるため、ダイオ
ード整流電圧より高く となる。
て制御できる直流最小電圧は2VmOはであるため、ダイオ
ード整流電圧より高く となる。
ここで、PWMコンバータの実用上の問題を考える。一
般的に200V級（線間電圧実効値）のインバータの電力半
導体素子の電圧耐量は450V程度であり、電源電圧変動許
容範囲は170〜250V程度となっているのが普通である。
般的に200V級（線間電圧実効値）のインバータの電力半
導体素子の電圧耐量は450V程度であり、電源電圧変動許
容範囲は170〜250V程度となっているのが普通である。
通常のインバータのように、ダイオード整流もしくは
それに類した方法により直流電圧を発生させている場合
には直流電圧Ｖdcの最大値は、電源線間電圧振幅ＶU-VO
の量大値を250Vとして、式（11），（12）から次のよう
に得られる。
それに類した方法により直流電圧を発生させている場合
には直流電圧Ｖdcの最大値は、電源線間電圧振幅ＶU-VO
の量大値を250Vとして、式（11），（12）から次のよう
に得られる。
このように、直流電圧最大値が354Vであるので、電力半
導体素子の電圧耐量450Vに比べ100V程度の余裕があり、
スイッチング時のサージ電圧やインバータ回生時の直流
電圧上昇に対して十分余裕がある。
導体素子の電圧耐量450Vに比べ100V程度の余裕があり、
スイッチング時のサージ電圧やインバータ回生時の直流
電圧上昇に対して十分余裕がある。
次に、ダイオード整流のかわりにPWMコンバータを用
いてインバータに直流電圧を供給する場合の実用上の問
題を考える。インバータの半導体素子の電圧耐量はダイ
オード整流時と同じ450V、電源電圧変動許容範囲170〜2
50Vとする。このとき直流電圧Ｖdcの最小値Ｖdcminは、
電源線間電圧振幅ＶU-VOの最大値250Vとして式（10），
（11）より次のように得られる。
いてインバータに直流電圧を供給する場合の実用上の問
題を考える。インバータの半導体素子の電圧耐量はダイ
オード整流時と同じ450V、電源電圧変動許容範囲170〜2
50Vとする。このとき直流電圧Ｖdcの最小値Ｖdcminは、
電源線間電圧振幅ＶU-VOの最大値250Vとして式（10），
（11）より次のように得られる。
直流電圧の最小値が408Vであるので、電力半導体素子の
電圧耐量450Vに比べ40V程度しか余裕がなく、スイッチ
ング時のサージ電圧やインバータ回生時の直流電圧の過
渡上昇に対して余裕が少なく素子破壊の危険性がある。
電圧耐量450Vに比べ40V程度しか余裕がなく、スイッチ
ング時のサージ電圧やインバータ回生時の直流電圧の過
渡上昇に対して余裕が少なく素子破壊の危険性がある。
また、PWMコンバータ自身も、インバータと同じ電力
半導体素子を使用することが多いので、素子破壊の危険
にさらされることになる。
半導体素子を使用することが多いので、素子破壊の危険
にさらされることになる。
以上説明したように変調率ＫMが１をこえない場合はP
WMコンバータの直流電圧最小値はダイオード整流電圧の
1.15倍以下には下がらない。
WMコンバータの直流電圧最小値はダイオード整流電圧の
1.15倍以下には下がらない。
PWMコンバータの直流電圧最小値をダイオード整流電
圧程度にまで下げるための一つの手段として、変調率Ｋ
Mを１より大きくするということがある。
圧程度にまで下げるための一つの手段として、変調率Ｋ
Mを１より大きくするということがある。
第９図は変調率ＫMを１より大きくした場合の、コン
バータ入力電圧の生成過程の説明図である。
バータ入力電圧の生成過程の説明図である。
いま極端な例として、変調率ＫMを無限大とする。PWM
キャリアと各電圧指令Ｖrefの関係は、第９図（ａ）に
示されているようになる。このとき主スイッチング素子
をスイッチングするPWM信号は第９図（ｂ）のようにな
る。実際はキャリア周波数が電圧指令Ｖrefの周波数よ
り十分高いので実際のPWM信号は、電圧指令Ｖrefと基線
との交差点の間隔とロウレベルＬの期問がほぼ等しい方
形波となる。
キャリアと各電圧指令Ｖrefの関係は、第９図（ａ）に
示されているようになる。このとき主スイッチング素子
をスイッチングするPWM信号は第９図（ｂ）のようにな
る。実際はキャリア周波数が電圧指令Ｖrefの周波数よ
り十分高いので実際のPWM信号は、電圧指令Ｖrefと基線
との交差点の間隔とロウレベルＬの期問がほぼ等しい方
形波となる。
このとき直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧
▲ＶN C▼は第９図（ｃ）のようになる。
▲ＶN C▼は第９図（ｃ）のようになる。
直流側中性点からみたU,V,Wの各相のコンバータ入力
電圧▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼がそれぞれ120度
ずつ位相がずれた方形波とすると、式（５）より交流側
中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUは第９図
（ｄ）のようになり、この波形をフーリエ展開すると、
交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧ＶCUの基本
波振幅は2/π Vdcとなる。
電圧▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼がそれぞれ120度
ずつ位相がずれた方形波とすると、式（５）より交流側
中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUは第９図
（ｄ）のようになり、この波形をフーリエ展開すると、
交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧ＶCUの基本
波振幅は2/π Vdcとなる。
式（７）より、この場合の交流側中性点Ｏからみたコ
ンバータ入力電圧基本波振幅|Vc｜と相電圧振幅ＶmOと
の関係は次式で表わされる。
ンバータ入力電圧基本波振幅|Vc｜と相電圧振幅ＶmOと
の関係は次式で表わされる。
式（15）を変形すると次式になる。
式（16）と式（12）を比較すると、変調率ＫMを無限大
にした場合にはPWMコンバータにおける直流電圧Ｖdcの
下限値は1.57VmOとなり、ダイオード整流電圧1.73VmOよ
りも下げることができることがわかる。
にした場合にはPWMコンバータにおける直流電圧Ｖdcの
下限値は1.57VmOとなり、ダイオード整流電圧1.73VmOよ
りも下げることができることがわかる。
実用的には変調率を前述のように極端に無限大まで大
きくしてＶdcを1.57VmOまで下げる必要はなく、１より
ある程度大きくすれば、PWMコンバータの直流電圧最小
値は、ダイオード整流電圧 程度には下げることができる。
きくしてＶdcを1.57VmOまで下げる必要はなく、１より
ある程度大きくすれば、PWMコンバータの直流電圧最小
値は、ダイオード整流電圧 程度には下げることができる。
しかし、変調率ＫMを１より大きくした場合には以下
に示す問題点がある。
に示す問題点がある。
第10図は変調率を１より大きくした場合の、コンバー
タ入力電圧、コンバータ入力電流の波形ひずみを示す図
である。
タ入力電圧、コンバータ入力電流の波形ひずみを示す図
である。
いま、第10図（ａ）に示すように変調率ＫMが１より
若干大きいためパルス幅変調が正常に行われない期間が
生じ、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲Ｖ
N CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼のパルス幅変調による高
周波成分を除去した波形がピーク部分の60度の範囲だけ となっているひずみ波形の場合を考える。このとき、各
相の直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN
CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼のパルス幅変調による高周
波成分を除去した波形の和を第10図（ｂ）に示す。第10
図（ａ），（ｂ）、および式（５）より交流側中性点Ｏ
からみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUのパルス幅変調に
よる高周波成分を除去した波形を第10図（ｃ）の実線に
示す。第10図（ｃ）の点線は直流側中性点からみたＵ相
コンバータ入力電圧ＶCUのパルス幅変調による高周波成
分を除去した波形である。
若干大きいためパルス幅変調が正常に行われない期間が
生じ、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲Ｖ
N CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼のパルス幅変調による高
周波成分を除去した波形がピーク部分の60度の範囲だけ となっているひずみ波形の場合を考える。このとき、各
相の直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲ＶN
CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼のパルス幅変調による高周
波成分を除去した波形の和を第10図（ｂ）に示す。第10
図（ａ），（ｂ）、および式（５）より交流側中性点Ｏ
からみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUのパルス幅変調に
よる高周波成分を除去した波形を第10図（ｃ）の実線に
示す。第10図（ｃ）の点線は直流側中性点からみたＵ相
コンバータ入力電圧ＶCUのパルス幅変調による高周波成
分を除去した波形である。
ここで無負荷時、すなわち第６図においてコンバータ
入力電流Ｉfb≒０の場合を考えると、入力リアクトル電
圧ＶL≒０となり、電源相電圧Ｖmと交流側中性点Ｏから
みたコンバータ入力電圧ＶCの基本波との位相差θ≒０
となる。
入力電流Ｉfb≒０の場合を考えると、入力リアクトル電
圧ＶL≒０となり、電源相電圧Ｖmと交流側中性点Ｏから
みたコンバータ入力電圧ＶCの基本波との位相差θ≒０
となる。
このときの交流側中性点ＯからみたＵ相コンバータ入
力電圧ＶCUのパルス幅変調による高周波成分を除去した
波形と電源相電圧ＶmUの関係を第10図（ｄ）に示す。
力電圧ＶCUのパルス幅変調による高周波成分を除去した
波形と電源相電圧ＶmUの関係を第10図（ｄ）に示す。
第６図より、Ｕ相電源相電圧ＶmUと交流側中性点Ｏか
らみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUとリアクトル電圧Ｖ
LUの関係を次式に示す。
らみたＵ相コンバータ入力電圧ＶCUとリアクトル電圧Ｖ
LUの関係を次式に示す。
ＶLU＝ＶCU−ＶmU ……（17） 式（17）および第10図（ｄ）よりＵ相リアクトル電圧Ｖ
LUの高周波成分を除去した波形は第10図（ｅ）のように
なる。コンバータ入力電流（リアクトル電流）Ｉfbとリ
アクトル電圧ＶLとの関係は次式のようになる。
LUの高周波成分を除去した波形は第10図（ｅ）のように
なる。コンバータ入力電流（リアクトル電流）Ｉfbとリ
アクトル電圧ＶLとの関係は次式のようになる。
（L:リアクトルのインダクタンス） 式（18）より、無負荷時のＵ相コンバータ入力電流Ｉ
fbUは第10図（ｆ）のようになる。この電流は第10図
（ａ）に示されている直流側中性点Ｎからみた、高周波
成分を除去したコンバータ入力電圧ＶCがひずんでいる
ことが原因で生ずるリップル電流である。負荷時のＵ相
コンバータ入力電流ＩfbUの波形を第10図（ｇ）の実線
に示す。この波形は、直流側中性点ＮからみたＵ相コン
バータ入力電圧▲ＶN CU▼が正弦波ならば、第10図
（ｇ）の点線に示されているように、Ｕ相相電圧ＶmUと
同相の正弦波であるが、第10図（ａ）に示されているよ
うに高周波成分を除去した、直流側中性点Ｎからみたコ
ンバータ入力電圧▲ＶN C▼がひずんでいるので、第10図
（ｇ）の実線に示されているようにひずんだ波形とな
る。
fbUは第10図（ｆ）のようになる。この電流は第10図
（ａ）に示されている直流側中性点Ｎからみた、高周波
成分を除去したコンバータ入力電圧ＶCがひずんでいる
ことが原因で生ずるリップル電流である。負荷時のＵ相
コンバータ入力電流ＩfbUの波形を第10図（ｇ）の実線
に示す。この波形は、直流側中性点ＮからみたＵ相コン
バータ入力電圧▲ＶN CU▼が正弦波ならば、第10図
（ｇ）の点線に示されているように、Ｕ相相電圧ＶmUと
同相の正弦波であるが、第10図（ａ）に示されているよ
うに高周波成分を除去した、直流側中性点Ｎからみたコ
ンバータ入力電圧▲ＶN C▼がひずんでいるので、第10図
（ｇ）の実線に示されているようにひずんだ波形とな
る。
この電流のひずみは力率の低下や高調波電流の増大な
どの問題をひきおこすので好ましくない。
どの問題をひきおこすので好ましくない。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、PW
Mコンバータ入力電流をひずませることなしにPWMコンバ
ータの直流電圧をダイオード整流時程度に下げることを
目的とする。
Mコンバータ入力電流をひずませることなしにPWMコンバ
ータの直流電圧をダイオード整流時程度に下げることを
目的とする。
本発明のPWMコンバータの制御方法は、 交流側に交流リアクトルを介して３相交流電源が接続
され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続され、
直流側に生成された直流電圧の設定された直流電圧指令
値に対する偏差に対応して交流入力電流指令を生成し、
PWMコンバータ入力電流の検出値の、前記交流入力電流
指令の値に対する偏差に対応してPWMコンバータ電圧指
令を生成し、主スイッチング回路の開閉を制御するPWM
コンバータの制御方法であって、 PWMコンバータ電圧指令の周波数の３倍の周波数をも
つ補償信号を、PWMコンバータ各相の電圧指令に重畳し
て得られる信号を新たなPWMコンバータ電圧指令とし、
変調率が１以上のPWM信号を生成して前記主スイッチン
グ回路の動作を制御する。
され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続され、
直流側に生成された直流電圧の設定された直流電圧指令
値に対する偏差に対応して交流入力電流指令を生成し、
PWMコンバータ入力電流の検出値の、前記交流入力電流
指令の値に対する偏差に対応してPWMコンバータ電圧指
令を生成し、主スイッチング回路の開閉を制御するPWM
コンバータの制御方法であって、 PWMコンバータ電圧指令の周波数の３倍の周波数をも
つ補償信号を、PWMコンバータ各相の電圧指令に重畳し
て得られる信号を新たなPWMコンバータ電圧指令とし、
変調率が１以上のPWM信号を生成して前記主スイッチン
グ回路の動作を制御する。
本発明の原理を第３図を用いて説明する。
変調率が１より大きい場合には、PWMコンバータ電圧
指令Ｖrefの振幅Ｖrは、PWMキャリアｅTの振幅ＶTより
も大きい。したがって、PWMコンバータ電圧指令Ｖrefの
大きさがPWMキャリアの振幅ＶTよりも大きい期間Δｔに
は、PWMコンバータ電圧指令Ｖrefの大きさに対応するPW
M信号が出力されず、ハイレベルまたはロウレベルの一
定値の信号が生成される。すなわち、第３図（ａ）の太
い線で画かれた信号ｅPWMに対応するPWM信号が出力され
る。したがって、そのようなPWM信号を復調しても、PWM
コンバータ電圧指令Ｖrefと同様な正弦波信号にならな
い。その結果、変調率が１より大きい場合には、PWMコ
ンバータ入力電圧の高周波成分を除去した（復調した）
波形は正弦波にならない。
指令Ｖrefの振幅Ｖrは、PWMキャリアｅTの振幅ＶTより
も大きい。したがって、PWMコンバータ電圧指令Ｖrefの
大きさがPWMキャリアの振幅ＶTよりも大きい期間Δｔに
は、PWMコンバータ電圧指令Ｖrefの大きさに対応するPW
M信号が出力されず、ハイレベルまたはロウレベルの一
定値の信号が生成される。すなわち、第３図（ａ）の太
い線で画かれた信号ｅPWMに対応するPWM信号が出力され
る。したがって、そのようなPWM信号を復調しても、PWM
コンバータ電圧指令Ｖrefと同様な正弦波信号にならな
い。その結果、変調率が１より大きい場合には、PWMコ
ンバータ入力電圧の高周波成分を除去した（復調した）
波形は正弦波にならない。
ここで第３図（ｂ）に示すように、U,V,W各相の電圧
指令ＶrefU,VrefV,VrefWに、その３倍の周波数の信号Ｖ
3fを重畳することを考える。Ｖ3fは各電圧指令ＶrefU,V
refV,VrefWに対して全て第３図（ｂ）に示すような位相
関係にある。ここで とすると▲ＶA ref▼は第３図（ｄ）に示す波形となり、
▲ＶA ref▼の振幅▲ＶA r▼はＶrefの振幅Ｖrより下げる
ことができる。キャリア振幅 とすると、第３図（ａ）のｅPWMのようにハイまたはロ
ウレベルが一定期間続くようなことはおこらず、第３図
（ｄ）の▲ＶA ref▼が正常にPWM変換されることにな
り、交流側中性点Ｏからみた相電圧ＶCU,VCV,VCWにおい
ては３倍調波成分は全て相殺されるため、変調率Ｖr/VT
＞１とすることができ、入力電流波形をひずませること
なく、コンバータ入力電圧を上昇させることが可能とな
り、直流電圧の制御下限値を従来のものより下げること
ができる。
指令ＶrefU,VrefV,VrefWに、その３倍の周波数の信号Ｖ
3fを重畳することを考える。Ｖ3fは各電圧指令ＶrefU,V
refV,VrefWに対して全て第３図（ｂ）に示すような位相
関係にある。ここで とすると▲ＶA ref▼は第３図（ｄ）に示す波形となり、
▲ＶA ref▼の振幅▲ＶA r▼はＶrefの振幅Ｖrより下げる
ことができる。キャリア振幅 とすると、第３図（ａ）のｅPWMのようにハイまたはロ
ウレベルが一定期間続くようなことはおこらず、第３図
（ｄ）の▲ＶA ref▼が正常にPWM変換されることにな
り、交流側中性点Ｏからみた相電圧ＶCU,VCV,VCWにおい
ては３倍調波成分は全て相殺されるため、変調率Ｖr/VT
＞１とすることができ、入力電流波形をひずませること
なく、コンバータ入力電圧を上昇させることが可能とな
り、直流電圧の制御下限値を従来のものより下げること
ができる。
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明のPWMコンバータの制御方法を示すブ
ロック線図である。
ロック線図である。
電圧増幅器１は直流電圧指令値ＶCOMと実際の直流電
圧Ｖdcの偏差ΔＶを入力し、電流指令振幅Ｉ*を生成す
る。電源相電圧Ｖmが正弦波発生器２（サインテーブ
ル）に入力され、この正弦波発生器２は、U,V,W各相の
相電圧ＶmU,VmV,VmWに同期した単位正弦波sinU,sinV,si
nWを発生する。乗算器３はこれらの単位正弦波sinU,sin
V,sinWと電流指令振幅Ｉ*とを乗算し、電流指令ＩrefU,
IrefV,IrefWを生成する。電流指令は３相であるが、動
作は各相とも同様であるので、任意の相について説明す
る。以下、U,V,W相を識別する必要がある場合を除き、
U,V,W相を表わす添字は省略する。電流増幅器４は、電
流指令Ｉrefとコンバータ入力電流の検出値との偏差Δ
Ｉを入力し、電圧指令Ｖrefを生成する。３倍調波発生
器16は電圧指令ＶrefU,VrefV,VrefWを入力し、電圧指令
ＶrefU,VrefV,VrefWの３倍の周波数の信号3f（以下、３
倍調波と記す。）を生成する。この３倍調波3fは各相の
電圧指令Ｖrefと加え合わされて新たな電圧指令▲ＶA
ref▼が生成される。PWM変換回路５はこの新たなコンバ
ータ電圧指令▲ＶA ref▼をPWMキャリアと比較してPWM信
号ＳPWMを発生させ、PWMコンバータ６の主スイッチング
回路を動作させて直流側中性点Ｎからみたコンバータ入
力電圧▲ＶN C▼を出力する。
圧Ｖdcの偏差ΔＶを入力し、電流指令振幅Ｉ*を生成す
る。電源相電圧Ｖmが正弦波発生器２（サインテーブ
ル）に入力され、この正弦波発生器２は、U,V,W各相の
相電圧ＶmU,VmV,VmWに同期した単位正弦波sinU,sinV,si
nWを発生する。乗算器３はこれらの単位正弦波sinU,sin
V,sinWと電流指令振幅Ｉ*とを乗算し、電流指令ＩrefU,
IrefV,IrefWを生成する。電流指令は３相であるが、動
作は各相とも同様であるので、任意の相について説明す
る。以下、U,V,W相を識別する必要がある場合を除き、
U,V,W相を表わす添字は省略する。電流増幅器４は、電
流指令Ｉrefとコンバータ入力電流の検出値との偏差Δ
Ｉを入力し、電圧指令Ｖrefを生成する。３倍調波発生
器16は電圧指令ＶrefU,VrefV,VrefWを入力し、電圧指令
ＶrefU,VrefV,VrefWの３倍の周波数の信号3f（以下、３
倍調波と記す。）を生成する。この３倍調波3fは各相の
電圧指令Ｖrefと加え合わされて新たな電圧指令▲ＶA
ref▼が生成される。PWM変換回路５はこの新たなコンバ
ータ電圧指令▲ＶA ref▼をPWMキャリアと比較してPWM信
号ＳPWMを発生させ、PWMコンバータ６の主スイッチング
回路を動作させて直流側中性点Ｎからみたコンバータ入
力電圧▲ＶN C▼を出力する。
ここで３倍調波発生器16は各相の電圧指令ＶrefU,V
refV,VrefWの周波数を３倍にし、かつその振幅を任意の
値にする機能をもつ。
refV,VrefWの周波数を３倍にし、かつその振幅を任意の
値にする機能をもつ。
第２図は第１図のブロック線図の動作を示すタイムチ
ャートである。
ャートである。
第２図（ａ）には電圧指令Ｖref、３倍調波3fおよび
新たなコンバータ入力電圧指令▲ＶA ref▼の関係が示さ
れている。第２図（ａ）の新たな電圧指令▲ＶA ref▼の
振幅▲ＶA r▼はもとの電圧指令Ｖrefの振幅Ｖrよりも小
さいことがわかる。３倍調波の振幅▲ＶA r▼を適当に選
ぶと、新たな電圧指令▲ＶA ref▼の振幅はもとの電圧指
令Ｖrefの振幅より下げることができる。
新たなコンバータ入力電圧指令▲ＶA ref▼の関係が示さ
れている。第２図（ａ）の新たな電圧指令▲ＶA ref▼の
振幅▲ＶA r▼はもとの電圧指令Ｖrefの振幅Ｖrよりも小
さいことがわかる。３倍調波の振幅▲ＶA r▼を適当に選
ぶと、新たな電圧指令▲ＶA ref▼の振幅はもとの電圧指
令Ｖrefの振幅より下げることができる。
第２図では３倍調波に正弦波信号を用いているが、三
角波でもほぼ同等の効果が得られる。
角波でもほぼ同等の効果が得られる。
ここで第２図（ｂ）は新たなコンバータ入力電圧指令
▲ＶA ref▼の振幅を▲ＶA r▼キャリア振幅をＶTとし、 とした場合のおのおのの波形を示す。また第２図（ｃ）
は第２図（ｂ）の場合の直流側中性点Ｎからみたコンバ
ータ入力電圧▲ＶN C▼のパルス幅変調による高周波成分
を除去した波形を示す。
▲ＶA ref▼の振幅を▲ＶA r▼キャリア振幅をＶTとし、 とした場合のおのおのの波形を示す。また第２図（ｃ）
は第２図（ｂ）の場合の直流側中性点Ｎからみたコンバ
ータ入力電圧▲ＶN C▼のパルス幅変調による高周波成分
を除去した波形を示す。
電圧指令振幅▲ＶA r▼がキャリア振幅ＶTをこえない
ので▲ＶA ref▼の全ての周波数成分が直流側中性点Ｎか
らみたコンバータ入力電圧▲ＶN C▼にパルス幅変調され
る。
ので▲ＶA ref▼の全ての周波数成分が直流側中性点Ｎか
らみたコンバータ入力電圧▲ＶN C▼にパルス幅変調され
る。
新たな電圧指令▲ＶA ref▼は、振幅Ｖr（＞ＶT）のも
との電圧指令Ｖrefの周波数成分と、振幅Ｖ3fの３倍調
波3fの周波数成分よりなり、この新たな電圧指令▲ＶA
ref▼の全ての周波数成分が直流側中性点Ｎからみたコ
ンバータ入力電圧▲ＶN C▼にパルス幅変調される。この
とき、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲Ｖ
N C▼中の、もとのコンバータ入力電圧指令Ｖrefによる
周波数成分の振幅は になり、３倍調波3fによる周波数成分の振幅は となる。このときの直流側中性点ＮからみたＵ相コンバ
ータ入力電圧▲ＶN CU▼を式で表わすと次のようにな
る。
との電圧指令Ｖrefの周波数成分と、振幅Ｖ3fの３倍調
波3fの周波数成分よりなり、この新たな電圧指令▲ＶA
ref▼の全ての周波数成分が直流側中性点Ｎからみたコ
ンバータ入力電圧▲ＶN C▼にパルス幅変調される。この
とき、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧▲Ｖ
N C▼中の、もとのコンバータ入力電圧指令Ｖrefによる
周波数成分の振幅は になり、３倍調波3fによる周波数成分の振幅は となる。このときの直流側中性点ＮからみたＵ相コンバ
ータ入力電圧▲ＶN CU▼を式で表わすと次のようにな
る。
Ｖ相,W相の直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電
圧▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼も同様に次式で表わされる。
圧▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼も同様に次式で表わされる。
ここで、式（５）よりパルス幅変調による高周波成分を
除去した、交流側中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力
電圧ＶCUは次のように表わされる。
除去した、交流側中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力
電圧ＶCUは次のように表わされる。
Ｖ相、Ｗ相の交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力
電圧ＶCV,VCWも同様にパルス幅変調による高周波成分を
無視すると次式のようになる。
電圧ＶCV,VCWも同様にパルス幅変調による高周波成分を
無視すると次式のようになる。
式（22）〜式（24）は次のことを表わしている。すな
わち交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧ＶCU,V
CV,VCWにおいては、直流側中性点Ｎからみたコンバータ
入力電圧▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼における３
倍調波成分はすべて相殺され、パルス幅変調による高周
波成分を除去すると、振幅 の基本波成分のみが残る。換言すれば、式（22）〜（2
4）は変調率 となってもパルス幅変調による高周波成分を除去したコ
ンバータ入力電圧ＶCU,VCV,VCWはひずみ波ではなく正弦
波であることを表している。このときの交流側中性点Ｏ
からみたコンバータ入力電圧ＶCU,VCV,VCWにおいてパル
ス幅変調による高周波成分を除去した波形を第２図
（ｄ）に示す。第２図（ｄ）は正弦波でありひずみ波で
はない。
わち交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧ＶCU,V
CV,VCWにおいては、直流側中性点Ｎからみたコンバータ
入力電圧▲ＶN CU▼，▲ＶN CV▼，▲ＶN CW▼における３
倍調波成分はすべて相殺され、パルス幅変調による高周
波成分を除去すると、振幅 の基本波成分のみが残る。換言すれば、式（22）〜（2
4）は変調率 となってもパルス幅変調による高周波成分を除去したコ
ンバータ入力電圧ＶCU,VCV,VCWはひずみ波ではなく正弦
波であることを表している。このときの交流側中性点Ｏ
からみたコンバータ入力電圧ＶCU,VCV,VCWにおいてパル
ス幅変調による高周波成分を除去した波形を第２図
（ｄ）に示す。第２図（ｄ）は正弦波でありひずみ波で
はない。
交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧ＶCU,
VCV,VCWのパルス幅変調による高周波成分を除去した波
形が正弦波となるので、コンバータ入力電流ＩfbU,
IfbV,IfbWも当然ひずみ波ではなく、正弦波となる。こ
のように３倍調波を電圧指令に重畳することにより、コ
ンバータ入力電流をひずませることなしに変調率ＫM＞
１にすることができる。
VCV,VCWのパルス幅変調による高周波成分を除去した波
形が正弦波となるので、コンバータ入力電流ＩfbU,
IfbV,IfbWも当然ひずみ波ではなく、正弦波となる。こ
のように３倍調波を電圧指令に重畳することにより、コ
ンバータ入力電流をひずませることなしに変調率ＫM＞
１にすることができる。
一般に３倍調波3fの振幅Ｖ3fを正弦波のコンバータ入
力電圧指令Ｖrefの振幅Ｖrの1/6にすれば、ひずみ波で
ある新たな電圧指令▲ＶA ref▼の振幅▲ＶA r▼は最小と
なり、 に等しくなることが知られている。したがって、Ｖ3f＝
Ｖr/6とし、かつ、前述のように とすると、式（22）〜（24）より、パルス幅変調による
高周波成分を無視した、交流側中性点Ｏからみたコンバ
ータ入力電圧の波高値ＶCOは、次式で表わされる。
力電圧指令Ｖrefの振幅Ｖrの1/6にすれば、ひずみ波で
ある新たな電圧指令▲ＶA ref▼の振幅▲ＶA r▼は最小と
なり、 に等しくなることが知られている。したがって、Ｖ3f＝
Ｖr/6とし、かつ、前述のように とすると、式（22）〜（24）より、パルス幅変調による
高周波成分を無視した、交流側中性点Ｏからみたコンバ
ータ入力電圧の波高値ＶCOは、次式で表わされる。
式（25）と式（７）からコンバータ直流電圧最小値は次
の不等式を満足する。
の不等式を満足する。
式（24）と式（12）を比べると、本実施例のPWMコン
バータの直流電圧下限値はダイオード整流の場合の直流
電圧最大値と等しいことがわかる。
バータの直流電圧下限値はダイオード整流の場合の直流
電圧最大値と等しいことがわかる。
実際には、パルス幅変調による高周波成分を無視した
コンバータ入力電圧振幅ＶCOは、コンバータのスイッチ
ング素子の上下短絡防止のすきま時間のため式（25）に
示す よりも低くなるので、直流電圧下限値は よりも若干高くなるが、IGBT等の高速スイッチング素子
を使えばすきま時間を短くできるためほぼ問題ない。
コンバータ入力電圧振幅ＶCOは、コンバータのスイッチ
ング素子の上下短絡防止のすきま時間のため式（25）に
示す よりも低くなるので、直流電圧下限値は よりも若干高くなるが、IGBT等の高速スイッチング素子
を使えばすきま時間を短くできるためほぼ問題ない。
以上に説明したように本発明は、コンバータ入力電圧
指令にその３倍の周波数の信号を重畳して新たなコンバ
ータ入力電圧指令とすることにより、入力電流のひずみ
を生じさせることなしにダイオード整流電圧程度までPW
Mコンバータの直流電圧を下げることができる効果があ
る。
指令にその３倍の周波数の信号を重畳して新たなコンバ
ータ入力電圧指令とすることにより、入力電流のひずみ
を生じさせることなしにダイオード整流電圧程度までPW
Mコンバータの直流電圧を下げることができる効果があ
る。
第１図は本発明のPWMコンバータの制御方法を示すブロ
ック線図、第２図は第１図のブロック線図の動作を示す
タイムチャート、第３図は本発明の原理の説明図、第４
図はPWMコンバータの接続を示す図、第５図はPWMコンバ
ータの制御方法の従来例を示すブロック線図、第６図は
PWMコンバータ制御時のベクトル図、第７図はコンバー
タ入力電圧が電圧指令に対応してパルス幅変調されて生
成される過程を示す図、第８図はダイオード整流回路
図、第９図は変調率を１より大きくした場合の、コンバ
ータ入力電圧の生成過程の説明図、第10図は変調率を１
より大きくした場合の、コンバータ入力電圧、コンバー
タ入力電流の波形ひずみを示す図である。 １……電圧増幅器、２……サインテーブル、３……乗算
器、４……電流増幅器、５……PWM変換回路、６……PWM
コンバータ、７……電流検出器、10……交流リアクタ、
11……主スイッチング回路、12……コンデンサ、16……
３倍調波発生器。
ック線図、第２図は第１図のブロック線図の動作を示す
タイムチャート、第３図は本発明の原理の説明図、第４
図はPWMコンバータの接続を示す図、第５図はPWMコンバ
ータの制御方法の従来例を示すブロック線図、第６図は
PWMコンバータ制御時のベクトル図、第７図はコンバー
タ入力電圧が電圧指令に対応してパルス幅変調されて生
成される過程を示す図、第８図はダイオード整流回路
図、第９図は変調率を１より大きくした場合の、コンバ
ータ入力電圧の生成過程の説明図、第10図は変調率を１
より大きくした場合の、コンバータ入力電圧、コンバー
タ入力電流の波形ひずみを示す図である。 １……電圧増幅器、２……サインテーブル、３……乗算
器、４……電流増幅器、５……PWM変換回路、６……PWM
コンバータ、７……電流検出器、10……交流リアクタ、
11……主スイッチング回路、12……コンデンサ、16……
３倍調波発生器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山川 孝之 福岡県北九州市小倉北区大手町12番１号 株式会社安川電機製作所小倉工場内 (56)参考文献 特開 平１−136568（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−77867（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/98
Claims (1)
- 【請求項１】交流側に交流リアクトルを介して３相交流
電源が接続され、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が
接続され、直流側に生成された直流電圧の設定された直
流電圧指令値に対する偏差に対応して交流入力電流指令
を生成し、PWMコンバータ入力電流の検出値の、前記交
流入力電流指令の値に対する偏差に対応してPWMコンバ
ータ電圧指令を生成し、主スイッチング回路の開閉を制
御するPWMコンバータの制御方法において、 前記PWMコンバータ電圧指令の周波数の３倍の周波数を
もつ補償信号を、前記PWMコンバータ各相の電圧指令に
重畳して得られる信号を新たなPWMコンバータ電圧指令
とし、変調率が１以上のPWM信号を生成して前記主スイ
ッチング回路の動作を制御することを特徴とするPWMコ
ンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26898789A JP2874215B2 (ja) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Ｐｗｍコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26898789A JP2874215B2 (ja) | 1989-10-18 | 1989-10-18 | Ｐｗｍコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03135374A JPH03135374A (ja) | 1991-06-10 |
| JP2874215B2 true JP2874215B2 (ja) | 1999-03-24 |
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ID=17466083
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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| JP6501266B2 (ja) * | 2016-01-05 | 2019-04-17 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
-
1989
- 1989-10-18 JP JP26898789A patent/JP2874215B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH03135374A (ja) | 1991-06-10 |
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