JPH03135374A - Ｐｗｍコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＷＭコンバータの制御方法に関する。

［従来の技術］ 第４図はＰＷＭコンバータの接続を示す図、第５図はＰ
ＷＭコンバータの制御方法の従来例を示すブロック線図
、第６図はＰＷＭコンバータ制御時のベクトル図である
。

第４図において、３相交流電源の各相電圧Ｖ！ＩＬＩ。

Ｖｍｖ＋■ｍｗは各相の交流リアクタ１０を介して主ス
イッチング回路１１の入方端に接続されている。

主スイッチング回路１１の出力側には、負荷に並列にコ
ンデンサ１２が接続されている。電流検出器７は、コン
バータ入力電流Ｉｆｂを検出し、その検出値は第５図の
ＰＷＭコンバータの制御システムに入力される。

第５図の制御ブロック線図において、電圧増幅器１は、
直流電圧指令ＶＣＯＭに対する実際の直流電圧Ｖｄｃの
偏差ΔＶを入力して電流指令振幅ｒ“を生成する。Ｕ、
Ｖ、Ｗ各相の正弦波発生器２Ｕ、２■、２Ｗはそれぞれ
電源相電圧Ｌｕ、　Ｖ＋ｅＶ、　Ｖ＋ａｗを入力し、電
源相電圧ＶａｌＪ＋　ｖｆｆｉＶ＋　ＬＷに同期した単
位正弦波ｓｉｎｇ、　ｓｉｎｇ、　５ｉｎＷを発生する
。乗算器３はこれらの単位正弦波ｓｉｎｇ、　ｓｉｎｇ
、　５ｉｎＷと電流指令振幅Ｉ“とを乗算し、Ｕ、Ｖ、
Ｗ各相の入力電流指令Ｉ　ｒ＊ｆＵ＋　ＬｅｆＶ＋　Ｌ
ｓｒｗを生成する。入力電流指令は３相であるが動作は
各相共同じであるので、以下、任意の１相のみについて
説明する。

また、Ｕ相、■相、Ｗ相を識別する必要がない場合には
、これらの相を表わす添字を省略する。電流増幅器４は
、入力電流指令Ｌ＊ｆと電流検出器７によって検出され
るコンバータ入力電流Ｉｒｂとの偏差ΔＩを入力してコ
ンバータ入力電圧指令Ｖｒａｆを生成する。ＰＷＭ変換
回路５はコンバータ入力電圧指令（以下、電圧指令と記
す）　Ｖ、、ｔをＰＷＭキャリア信号ｅＴと比較してＰ
ＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。ＰＷＭコンバータ６の主
スイッチング回路１１は、ＰＷＭ信号によってスイッチ
ングされ、直流電圧Ｖｄｃがパルス幅変調されたコンバ
ータ入力電圧ｖｃを生成する。

このコンバータ入力電圧■。と電源相電圧■。

との差分■、は、第４図の交流リアクトル（以下、リア
クトルと記す）　１０に印加され、コンバータ入力電流
Ｉ０が流れる。Ｉｒｂｕ、　Ｉｔｂｖ、　Ｉｆｂｗの３
相分の有効電流を直流換算したものがＩｄｃとして第４
図に示されている。

ここで負荷電流Ｉｔ、の極性により次の２つのモードに
分けられる。

（１）ＩＬ＞Ｏ：順変換時 コンデンサ１２は放電し、直流電圧ｖｄｅは減少の方向
に向かう。このとき、電流電圧指令■。ＯＭと直流電圧
ＶａＣとの偏差ΔＶ＞Ｏとなり、電流指令振幅■”〉０
となるので交流入力電流指令（以下、電流指令と記す）
■ｒ６ｆは相電圧■１と同相の信号となり、コンバータ
入力電流Ｉｆｂは入力相電圧Ｖ。

と同相に制御され、第６図（ａ）に示すように力率１の
順変換動作となる。

（ｉｉ）ｌＬ＜Ｏ：逆変換時 コンデンサ１２は充電され、直流電圧Ｖｄｅは増加の方
向に向かう。このとき、直流電圧指令ＶＣＯＭと直流電
圧Ｖｄｃとの偏差Δ■〈Ｏとなり、電流指令振幅Ｉ“く
ｏとなるので電流指令Ｌｏｔは相電圧■。

と逆相の信号となり、コンバータ入力電流Ｉｆｂは相電
圧ｖ１と逆相に制御される。その結果、第６図（ｂ）に
示すように力率１の逆変換動作となる。

ＰＷＭコンバータは前記の動作を行うので、コンバータ
入力電流を制御することにより負荷状態に応じて順逆電
力変換を行い、かつ、直流電圧を一定に制御することが
可能である。

次にコンバータ入力電圧ｖｃが電圧指令Ｖｒ＊ｔに対応
してパルス幅変調されて生成される過程を説明する。

第７図は、コンバータ入力電圧が電圧指令に対応してパ
ルス幅変調されて生成される過程を示す図である。

いま、第７図（ａ）に示すように、振幅７丁の三角波キ
ャリアｅｔにより振幅■１の正弦波の電圧指令ｖ、６．
をパルス幅変調する。このとき、１相分のＰＷＭ信号は
第７図（ｂ）のようになり、このＰＷＭ信号がハイレベ
ルＨのときには直流出力の正電位側のスイッチング素子
がオンとなり、ロウレベルＬのときには直流出力の負電
位側のスイッチング素子がオンとなる。その結果、第４
図に示す直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧■
：は第７図（Ｃ）に示す波高値Ｖｄｃ／２のパルス波形
となる。このとき、パルス幅変調による高周波成分を除
去した（復調した）、直流側中性点Ｎからみたコンバー
タ入力電圧■：を第７図（ｄ）に示し、その振幅ｖＮを
次式に示す。

■７＝にう・ｖｄｃ／２　　　　　・・・・（３）ＫＭ
＝Ｖ、／Ｖア　　　　　　・・・・（４）式（４）のＫ
Ｍを変調率と呼び、三角波キャリア振幅（以下、キャリ
ア振幅と記す）■１と電圧指令■１゜。

の振幅Ｖ、の比として定義される。

いま、電圧指令Ｖｒ＊ｔが単純な正弦波でなくさまざま
な高調波成分を含むひずみ波であったとしても、電圧指
令Ｖｒｅｆの振幅■、がキャリア振幅■アをこえない場
合には電圧指令ｖｒｓ　ｆの全ての周波数成分がパルス
幅変調されて直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電
圧■＝を生成する。

第７図（ａ）に示されているように、電圧指令Ｖｒ＊ｆ
の振幅ｖｒがキャリア振幅Ｖアをこえておらず、かつ高
調波成分を含まない正弦波波形である場合は直流側中性
点Ｎからみたコンバータ入力電圧Ｖ：の、パルス幅変調
による高周波成分を除去した波形も正弦波波形となる。

このように、電圧指令■１゜、が高調波成分を含まない
正弦波波形のとき、変調率にうが１をこえていない限り
、電圧指令Ｖｒｍｆの振幅■、がキャリア振幅Ｖ丁をこ
えることはないので、直流側中性点Ｎからみたコンバー
タ入力電圧■＝の、パルス幅変調による高周波成分を除
去した波形は第７図（ｄ）に示されているような正弦波
波形となる。

この直流側中性点ＮからみたＵ、Ｖ、Ｗ各相のコンバー
タ入力電圧峠ｕ、　Ｖ：ｖ＋　ｖｏｗを用いて交流側中
性点０からみたＵ相コンバータ入力電圧ＶＣｕは次式で
表される。

式（５）において、ｖ：ｕ、　Ｖｃｖ、　ｖｏｗの高周
波成分を除去した波形は１２０度ずつ位相がずれた３相
正弦波であるため、これらの総和は常に０となり、その
結果、高調波成分を除去した場合には、式（５）のＶｃ
ｖは次にようになる。

ＶｅＵ　＝■：、　　　　　　・・・・（６）このよう
に、正弦波で与えられているコンバータ電圧指令Ｖｒ＊
ｆの振幅■、がキャリア振幅■１をこえないとき、すな
わち変調率に工〈１となっている限り、直流側中性点Ｎ
からみたコンバータ入力電圧督のパルス幅変調による高
周波成分を除去した波形は正弦波となり、式（６）より
交流側中性点０からみたコンバータ入力電圧■。の、パ
ルス幅変調による高周波成分を除去した波形も正弦波と
なり、かつ、■２ｕの高周波成分を除去した波形と同相
で、振幅も等しくなる（第７図（ｅ）参照）。

〔発明が解決しようとする課題］ ＰＷＭコンバータが正常に動作するには第６図（ａ）、
（ｂ）かられかるように交流側中性点Ｏからみたコンバ
ータ入力電圧ｖｃの基本波振幅は常に相電圧■、の基本
波振幅より大きくならなければならない。このことは次
式で表わされる。

Ｖｃｌ≧ＩＶ、　　　　　・・・・（７）式（７）にお
いて等号が成り立つのはコンバータ入力電流１ｔｂがＯ
のときである。いま、相電圧■。

の基本波振幅を■イ。とじ、式（３）を用いて式（７）
を変形すると次式を得る。

さらに変形すると次式を得る。

ｖｄｅ≧２・■１゜／に、　　・・・・（９）変調率−
が、パルス幅変調が正常に行われる最大値１をとると、
式（９）は次のようになる。

Ｖａｃ≧２−Ｖ、Ｏ・・−（１０） したがって、このときの直流電圧Ｖｄｅの最小値は２・
ＶｍＱとなり、これより小さなＶｄｅではＰＷＭコンバ
ータの制御動作が成立しない。

いま、ダイオード整流時の直流電圧Ｖｄｃについて考え
る。第８図はダイオード整流回路の回路図である。この
回路は容量性負荷回路のため、直流電圧は無負荷時に最
大となり、電源線間電圧振幅Ｖｕ−ｖ。以上にはならな
い、すなわちＶｄｃ≦ＶＬＩ−Ｖ。

になる。電源線間電圧振幅■υ−ｖｏは相電圧振幅Ｖ＋
ａＯと次の関係がある。

Ｖｕ−ｖｏ　＝Ａ　Ｖ−ｏ＝１．７３　Ｖ−ｏ　　”・
（１１）したがって、ダイオード整流の場合は相電圧振
幅■、。と直流電圧ｖｄｃとの間につぎの関係がある。

Ｖｄｃ≦ＡＶ−ｏ＝　１．７３　Ｖ−ｏ　　　　・・・
・（１２）式（１０）と式（１２）を比較するとＰＷＭ
コンバータによって制御できる直流最小電圧は２Ｖ、。

はであるため、ダイオード整流電圧より高＜　２／Ａ＝
　１．１５倍となる。

ここで、ＰＷＭコンバータの実用上の問題を考える。−
船釣に２００Ｖ級（線間電圧実効値）のインバータの電
力半導体素子の電圧耐量は４５０ｖ程度であり、電源電
圧変動許容範囲は１７０〜２５０Ｖ程度となっているの
が普通である。

通常のインバータのように、ダイオード整流もしくはそ
れに類した方法により直流電圧を発生させている場合に
は直流電圧Ｖｄｃの最大値は、電源線間電圧振幅ＶＵ−
Ｖ。の最大値を２５０Ｖとして、式（１１）、　（１２
）から次のように得られる。

Ｖｄｃｍ□＝ＶＵ−Ｖ。Ｊ ＝１．４１４　Ｘ２５０　＝３５４ｍ　・−（１３）こ
のように、直流電圧最大値が３５４■であるので、電力
半導体素子の電圧耐量４５０ｖに比べ１００Ｖ程度の余
裕があり、スイッチング時のサージ電圧やインバータ回
生時の直流電圧上昇に対して十分余裕がある。

次に、ダイオード整流のかわりにＰＷＭコンバータを用
いてインバータに直流電圧を供給する場合の実用上の問
題を考える。インバータの半導体素子の電圧耐量はダイ
オード整流時と同じ４５０Ｖ、電源電圧変動許容範囲１
７０〜２５０Ｖとする。

このとき直流電圧■ｔｅの最小値Ｖｄｃｓｌｎは、電源
線間電圧振幅ＶＬＩ−Ｖ。の最大値２５０ｖとして式（
１０）。

（１１）より次のように得られる。

Ｖｄｃ＋５ｌｎ＝２　・−２５０！　　＝４０８（Ｖ）
　　・・−（１４）汀 直流電圧の最小値が４０８ｖであるので、電力半導体素
子の電圧耐量４５０■に比べ４０Ｖ程度しか余裕がなく
、スイッチング時のサージ電圧やインバータ回生時の直
流電圧の過渡上昇に対して余裕が少なく素子破壊の危険
性がある。

また、ＰＷＭコンバータ自身も、インバータと同じ電力
半導体素子を使用することが多いので、素子破壊の危険
にさらされることになる。

以上説明したように変調率ＫＭが１をこえない場合はＰ
ＷＭコンバータの直流電圧最小値はダイオード整流電圧
の１．１５倍以下には下がらない。

ＰＷＭコンバータの直流電圧最小値をダイオード整流電
圧程度にまで下げるための一つの手段として、変調率Ｋ
Ｍを１より大きくするということがある。

第９図は変調率に−を１より大きくした場合の、コンバ
ータ入力電圧の生成過程の説明図である。

いま極端な例として、変調率に鋪を無限大とする。ＰＷ
Ｍキャリアと各電圧指令Ｖｒｅｆの関係は、第９図（ａ
）に示されているようになる。このとき主スイッチング
素子をスイッチングするＰＷＭ信号は第９図（ｂ）のよ
うになる、実際はキャリア周波数が電圧指令Ｖｒ＊ｆの
周波数より十分高いので実際のＰＷＭ信号は、電圧指令
■１．．と基線との交差点の間隔とロウレベルＬの期間
がほぼ等しい方形波となる。

このとき直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧Ｖ
：は第９図（Ｃ）のようになる。

直流側中性点からみたＵ、Ｖ、Ｗの各相のコンバータ入
力電圧ｖ：ｕ、　’／’ｖ、　ｖｏｗがそれぞれ１２０
度ずつ位相がずれた方形波とすると、式（５）より交流
側中性点０からみたＵ相コンバータ入力電圧ＶＣＵは第
９図（ｄ）のようになり、この波形をフーリエ展開する
と、交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧ＶＣＬ
Ｉの基本波振幅は２／πＶｄｃとなる。

式（７）より、この場合の交流側中性点Ｏからみたコン
バータ入力電圧基本波振幅Ｉ　ＶＣ＋と相電圧振幅Ｖ、
。との関係は次式で表わされる。

１ｖｃｌ＝−ｖｄｃ　≧ＶｓＯ・・・・（１５）π 式（１５）を変形すると次式になる。

π　　　　。

Ｖａｃ≧Ｖ、ａｏ　＝１．５７　Ｖ−ｏ　　”（１６）
式（１６）と式（１２）を比較すると、変調率に、を無
限大にした場合にはＰＷＭコンバータにおける直流電圧
ＶｄＣの下限値は１．５７Ｖ、。となり、ダイオード整
流電圧１．７３Ｖ、、よりも下げることができることが
わかる。

実用的には変調率を前述のように極端に無限大まで大き
くしてｖｄｃを１．５７Ｖ−ｏまで下げる必要はなく、
１よりある程度大きくすれば、ＰＷＭコンバータの直流
電圧最小値は、ダイオード整流電圧ＡＶ。。４１．７３
Ｖ、。程度には下げることができる。

しかし、変調率に＆Ｉを１より大きくした場合には以下
に示す問題点がある。

第１Ｏ図は変調率を１より大きくした場合の、コンバー
タ入力電圧、コンバータ入力電流の波形ひずみを示す図
である。

いま、第１Ｏ図（ａ）に示すように変調率ＫＭが１より
若干大きいためパルス幅変調が正常に行われない期間が
生じ、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧Ｖ＝
υ、　Ｖ：ＶＩ　Ｖｃｗのパルス幅変調による高周波成
分を除去した波形がピーク部分の６゜■む 度の範囲だけ］−（一定）となっているひずみ波形の場
合を考える。このとき、各相の直流側中性点Ｎからみた
コンバータ入力電圧Ｖ乙、　ｖ：ｖ、　ｖｏｗのパルス
幅変調による高周波成分を除去した波形の和を第】０図
（ｂ）に示す、第１Ｏ図（ａ）、（ｂ）　、および式（
５）より交流側中性点０からみたＵ相コンバータ入力電
圧ＶＣＬＩのパルス幅変調による高周波成分を除去した
波形を第１Ｏ図（ｃ）の実線に示す。

第１０図（Ｃ）の点線は直流側中性点からみたＵ相コン
バータ入力電圧Ｖｅｕのパルス幅変調による高周波成分
を除去した波形である。

ここで無負荷時、すなわち第６図においてコンバータ入
力電流Ｉｆｂ４０の場合を考えると、入カリアクドル電
圧ＶＬＬ９０となり、電源相電圧■、と交流側中性点０
からみたコンバータ入力電圧ｖｃの基本波との位相差θ
押Ｏとなる。

このときの交流側中性点０からみたＵ相コンバータ入力
電圧ｖｃυのパルス幅変調による高周波成分を除去した
波形と電源相電圧Ｖｍｕの関係を第１０図（ｄ）に示す
。

第６図より、Ｕ相電源相電圧Ｖｓ＋Ｌ＋と交流側中性点
ＯからみたＵ相コンバータ入力電圧ＶＣＩＪとりアクド
ル電圧ＶＬＵの関係を次式に示す。

ＶＬＵ　：Ｖｃｕ　　Ｖ、ｕ　　　・・・・（１７）式
（１７）および第１Ｏ図（ｄ）よりＵ相すアクトル電圧
Ｖｔ、Ｕの高周波成分を除去した波形は第１０図（ｅ）
のようになる。コンバータ入力電流（リアクトル電流）
　Ｉ、！、とりアクドル電圧ｖＬどの関係は次式のよう
になる。

Ｔｆｂ　”壱５ｖＬｄｔ　　曲（１８）（Ｌ：リアクト
ルのインダクタンス） 式（１８）より、無負荷時のＵ相コンバータ入力電流Ｉ
ｆｂｕは第１０図（ｆ）のようになる。この電流は第１
Ｏ図（ａ）に示されている直流側中性点Ｎからみた、高
周波成分を除去したコンバータ入力電圧■。がひすんで
いることが原因で生ずるリップル電流である。負荷時の
Ｕ相コンバータ入力電流Ｔｒｂｕの波形を第１θ図（ｇ
）の実線に示す。この波形は、直流側中性点Ｎからみた
Ｕ相コンバータ入力電圧ＶＣＵが正弦波ならば、第１Ｏ
図（ｇ）の点線に示されているように、Ｕ相和電圧Ｖａ
ｓＬＩと同相の正弦波であるが、第１０図（ａ）に示さ
れているように高周波成分を除去した、直流側中性点Ｎ
からみたコンバータ入力電圧Ｖ；がひずんでいるので、
第１０図（ｇ）の実線に示されているようにひずんだ波
形となる。

この電流のひずみは力率の低下や高調波電流の増大など
の問題をひきおこすので好ましくない。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、ＰＷ
Ｍコンバータ入力電流をひずませることなしにＰＷＭコ
ンバータの直流電圧をダイオード整流時程度に下げるこ
とを目的とする。

［課題を解決するための手段〕 本発明のＰＷＭコンバータの制御方法は、交流側に交流
リアクトルを介して３相交流電源が接続され、直流側に
平滑コンデンサおよび負荷が接続され、直流側に生成さ
れた直流電圧の設定された直流電圧指令値に対する偏差
に対応して交流入力電流指令を生成し、ＰＷＭコンバー
タ入力電流の検出値の、前記交流入力電流指令の値に対
する偏差に対応してＰＷＭコンバータ電圧指令を生成し
、主スイッチング回路の開閉を制御するＰＷＭコンバー
タの制御方法であって、ＰＷＭコンバータ電圧指令の周
波数の３倍の周波数をもつ補償信号を、ＰＷＭコンバー
タ各相の電圧指令に重畳して得られる信号を新たなＰＷ
Ｍフンバータ電圧指令とし、変調率が１以上のＰｗＭ信
号を生成して前記主スイッチング回路の動作を制御する
。

［作用〕 本発明の原理を第３図を用いて説明する。

変調率が１より大きい場合には、ＰＷＭコンバータ電圧
指令Ｖｒ＠ｆの振幅■、は、ＰＷＭキャリアｅｔの振幅
ＶＴよりも大きい。したがって、ＰＶ／Ｍコンバータ電
圧指令Ｖｒｓｆの大きさがＰＷＭキャリアの振幅■１よ
りも大きい期間△ｔには、ＰＷＭコンバータ電圧指令ｖ
１．、の大きさに対応するＰＷＭ信号が出力されず、ハ
イレベルまたはロウレベルの一定値の信号が生成される
。すなわち、第３図（ａ）の太い線で画かれた信号ｅｐ
ｗｖに対応するＰＷＭ信号が出力される。したがって、
そのよりなＰＷＭ信号を復調しても、ＰＷＭコンバータ
電圧指令Ｖｒｓｆと同様な正弦波信号にならない。その
結果、変調率が１より大きい場合には、ＰＷＭコンバー
タ入力電圧の高周波成分を除去した（復調した）波形は
正弦波にならない。

ここで第３図（ｂ）に示すように、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の電
圧指令Ｖ　ｒ＊ｆｕ　ｌ　ＶｒｅｆＷ　＊Ｖｒ＠ｔＷに
、その３倍の周波数の信号Ｖ３ｆを重畳することを考え
る。

ＶＳｔは各電圧指令ｖｒｓｒｕ　ｌ　ＶｒｅｆＷ　＋Ｖ
ｒ＠ｆＷに対して全て第３図（ｂ）に示すような位相関
係にある。

ここで Ｖ’ｒ＊ｔ＝　Ｖｒｅｔ＋　Ｖｓｔ とするとＶ；、、は第３図（ｄ）に示す波形となり、■
；、、の振幅Ｖ？はＶｒ＊ｆの振幅■、より下げること
ができる。キャリア振幅Ｖア＝ｖ；とすると、第３図（
ａ）のｅｐｗＭのようにハイまたはロウレベルが一定期
間続くようなことはおこらず、第３図（ｄ）のＶ：ｅｆ
が正常にＰＷＭ変換されることになり、交流側中性点Ｏ
からみた相電圧Ｖｃｕ　、Ｖｃｖ　＋ＶＣＷにおいては
３倍調波成分は全て相殺されるため、変調率Ｖ、／Ｖア
〉１とすることができ、入力電流波形をひずませること
なく、コンバータ入力電圧を上昇させることが可能とな
り、直流電圧の制御下限値を従来のものより下げること
ができる。

〔実施例１ 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明のＰＷＭコンバータの制御方法を示すブ
ロック線図である。

電圧増幅器１は直流電圧指令値ＶＣＯＭと実際の直流電
圧Ｖａｃの偏差Δ■を入力し、電流指令振幅Ｉ′を生成
する。電源相電圧■、が正弦波発生器２（サインテーブ
ル）に入力され、この正弦波発生器２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各
相の相電圧Ｖａｕ、　Ｖ＋ａＶ。

ＶｍＷに同期した単位正弦波ｓｉｎｇ、　ｓｉｎｇ、　
５ｉｎＷを発生する０乗算器３はこれらの単位正弦波５
ｉｎｔｌ。

ｓｉｎｇ、　５ｉｎＷと電流指令振幅■”とを乗算し、
電流指令１　ｒ＠ｆＬＩ＋　Ｌｅｒｖ、　ＩＦ＠ｆ’ｌ
を生成する。電流指令は３相であるが、動作は各相とも
同様であるので、任意の相について説明する。以下、Ｕ
、Ｖ。

Ｗ相を識別する必要がある場合を除き、Ｕ、Ｖ。

Ｗ相を表わす添字は省略する。電流増幅器４は、電流指
令１ｒ＊ｆとコンバータ入力電流の検出値との偏差Δ■
を入力し、電圧指令Ｖｒｓｆを生成する。３倍調波発生
器１６は電圧指令Ｖｒｅｒｕ＋　Ｖｒ＊ｆＶ＋　Ｖｒｅ
ｆＷを入力し、電圧指令Ｖｒｓｒｕ＋　Ｖｒ＠ｆＶ＋　
ＶｒｅｆＷの３倍の周波数の信号３ｆ（以下、３倍調波
と記す。）を生成する。この３倍調波３ｆは各相の電圧
指令Ｖｒｅｆと加え合わされて新たな電圧指令Ｖ：ｅｆ
が生成される。ＰＷＭ変換回路５はこの新たなコンバー
タ電圧指令Ｖ’ｒａｆをＰＷＭキャリアと比較してＰＷ
Ｍ信号ＳＰＷＭを発生させ、ＰＷＭコンバータ６の主ス
イッチング回路を動作させて直流側中性点Ｎからみたコ
ンバータ入力電圧■＝を出力する。

ここで３倍調波発生器１６は各相の電圧指令Ｖｒｅｒｕ
＋　Ｖｒｓｒｖ＋　Ｌ＠ｆ’ｌ’ｌの周波数を３倍にし
、かつその振幅を任意の値にする機能をもつ。

第２図は第１図のブロック線図の動作を示すタイムチャ
ートである。

第２図（ａ）には電圧指令■１．１３倍調波３ｆおよび
新たなコンバータ入力電圧指令’Ｊｒ＊ｆの関係が示さ
れている。第２図（ａ）の新たな電圧指令ｖＡｒ、ｆの
振幅Ｖ：はもとの電圧指令■１．．の振幅Ｖｒよりも小
さいことがわかる。３倍調波の振幅■；を適当に選ぶと
、新たな電圧指令Ｖ：＊ｆの振幅はもとの電圧指令Ｌｓ
ｆの振幅より下げることができる。

第２図では３倍調波に正弦波信号を用いているが、三角
波でもほぼ同等の効果が得られる。

ここで第２図（ｂ）は新たなコンバータ入力電圧指令Ｖ
’ｒ＊ｆの振幅をｖｔ、キャリア振幅をＶＴとし、Ｖ：
＝　ＶＴとした場合のおのおのの波形を示す。また第２
図（ｃ）は第２図（ｂ）の場合の直流側中性点Ｎからみ
たコンバータ入力電圧Ｖ＝のパルス幅変調による高周波
成分を除去した波形を示す。

電圧指令振幅■；がキャリア振幅ＶアをこえないのでＶ
：＊ｆの全ての周波数成分が直流側中性点Ｎからみたコ
ンバータ入力電圧絆にパルス幅変調される。

新たな電圧指令Ｖ：＊ｆは、振幅Ｖ、　（＞　Ｖｔ）の
もとの電圧指令Ｖｒ＊ｆの周波数成分と、振幅■３ｆの
３倍調波３ｆの周波数成分よりなり、この新たな電圧指
令Ｖ：＊ｆの全ての周波数成分が直流側中性点Ｎからみ
たコンバータ入力電圧峠にパルス幅変調される。このと
き、直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電圧■：中
の、もとのコンバータ入力■ｏ　ｖｒ 電圧指令Ｖｒａｒによる周波数成分の振幅は］−・Ｌに
なり、３倍調波３ｆによる周波数成分の振幅はＶｄｃ　
、　ｖｓｒとなる。このときの直流側中性点Ｎか２　　
　　■ア らみたＵ相コンバータ入力電圧Ｖ：ＬＩを式で表わすと
次のようになる。

■相、Ｗ相の直流側中性点Ｎからみたコンバータ入力電
圧ＶＣＶ、　ＶＯＷも同様に次式で表わされる６Ｎ　　
　　Ｖｄｃ　　　Ｖｒ　　　。

Ｖｃｗ”−・−５ｔｎ（２ｉｆｔ＋２４０°）２　　　
　Ｖｔ ここで、式（５）よりパルス幅変調による高周波成分を
除去した、交流側中性点ＯからみたＵ相コンバータ入力
電圧ＶＣＬ＋は次のように表わされる。

＋　」狂・−！ｉ！−５ｉｎ　（３−２ｚ　ｆｔ）２　
　　　Ｖｔ ＋　　５ｉｎ（２πｆｔ＋１２０’）＋　　５ｉｎ（２
πｆｔ＋２４０’））■相、Ｗ相の交流側中性点０から
みたコンバータ入力電圧’／　ＣＶ　＊　Ｖ　ＣＷも同
様にパルス幅変調による高周波成分を無視すると次式の
ようになる。

式（２２）〜（２４）は次のことを表わしている。すな
わち交流側中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧Ｖｃｕ
、　Ｖｃｖ、　Ｖｃｗにおいては、直流側中性点Ｎから
みたコンバータ入力電圧ｖｃ’ｕ、　ｖｃｖ、　Ｖ−に
おける３倍調波成分はすべて相殺され、パルス幅変調に
基本波成分のみが残る。換言すれば、式（２２）〜変調
による高周波成分を除去したコンバータ入力電圧Ｖｃｕ
＋　Ｖｃｖ、　Ｖｃｗはひずみ波ではなく正弦波である
ことを表している。このときの交流側中性点０からみた
コンバータ入力電圧ＶＣＵ、　ＶＣＶ、　ＶＣＷにおい
てパルス幅変調による高周波成分を除去した波形を第２
図（ｄ）に示す。第２図（ｄ）は正弦波でありひずみ波
ではない。

交流側中性点０からみたコンバータ入力電圧■ｃυ、ｖ
ｃｖ、７０ｗのパルス幅変調による高周波成分を除去し
た波形が正弦波となるので、コンバータ入力電流１ｔｂ
ｕ＋　Ｉｔｂｖ＋　Ｉｔｂｗも当然ひずみ波ではなく、
正弦波となる。このように３倍調波を電圧指令に重畳す
ることにより、コンバータ入力電流をひずませることな
しに変調率に２〉１にすることができる。

一般に３倍調波３ｆの振幅Ｖ３ｆを正弦波のコンバータ
入力電圧指令Ｖｒｅｆの振幅■、の１／６にすれば、ひ
ずみ波である新たな電圧指令Ｖ：ｓｆの振幅れれている
。したがって、ｖ３ｔ＝■ｒ／６　　とし、かつ、前述
のようにｖ：＝ｖ丁とすると、式（２２）〜（２４）よ
り、パルス幅変調による高周波成分を無視した、交流側
中性点Ｏからみたコンバータ入力電圧の波高値ＶＣＯは
、次式で表わされる。

ニアＶａ・　　　　　　　　　・・・・（２５）式（２
５）と式（７）からコンバータ直流電圧最小値は次の不
等式を満足する。

（ｌ／Ａ）■ｏ≧九。

、°−’／ｄｃ≧Ａ　ｖ、ｏ　　　　　　　　・・・−
（２６）式（２４）と式（１２）を比べると、本実施例
のＰＷＭコンバータの直流電圧下限値はダイオード整流
の場合の直流電圧最大値と等しいことがわかる。

実際には、パルス幅変調による高周波成分を無視したコ
ンバータ入力電圧振幅ＶＣＯは、コンバータのスイッチ
ング素子の上下短絡防止のすきま時間のため式（２５）
に示す１／Ａ　ｖｄｅよりも低くなるので、直流電圧下
限値はＡｖｄｃよりも若干高くなるが、Ｉ　ＧＢＴ等の
高速スイッチング素子を使えばすきま時間を短くできる
ためほぼ問題ない。

ｒ発明の効果〕 以上に説明したように本発明は、コンバータ入力電圧指
令にその３倍の周波数の信号を重畳して新たなコンバー
タ入力電圧指令とすることにより、入力電流のひずみを
生じさせることなしにダイオード整流電圧程度までＰＷ
Ｍコンバータの直流電圧を下げることができる効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＰＷＭコンバータの制御方法を示すブ
ロック線図、第２図は第１図のブロック線図の動作を示
すタイムチャート、第３図は本発明の詳細な説明図、第
４図はＰＷＭコンバータの接続を示す図、第５図はＰＷ
Ｍコンバータの制御方法の従来例を示すブロック線図、
第６図はＰＷＭコンバータ制御時のベクトル図、第７図
はコンバータ入力端子が電圧指令に対応してパルス幅変
調されて生成される過程を示す図、第８図はダイオード
整流回路図、第９図は変調率を１より大きくした場合の
、コンバータ入力電圧の生成過程の説明図、第１０図は
変調率を１より大きくした場合の、コンバータ入力電圧
、コンバータ入力電流の波形ひずみを示す図である。 ｌ・・・電圧増幅器、 ２・・・サインテーブル、 ３・・・乗算器、 ４・・・電流増幅器、 ５・・・ＰＷＭ変換回路、 ６・・・ＰＷＭコンバータ、 ７・・・電流検出器、 ＩＯ・・・交流リアクタ、 ＩＩ・・・主スイッチング回路、 １２・・・コンデンサ、 １６・・・３倍調波発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流側に交流リアクトルを介して３相交流電源が接続さ
   れ、直流側に平滑コンデンサおよび負荷が接続され、直
   流側に生成された直流電圧の設定された直流電圧指令値
   に対する偏差に対応して交流入力電流指令を生成し、Ｐ
   ＷＭコンバータ入力電流の検出値の、前記交流入力電流
   指令の値に対する偏差に対応してＰＷＭコンバータ電圧
   指令を生成し、主スイッチング回路の開閉を制御するＰ
   ＷＭコンバータの制御方法において、 前記ＰＷＭコンバータ電圧指令の周波数の３倍の周波数
   をもつ補償信号を、前記ＰＷＭコンバータ各相の電圧指
   令に重畳して得られる信号を新たなＰＷＭコンバータ電
   圧指令とし、変調率が１以上のＰＷＭ信号を生成して前
   記主スイッチング回路の動作を制御することを特徴とす
   るＰＷＭコンバータの制御方法。