JPH0799783A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0799783A JPH0799783A JP5239432A JP23943293A JPH0799783A JP H0799783 A JPH0799783 A JP H0799783A JP 5239432 A JP5239432 A JP 5239432A JP 23943293 A JP23943293 A JP 23943293A JP H0799783 A JPH0799783 A JP H0799783A
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- power supply
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- inverter
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 定格電圧の低いスイッチ素子を使用可能にし
て、電源引き込みのケーブルを低圧配線で行えるように
すること。 【構成】 第１の直流電源１から電力を供給し、該第１
の直流電源と直列に第２の直流電源４を生成するチョッ
パ回路31〜33と、前記第１の直流電源と前記第２の直流
電源の加算電圧を交流電圧に変換するインバータ回路
５，６を備え、前記第１の直流電源の電圧に応じて前記
第２の直流電源の電圧を所定の特性で変化するように前
記チョッパ回路を制御する電圧制御手段29，30を設けた
もの。
て、電源引き込みのケーブルを低圧配線で行えるように
すること。 【構成】 第１の直流電源１から電力を供給し、該第１
の直流電源と直列に第２の直流電源４を生成するチョッ
パ回路31〜33と、前記第１の直流電源と前記第２の直流
電源の加算電圧を交流電圧に変換するインバータ回路
５，６を備え、前記第１の直流電源の電圧に応じて前記
第２の直流電源の電圧を所定の特性で変化するように前
記チョッパ回路を制御する電圧制御手段29，30を設けた
もの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、１つの直流電源から可
変電圧の直流電源を得、これら２つの直流電源の加算電
圧から交流電圧を得るインバータ装置に関する。
変電圧の直流電源を得、これら２つの直流電源の加算電
圧から交流電圧を得るインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】太陽電池を直流電源とし単相３線式交流
系統（一般家庭用）に連系するインバータ装置として、
図６に示すものが知られている。このような場合、受電
系統と発電系統は原則として同一方式であるべきことが
決められている。
系統（一般家庭用）に連系するインバータ装置として、
図６に示すものが知られている。このような場合、受電
系統と発電系統は原則として同一方式であるべきことが
決められている。
【０００３】すなわち、太陽電池１と２を直列に接続
し、その中点を単相３線式受電系統の交流電源13，14の
中点に接続し、電解コンデンサ３，４はそれぞれ太陽電
池１，２と並列に接続して発電系統の電源を構成する。
し、その中点を単相３線式受電系統の交流電源13，14の
中点に接続し、電解コンデンサ３，４はそれぞれ太陽電
池１，２と並列に接続して発電系統の電源を構成する。
【０００４】直列接続された太陽電池の加算電圧の正負
極間にＩＧＢＴ５ａと５ｂ及びＩＧＢＴ６ａと６ｂをそ
れぞれ直列接続したハーフブリッジで成るインバータ回
路をを接続し、それぞれの直列接続点からリアクトル
７，８、電流検出器９，10を介して交流電源13と14に接
続する。コンデンサ11と12は交流電源13と14にそれぞれ
並列に接続し、リアクトル７と８によりフィルタ回路を
構成し、ＰＷＭ制御により発生する高周波を吸収する。
極間にＩＧＢＴ５ａと５ｂ及びＩＧＢＴ６ａと６ｂをそ
れぞれ直列接続したハーフブリッジで成るインバータ回
路をを接続し、それぞれの直列接続点からリアクトル
７，８、電流検出器９，10を介して交流電源13と14に接
続する。コンデンサ11と12は交流電源13と14にそれぞれ
並列に接続し、リアクトル７と８によりフィルタ回路を
構成し、ＰＷＭ制御により発生する高周波を吸収する。
【０００５】太陽電池１と２の電圧Ｖ1 とＶ2 を電圧検
出器15と16でそれぞれ検出し、低電圧選択回路18により
低い方の電圧が選択されて出力される。選択された方の
太陽電池電圧は電圧基準19と比較され、その誤差電圧が
増幅器20で増幅され、乗算器21により変圧器17で検出し
た交流電圧と掛算され交流の電流基準ＩR となる。
出器15と16でそれぞれ検出し、低電圧選択回路18により
低い方の電圧が選択されて出力される。選択された方の
太陽電池電圧は電圧基準19と比較され、その誤差電圧が
増幅器20で増幅され、乗算器21により変圧器17で検出し
た交流電圧と掛算され交流の電流基準ＩR となる。
【０００６】電流基準ＩR は、電流検出器９，10で検出
された電流Ｉ1 とＩ2 とそれぞれ比較されその誤差電流
が増幅器22と23で増幅され、三角波発生器26のキャリア
信号と比較されＰＷＭ回路24と25によりそれぞれＰＷＭ
信号となり、駆動回路27と28を介してＩＧＢＴ５ａ，５
ｂとＩＧＢＴ６ａ，６ｂをそれぞれ駆動する。
された電流Ｉ1 とＩ2 とそれぞれ比較されその誤差電流
が増幅器22と23で増幅され、三角波発生器26のキャリア
信号と比較されＰＷＭ回路24と25によりそれぞれＰＷＭ
信号となり、駆動回路27と28を介してＩＧＢＴ５ａ，５
ｂとＩＧＢＴ６ａ，６ｂをそれぞれ駆動する。
【０００７】上述のように太陽電池や電圧が一定になる
ようにインバータの出力電流を力率１に制御する。この
ような装置に用いられる太陽電池の温度をパラメータと
した電圧−電流特性の例を図７に示す。
ようにインバータの出力電流を力率１に制御する。この
ような装置に用いられる太陽電池の温度をパラメータと
した電圧−電流特性の例を図７に示す。
【０００８】太陽電池の出力電圧は温度が上昇するに従
って低下し、特性Ａ→Ｂ→Ｃのように変化する。この例
では、それぞれの特性で最大電力を出力する点の電圧は
230Ｖ， 200Ｖ， 170Ｖのように変化し、図示しない最
大電力追従制御回路を用いて電圧基準19を温度に従って
変化させる制御が行われている。最低電圧 170Ｖは交流
電源のピーク電圧以上を必要とし、電圧変動、制御余裕
を含めて決まる値である。
って低下し、特性Ａ→Ｂ→Ｃのように変化する。この例
では、それぞれの特性で最大電力を出力する点の電圧は
230Ｖ， 200Ｖ， 170Ｖのように変化し、図示しない最
大電力追従制御回路を用いて電圧基準19を温度に従って
変化させる制御が行われている。最低電圧 170Ｖは交流
電源のピーク電圧以上を必要とし、電圧変動、制御余裕
を含めて決まる値である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、太陽電
池の電圧は日射量、温度、負荷電流等の変化により大幅
に変化し、図７の例では、 300Ｖから 170Ｖの範囲で変
化することになる。この場合、図６のインバータ装置で
用いるＩＧＢＴは 600Ｖから 340Ｖの範囲の直流電圧で
動作する必要がある。
池の電圧は日射量、温度、負荷電流等の変化により大幅
に変化し、図７の例では、 300Ｖから 170Ｖの範囲で変
化することになる。この場合、図６のインバータ装置で
用いるＩＧＢＴは 600Ｖから 340Ｖの範囲の直流電圧で
動作する必要がある。
【００１０】ところで、現在市販されているＩＧＢＴの
定格電圧は図８に示すように 600Ｖ，1200Ｖ，1700Ｖの
３種類であり、適用可能な直流電圧は安全率を考慮した
ディレイティングやサージ電圧発生の程度により多少異
なるが、概ね図８に示す範囲となっている。
定格電圧は図８に示すように 600Ｖ，1200Ｖ，1700Ｖの
３種類であり、適用可能な直流電圧は安全率を考慮した
ディレイティングやサージ電圧発生の程度により多少異
なるが、概ね図８に示す範囲となっている。
【００１１】従って、図５の構成の場合、 600ＶのＩＧ
ＢＴは使えないので1200ＶのＩＧＢＴを使うことにな
る。600Ｖと1200ＶのＩＧＢＴを比較すると、同一電流
定格の場合、1200ＶのＩＧＢＴのコストは 600ＶＩＧＢ
Ｔの約２倍となる。
ＢＴは使えないので1200ＶのＩＧＢＴを使うことにな
る。600Ｖと1200ＶのＩＧＢＴを比較すると、同一電流
定格の場合、1200ＶのＩＧＢＴのコストは 600ＶＩＧＢ
Ｔの約２倍となる。
【００１２】また、半導体素子（ＩＧＢＴを含む）のス
イッチング速度は高耐圧になる程遅くなる特性を有し、
1200Ｖの素子のスイッチング速度は 600Ｖの素子に対
し、約1.5 〜2.0 倍でスイッチング損失が約1.5 〜2.0
倍となり効率が低下する。また、損失の増加は素子の冷
却フィンを大形化しコストが上昇するなどの問題があ
る。
イッチング速度は高耐圧になる程遅くなる特性を有し、
1200Ｖの素子のスイッチング速度は 600Ｖの素子に対
し、約1.5 〜2.0 倍でスイッチング損失が約1.5 〜2.0
倍となり効率が低下する。また、損失の増加は素子の冷
却フィンを大形化しコストが上昇するなどの問題があ
る。
【００１３】また、太陽電池１と２の加算電圧が最大 6
00Ｖとなり一般家庭内に引込む場合、低圧配線が使えず
ケーブル引込みのコストが上昇するなど経済的に不利な
点が多い。
00Ｖとなり一般家庭内に引込む場合、低圧配線が使えず
ケーブル引込みのコストが上昇するなど経済的に不利な
点が多い。
【００１４】本発明は、上述の問題に鑑みてなされたも
ので、その目的とするところは、定格電圧の低いスイッ
チ素子を使用可能にして素子コストを下げ、効率を向上
させ、低圧配線を使用可能にしてケーブル引込みのコス
トを低減し、経済性の向上したインバータ装置を提供す
ることにある。
ので、その目的とするところは、定格電圧の低いスイッ
チ素子を使用可能にして素子コストを下げ、効率を向上
させ、低圧配線を使用可能にしてケーブル引込みのコス
トを低減し、経済性の向上したインバータ装置を提供す
ることにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のような手段を設ける。請求項１の発明
として、第１の直流電源から電力を供給し、該第１の直
流電源と直列に第２の直流電源を生成するチョッパ回路
と、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の加算電
圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備える。
に、本発明は次のような手段を設ける。請求項１の発明
として、第１の直流電源から電力を供給し、該第１の直
流電源と直列に第２の直流電源を生成するチョッパ回路
と、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の加算電
圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備える。
【００１６】請求項３の発明として、更に、前記第１の
直流電源の電圧に応じて前記第２の直流電源の電圧を所
定の特性で変化するように前記チョッパ回路を制御する
電圧制御手段を設ける。
直流電源の電圧に応じて前記第２の直流電源の電圧を所
定の特性で変化するように前記チョッパ回路を制御する
電圧制御手段を設ける。
【００１７】請求項５の発明として、前記電圧制御手段
は、前記第１の直流電源の電圧が所定値を越えるとき、
該電圧の上昇に応じて前記第２の直流電源の電圧が低下
するように制御する。
は、前記第１の直流電源の電圧が所定値を越えるとき、
該電圧の上昇に応じて前記第２の直流電源の電圧が低下
するように制御する。
【００１８】請求項６の発明として、前記インバータ回
路は、２組のスイッチ素子を直列接続して成るハーフブ
リッジ回路を備え、該２組のスイッチ素子の直列接続点
と前記第１の直流電源と第２の直流電源の直列接続点と
の間に交流電圧を出力する。
路は、２組のスイッチ素子を直列接続して成るハーフブ
リッジ回路を備え、該２組のスイッチ素子の直列接続点
と前記第１の直流電源と第２の直流電源の直列接続点と
の間に交流電圧を出力する。
【００１９】請求項７の発明として、更に、前記インバ
ータ回路の交流出力を交流系統に連系し、該交流系統の
電圧に同期した電流基準により前記インバータの出力電
流を高力率に制御する電流制御手段と、前記第２の直流
電源の電圧が該交流系統の電圧の波高値より低下したと
き、前記電流基準を進み位相に制御する位相シフト手段
を設ける。
ータ回路の交流出力を交流系統に連系し、該交流系統の
電圧に同期した電流基準により前記インバータの出力電
流を高力率に制御する電流制御手段と、前記第２の直流
電源の電圧が該交流系統の電圧の波高値より低下したと
き、前記電流基準を進み位相に制御する位相シフト手段
を設ける。
【００２０】請求項９の発明として、前記チョッパ回路
と前記インバータ回路には、それぞれパルス幅変調のた
めのＰＷＭ制御手段を備え、それぞれのＰＷＭ制御手段
のパルス幅変調のためのキャリア信号の位相を互いに半
周期だけずらすようにする。
と前記インバータ回路には、それぞれパルス幅変調のた
めのＰＷＭ制御手段を備え、それぞれのＰＷＭ制御手段
のパルス幅変調のためのキャリア信号の位相を互いに半
周期だけずらすようにする。
【００２１】請求項10の発明として、更に、前記第１の
直流電源と前記第２の直流電源の加算電圧が所定値を越
えるとき、該加算電圧が増大するに従って前記チョッパ
回路と前記インバータ回路に流れる電流を減少させる電
流制限手段を設ける。
直流電源と前記第２の直流電源の加算電圧が所定値を越
えるとき、該加算電圧が増大するに従って前記チョッパ
回路と前記インバータ回路に流れる電流を減少させる電
流制限手段を設ける。
【００２２】
【作用】請求項１の発明は、第１の直流電源が実質的な
直流電源として作用し、第２の直流電源の電力は第１の
直流電源から供給される。従って、直流電源の引き込み
は第１の直流電源のみで行うことができる。
直流電源として作用し、第２の直流電源の電力は第１の
直流電源から供給される。従って、直流電源の引き込み
は第１の直流電源のみで行うことができる。
【００２３】請求項３及び請求項５の発明は、第２の直
流電源の電圧が第１の直流電源の電圧に従属して変化
し、第１の直流電源の電圧が所定値を越えると該電圧の
上昇に応じて第２の直流電源の電圧が低下するように作
用する。従って、第１の直流電源と第２の直流電源の加
算電圧を所定値に制限することができる。
流電源の電圧が第１の直流電源の電圧に従属して変化
し、第１の直流電源の電圧が所定値を越えると該電圧の
上昇に応じて第２の直流電源の電圧が低下するように作
用する。従って、第１の直流電源と第２の直流電源の加
算電圧を所定値に制限することができる。
【００２４】請求項６の発明は、第１の直流電源と第２
の直流電源の直列接続点を中性線としてハーフブリッジ
回路から交流電圧を出力することができる。請求項７の
発明は、インバータ回路の交流出力を交流系統に連系
し、高力率で電流を供給する場合に、直流電圧が交流系
統の電圧波高値に対し低下したとき、位相シフト手段に
より電流基準が進み位相に制御され、所定電力を供給す
ることができる。
の直流電源の直列接続点を中性線としてハーフブリッジ
回路から交流電圧を出力することができる。請求項７の
発明は、インバータ回路の交流出力を交流系統に連系
し、高力率で電流を供給する場合に、直流電圧が交流系
統の電圧波高値に対し低下したとき、位相シフト手段に
より電流基準が進み位相に制御され、所定電力を供給す
ることができる。
【００２５】請求項９の発明は、チョッパ回路とインバ
ータ回路のそれぞれのＰＷＭ制御手段のパルス幅変調の
ためのキャリア信号の位相を互いに半周期ずらすことに
より、チョッパ回路の動作により第１の直流電源に流れ
るリップル電流と、インバータ回路の動作により第１の
直流電源に流れるリップル電流の合成電流の実効値が低
下し、損失が減少する。
ータ回路のそれぞれのＰＷＭ制御手段のパルス幅変調の
ためのキャリア信号の位相を互いに半周期ずらすことに
より、チョッパ回路の動作により第１の直流電源に流れ
るリップル電流と、インバータ回路の動作により第１の
直流電源に流れるリップル電流の合成電流の実効値が低
下し、損失が減少する。
【００２６】請求項10の発明は、第１の直流電源と第２
の直流電源の加算電圧が所定値を越えるとき、電流制限
手段により該加算電圧が増大するに従ってチョッパ回路
とインバータ回路に流れる電流が減少する。従って、加
算電圧が所定値を越える状態においても安全に起動させ
ることができる。
の直流電源の加算電圧が所定値を越えるとき、電流制限
手段により該加算電圧が増大するに従ってチョッパ回路
とインバータ回路に流れる電流が減少する。従って、加
算電圧が所定値を越える状態においても安全に起動させ
ることができる。
【００２７】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明によるインバータ装置の構成図であ
る。太陽電池１の両端に電解コンデンサ３を接続し第１
の直流電源とし、この電解コンデンサ３の正極と負極間
にＩＧＢＴ31，リアクトル33，電流検出器34を順次、直
列接続する。一方電解コンデンサ４の正極を電解コンデ
ンサ３の負極に接続し、電解コンデンサ４の負極からダ
イオート32を介してリアクトル33とＩＧＢＴ31の直列接
続点に接続し、極性反転のチョッパ回路を構成し、電解
コンデンサ４の充電電荷が第２の直流電源として機能す
る。関数器29は電圧検出器15の検出電圧Ｖ1 に応じて図
２（Ａ）に示す電圧基準Ｖ29を出力する。増幅器30は、
電圧基準Ｖ29と電圧検出器16の検出電圧Ｖ2 と比較増幅
し電流基準Ｖ30を出力する。増幅器35は、電流基準Ｖ30
と電流検出器34で検出したチョッパ回路の電流を比較増
幅し電流制御信号Ｖ35を出力する。反転増幅器36はパル
ス幅変調のためのキャリア（三角波）信号の位相を半周
期ずらすためにキャリア信号を反転するものである。Ｐ
ＷＭ制御回路37は電流制御信号Ｖ35をキャリア信号Ｖ36
でパルス幅変調しＰＷＭ信号Ｖ37を出力する。駆動回路
38はＰＷＭ信号を増幅しＩＧＢＴ31をオンオフする。こ
のチョッパ制御ループで電解コンデンサ４の電圧は電圧
基準Ｖ29に比例した値に制御される。
する。図１は本発明によるインバータ装置の構成図であ
る。太陽電池１の両端に電解コンデンサ３を接続し第１
の直流電源とし、この電解コンデンサ３の正極と負極間
にＩＧＢＴ31，リアクトル33，電流検出器34を順次、直
列接続する。一方電解コンデンサ４の正極を電解コンデ
ンサ３の負極に接続し、電解コンデンサ４の負極からダ
イオート32を介してリアクトル33とＩＧＢＴ31の直列接
続点に接続し、極性反転のチョッパ回路を構成し、電解
コンデンサ４の充電電荷が第２の直流電源として機能す
る。関数器29は電圧検出器15の検出電圧Ｖ1 に応じて図
２（Ａ）に示す電圧基準Ｖ29を出力する。増幅器30は、
電圧基準Ｖ29と電圧検出器16の検出電圧Ｖ2 と比較増幅
し電流基準Ｖ30を出力する。増幅器35は、電流基準Ｖ30
と電流検出器34で検出したチョッパ回路の電流を比較増
幅し電流制御信号Ｖ35を出力する。反転増幅器36はパル
ス幅変調のためのキャリア（三角波）信号の位相を半周
期ずらすためにキャリア信号を反転するものである。Ｐ
ＷＭ制御回路37は電流制御信号Ｖ35をキャリア信号Ｖ36
でパルス幅変調しＰＷＭ信号Ｖ37を出力する。駆動回路
38はＰＷＭ信号を増幅しＩＧＢＴ31をオンオフする。こ
のチョッパ制御ループで電解コンデンサ４の電圧は電圧
基準Ｖ29に比例した値に制御される。
【００２８】増幅器20は、電圧基準19と電圧検出器15の
検出電圧Ｖ1 を比較増幅し、電圧制御信号Ｖ20を出力す
る。関数器39は、電圧検出器16の検出電圧Ｖ2 と変圧器
17で検出した交流電圧の大きさを比較し、Ｖ2 が小さい
とき位相シフト信号Ｖ39を出力する。
検出電圧Ｖ1 を比較増幅し、電圧制御信号Ｖ20を出力す
る。関数器39は、電圧検出器16の検出電圧Ｖ2 と変圧器
17で検出した交流電圧の大きさを比較し、Ｖ2 が小さい
とき位相シフト信号Ｖ39を出力する。
【００２９】位相シフト回路40は、変圧器17で検出した
交流電圧に同期した一定振幅の交流信号Ｖ40を出力する
と共に、位相シフト信号Ｖ39に応じて同期位相を変化さ
せる機能を持つ。
交流電圧に同期した一定振幅の交流信号Ｖ40を出力する
と共に、位相シフト信号Ｖ39に応じて同期位相を変化さ
せる機能を持つ。
【００３０】掛算器21は電圧制御信号Ｖ20と交流信号Ｖ
40を乗算し正弦波の電流基準ＩR を出力する。他は図６
と同じであり同符号を付して説明は省略する。
40を乗算し正弦波の電流基準ＩR を出力する。他は図６
と同じであり同符号を付して説明は省略する。
【００３１】上記構成において、第２の直流電源の電圧
Ｖ2 は第１の直流電源の電圧Ｖ1 により変化し、図２
（Ａ）に示すようにＶ1 が所定値を越えるとＶ2 はＶ1
の上昇に応じて低下するように制御される。
Ｖ2 は第１の直流電源の電圧Ｖ1 により変化し、図２
（Ａ）に示すようにＶ1 が所定値を越えるとＶ2 はＶ1
の上昇に応じて低下するように制御される。
【００３２】従って、その加算電圧Ｖ1 ＋Ｖ2 は図２
（Ｂ）に示すように電圧上昇を抑制することができ、Ｉ
ＧＢＴの動作電圧を低く抑えることが可能となる。例え
ば太陽電池１が図７の特性Ａで無負荷の場合、図２
（Ａ）（Ｂ）のｃ点Ｖ1 ＝ 300Ｖとなるが、この場合コ
ンデンサ４の電圧Ｖ2 を図２（Ａ）のｆ点（例えば 140
Ｖ）に制御すれば図２（Ｂ）のＶ1 ＋Ｖ2 のｄ点は 440
Ｖとなり図８から 600Ｖ定格のＩＧＢＴの使用が可能と
なる。
（Ｂ）に示すように電圧上昇を抑制することができ、Ｉ
ＧＢＴの動作電圧を低く抑えることが可能となる。例え
ば太陽電池１が図７の特性Ａで無負荷の場合、図２
（Ａ）（Ｂ）のｃ点Ｖ1 ＝ 300Ｖとなるが、この場合コ
ンデンサ４の電圧Ｖ2 を図２（Ａ）のｆ点（例えば 140
Ｖ）に制御すれば図２（Ｂ）のＶ1 ＋Ｖ2 のｄ点は 440
Ｖとなり図８から 600Ｖ定格のＩＧＢＴの使用が可能と
なる。
【００３３】なお、図２（Ｂ）のＶ1 の範囲において、
ａ−ｂ間は太陽電池から最大電力を取り出す範囲であ
り、図７に示す 170Ｖ〜 230Ｖの間に対応し、定常時に
はこの範囲で運転することになる。また、ｂ−ｃ間は起
動時に過渡的に運転される範囲であり、負荷電流により
短時間にｂ点以下に推移する。ａ−ｂ間のＶ1 ＋Ｖ2 は
ｇ−ｈに示すように、更に低くなり約 400Ｖ以下とな
る。従って、 600Ｖ定格のＩＧＢＴの適用直流電圧の範
囲内で十分な信頼性で動作させることができる。
ａ−ｂ間は太陽電池から最大電力を取り出す範囲であ
り、図７に示す 170Ｖ〜 230Ｖの間に対応し、定常時に
はこの範囲で運転することになる。また、ｂ−ｃ間は起
動時に過渡的に運転される範囲であり、負荷電流により
短時間にｂ点以下に推移する。ａ−ｂ間のＶ1 ＋Ｖ2 は
ｇ−ｈに示すように、更に低くなり約 400Ｖ以下とな
る。従って、 600Ｖ定格のＩＧＢＴの適用直流電圧の範
囲内で十分な信頼性で動作させることができる。
【００３４】図２（Ａ）のＶ2 のｅ点の電圧は、交流電
源13，14よりやや高く決め電流制御の応答や交流電源の
変動を数％程度考慮して 170Ｖ程度に決定する。この場
合、図２（Ｂ）のＶ1 のａ点は 170ＶであるのでＶ1 ＋
Ｖ2 のｈ点は 340Ｖとなる。
源13，14よりやや高く決め電流制御の応答や交流電源の
変動を数％程度考慮して 170Ｖ程度に決定する。この場
合、図２（Ｂ）のＶ1 のａ点は 170ＶであるのでＶ1 ＋
Ｖ2 のｈ点は 340Ｖとなる。
【００３５】インバータ装置の起動時、最悪Ｖ1 のｃ点
より起動する。この場合、Ｖ2 は 140Ｖに制御されるの
で交流電源13，14の電圧が 100Ｖでもピーク時は 141Ｖ
となりインバータ回路から力率１で正弦波電流を流すこ
とができなくなる。
より起動する。この場合、Ｖ2 は 140Ｖに制御されるの
で交流電源13，14の電圧が 100Ｖでもピーク時は 141Ｖ
となりインバータ回路から力率１で正弦波電流を流すこ
とができなくなる。
【００３６】このような場合、電圧Ｖ2 と交流電源の電
圧の大きさを関数器39で比較して正弦波電流が流せない
範囲では位相進み信号Ｖ39を出力し、位相シフト回路40
の交流信号Ｖ40の同期位相を進めるように作用させる。
これにより電流基準ＩR の位相が交流電源より進み位相
となりリアクトル７，８の効果によりインバータ端子電
圧を低下させ正弦波電流を流すことが可能となる。この
動作は起動時のみなので多少波形が歪んで良い場合は省
略することもできる。
圧の大きさを関数器39で比較して正弦波電流が流せない
範囲では位相進み信号Ｖ39を出力し、位相シフト回路40
の交流信号Ｖ40の同期位相を進めるように作用させる。
これにより電流基準ＩR の位相が交流電源より進み位相
となりリアクトル７，８の効果によりインバータ端子電
圧を低下させ正弦波電流を流すことが可能となる。この
動作は起動時のみなので多少波形が歪んで良い場合は省
略することもできる。
【００３７】ハーフブリッジのＩＧＢＴ５ａ，５ｂは増
幅器22の出力信号Ｖ22と三角波Ｖ26を比較しＰＷＭ信号
Ｖ24により駆動され、リアクトル７には図４に示す電流
Ｉ1が流れる。ＩＧＢＴ６ａ，６ｂも同様にＰＷＭ制御
され、ハーフブリッジの直流側に流れる電流ｉ1 は図４
に示すような大きな交流分を含んだ波形となる。
幅器22の出力信号Ｖ22と三角波Ｖ26を比較しＰＷＭ信号
Ｖ24により駆動され、リアクトル７には図４に示す電流
Ｉ1が流れる。ＩＧＢＴ６ａ，６ｂも同様にＰＷＭ制御
され、ハーフブリッジの直流側に流れる電流ｉ1 は図４
に示すような大きな交流分を含んだ波形となる。
【００３８】一方、チョッパ回路のＩＧＢＴ31は増幅器
35の出力信号Ｖ35と 180°位相の異なる三角波Ｖ36を比
較しＰＷＭ信号Ｖ37により駆動され、ＩＧＢＴ31を介し
て第１の直流電源から流出する電流ｉ2 は図４に示す波
形になる。図４により明らかなように、ＰＷＭ信号Ｖ24
とＶ37がほぼ反転した位相となっているので、第１の直
流電源に流れる電流ｉ1 ＋ｉ2 はリップル電流が打ち消
されるように作用し、電流の実効値は著しく減少して効
率が良くなり、電解コンデンサ３，４の電流容量が低減
して運転の信頼性が向上する。また電流容量の低いコン
デンサが使用可能となり低コスト化も可能となる。
35の出力信号Ｖ35と 180°位相の異なる三角波Ｖ36を比
較しＰＷＭ信号Ｖ37により駆動され、ＩＧＢＴ31を介し
て第１の直流電源から流出する電流ｉ2 は図４に示す波
形になる。図４により明らかなように、ＰＷＭ信号Ｖ24
とＶ37がほぼ反転した位相となっているので、第１の直
流電源に流れる電流ｉ1 ＋ｉ2 はリップル電流が打ち消
されるように作用し、電流の実効値は著しく減少して効
率が良くなり、電解コンデンサ３，４の電流容量が低減
して運転の信頼性が向上する。また電流容量の低いコン
デンサが使用可能となり低コスト化も可能となる。
【００３９】本発明の他の実施例の要部構成を図３に示
す。図３において、加算器41はＶ1＋Ｖ2 の加算値Ｖ1
＋Ｖ2 を出力する。関数器42はＶ1 ＋Ｖ2 の値が所定値
を越えるとき電流制限信号Ｖ42を出力し、リミッタ43は
増幅器20の出力信号Ｖ20（電流基準）をＶ42に応じて所
定値に制限する。これにより、Ｖ1 ＋Ｖ2 が所定値を越
えた状態でインバータを起動する場合にＩＧＢＴの電流
を低減させ安全に動作させることが可能となる。
す。図３において、加算器41はＶ1＋Ｖ2 の加算値Ｖ1
＋Ｖ2 を出力する。関数器42はＶ1 ＋Ｖ2 の値が所定値
を越えるとき電流制限信号Ｖ42を出力し、リミッタ43は
増幅器20の出力信号Ｖ20（電流基準）をＶ42に応じて所
定値に制限する。これにより、Ｖ1 ＋Ｖ2 が所定値を越
えた状態でインバータを起動する場合にＩＧＢＴの電流
を低減させ安全に動作させることが可能となる。
【００４０】なお、 600Ｖ定格のＩＧＢＴの逆バイアス
安全動作領域（ＲＢＳＯＡ）の電圧−電流特性例を図５
に示す。図５の例では、定格電流の 200％の電流（Ｉ
c ）を安全にターンオフさせるには 500Ｖの電圧
（ＶCE）に制限する必要がある。
安全動作領域（ＲＢＳＯＡ）の電圧−電流特性例を図５
に示す。図５の例では、定格電流の 200％の電流（Ｉ
c ）を安全にターンオフさせるには 500Ｖの電圧
（ＶCE）に制限する必要がある。
【００４１】サージ電圧を考慮すると更に低い電圧とし
なければならず、安全動作領域は特性ｋより左側に設定
しなければならない。本実施例によれば、特性ｋの左側
で使用することができ高信頼性の運転を確保することが
できる。
なければならず、安全動作領域は特性ｋより左側に設定
しなければならない。本実施例によれば、特性ｋの左側
で使用することができ高信頼性の運転を確保することが
できる。
【００４２】なお、増幅器30にも同様な電流基準制限回
路を設けることによりチョッパ回路のＩＧＢＴ31も安全
動作領域内で信頼性良く動作させることができる。以上
の説明では、インバータの出力電流を制御する例で述べ
たが、インバータの出力電圧を制御するようにしてもよ
い。この場合、電流制限機能を用いることは説明するま
でもない。
路を設けることによりチョッパ回路のＩＧＢＴ31も安全
動作領域内で信頼性良く動作させることができる。以上
の説明では、インバータの出力電流を制御する例で述べ
たが、インバータの出力電圧を制御するようにしてもよ
い。この場合、電流制限機能を用いることは説明するま
でもない。
【００４３】また、関数器39は、増幅器22，23の出力信
号Ｖ22，Ｖ23を用い、三角波Ｖ26の波高値と比較した変
調率を監視し変調率が１を越えないように電流位相を進
めることでも同様な効果が得られる。
号Ｖ22，Ｖ23を用い、三角波Ｖ26の波高値と比較した変
調率を監視し変調率が１を越えないように電流位相を進
めることでも同様な効果が得られる。
【００４４】
【発明の効果】本発明によれば、次のような効果が得ら
れる。請求項１の発明によれば、直流電源の引き込みケ
ーブルを低圧配線で行うことが可能となり、工事費用を
低減し経済性の向上したインバータ装置が得られる。
れる。請求項１の発明によれば、直流電源の引き込みケ
ーブルを低圧配線で行うことが可能となり、工事費用を
低減し経済性の向上したインバータ装置が得られる。
【００４５】請求項３及び請求項５の発明によれば、直
流電圧の上昇を所定電圧に抑制し、低圧のスイッチ素子
を高信頼性で動作させることが可能となりスイッチング
損失を低減させ効率が向上し、スイッチ素子のコストが
低減するので経済性の向上したインバータ装置が得られ
る。
流電圧の上昇を所定電圧に抑制し、低圧のスイッチ素子
を高信頼性で動作させることが可能となりスイッチング
損失を低減させ効率が向上し、スイッチ素子のコストが
低減するので経済性の向上したインバータ装置が得られ
る。
【００４６】請求項６の発明によれば、単相三線式の中
性点と直流電源の中性点を接続できるので単相三線式の
交流系統に連系して運転することのできるインバータ装
置が得られる。
性点と直流電源の中性点を接続できるので単相三線式の
交流系統に連系して運転することのできるインバータ装
置が得られる。
【００４７】請求項７の発明によれば、交流系統に連系
して運転する場合、直流電圧が低下しても歪の少ない正
弦波の電流を供給することが可能となり品質の良い電力
を供給するインバータ装置が得られる。
して運転する場合、直流電圧が低下しても歪の少ない正
弦波の電流を供給することが可能となり品質の良い電力
を供給するインバータ装置が得られる。
【００４８】請求項９の発明によれば、直流電源側に流
れるリップル電流の実効値が低減し、損失が低減して効
率が向上し、信頼性の向上したインバータ装置が得られ
る。請求項10の発明によれば、直流電源の電圧が所定値
より上昇したとき、電流を減少させることができるの
で、過渡的に直流電圧が上昇してもスイッチ素子を安全
動作領域で運転させることができ、信頼性の向上したイ
ンバータ装置が得られる。
れるリップル電流の実効値が低減し、損失が低減して効
率が向上し、信頼性の向上したインバータ装置が得られ
る。請求項10の発明によれば、直流電源の電圧が所定値
より上昇したとき、電流を減少させることができるの
で、過渡的に直流電圧が上昇してもスイッチ素子を安全
動作領域で運転させることができ、信頼性の向上したイ
ンバータ装置が得られる。
【図１】本発明のインバータ装置の一実施例を示す構成
図
図
【図２】本発明の作用を説明するための特性図
【図３】本発明の他の実施例の要部構成図
【図４】本発明の作用を説明するための波形図
【図５】本発明の作用を説明するためのＩＧＢＴの特性
図
図
【図６】従来のインバータ装置の構成図
【図７】太陽電池の電圧−電流の特性図
【図８】ＩＧＢＴの定格電圧と適用直流電圧の特性図
１，２…太陽電池 ３，４…電解コンデンサ ５ａ，５ｂ…ＩＧＢＴ ６ａ，６ｂ…ＩＧＢＴ ７，８…リアクトル ９，10…電流検出器 11，12…コンデンサ 13，14…交流電源 15，16…電圧検出器 17…変圧器 18…低電圧選択回路 19…電圧基準 20，22，23…増幅器 21…掛算器 24，25…ＰＷＭ制御回路 26…三角波発生器 27，28…駆動回路 29…関数器 30，35…増幅器 31…ＩＧＢＴ 32…ダイオード 33…リアクトル 34…電流検出器 36…反転増幅器 37…ＰＷＭ制御回路 38…駆動回路 39…関数器 40…位相シフト回路 41…加算器 42…関数器 43…リミッタ回路
Claims (10)
- 【請求項１】 第１の直流電源から電力を供給し、該第
１の直流電源と直列に第２の直流電源を生成するチョッ
パ回路と、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の
加算電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備えた
ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記チョッパ回路は、一端が前記第１の直流電源の
一端に接続され、他端がインダクタンスを介して前記第
１の直流電源の他端に接続されたスイッチ素子と、一端
が前記第１の直流電源の他端に接続され、他端がダイオ
ードを介して前記スイッチ素子の他端に接続されたコン
デンサで成り、このコンデンサに充電された電荷を前記
第２の直流電源とすることを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項３】 請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記第１の直流電源の電圧に応じて前記第２の直流
電源の電圧を所定の特性で変化するように前記チョッパ
回路を制御する電圧制御手段を設けたことを特徴とする
インバータ装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載のインバータ装置におい
て、前記電圧制御手段は、前記第１の直流電源の電圧に
応じて所定の特性の電圧基準を出力する関数器と、該電
圧基準と前記第２の直流電源の電圧を比較し前記チョッ
パ回路をパルス幅変調制御するＰＷＭ制御手段で成るこ
とを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】 請求項３に記載のインバータ装置におい
て、前記電圧制御手段は、前記第１の直流電源の電圧が
所定値を越えるとき、該電圧の上昇に応じて前記第２の
直流電源の電圧が低下するように制御することを特徴と
するインバータ装置。 - 【請求項６】 請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記インバータ回路は、２組のスイッチ素子を直列
接続して成るハーフブリッジ回路を備え、該２組のスイ
ッチ素子の直列接続点と前記第１の直流電源と第２の直
流電源の直列接続点との間に交流電圧を出力することを
特徴とするインバータ装置。 - 【請求項７】 請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記インバータ回路の交流出力を交流系統に連系
し、該交流系統の電圧に同期した電流基準により前記イ
ンバータの出力電流を高力率に制御する電流制御手段
と、前記第２の直流電源の電圧が該交流系統の電圧の波
高値より低下したとき、前記電流基準を進み位相に制御
する位相シフト手段を設けたことを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項８】 請求項７に記載のインバータ装置におい
て、前記第１の直流電源の電圧と電圧基準との電圧偏差
に関連した信号と前記交流系統の電圧に同期した一定振
幅の交流信号を乗算し、前記電流基準を出力する電流基
準発生手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項９】 請求項１に記載のインバータ装置におい
て、前記チョッパ回路と前記インバータ回路には、それ
ぞれパルス幅変調のためのＰＷＭ制御手段を備え、それ
ぞれのＰＷＭ制御手段のパルス幅変調のためのキャリア
信号の位相を互いに半周期だけずらすことを特徴とする
インバータ装置。 - 【請求項１０】 請求項１に記載のインバータ装置にお
いて、前記第１の直流電源と前記第２の直流電源の加算
電圧が所定値を越えるとき、該加算電圧が増大するに従
って前記チョッパ回路と前記インバータ回路に流れる電
流を減少させる電流制限手段を設けたことを特徴とする
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23943293A JP3190772B2 (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23943293A JP3190772B2 (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0799783A true JPH0799783A (ja) | 1995-04-11 |
| JP3190772B2 JP3190772B2 (ja) | 2001-07-23 |
Family
ID=17044692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23943293A Expired - Fee Related JP3190772B2 (ja) | 1993-09-27 | 1993-09-27 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3190772B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09331684A (ja) * | 1996-06-11 | 1997-12-22 | Fuji Electric Co Ltd | 非絶縁形無停電電源装置 |
| WO2000074225A1 (en) * | 1999-05-31 | 2000-12-07 | Aselsan Elektronik Sanayi Ve Ticaret A.S. | Alternating current motor drive for electrical multiple units (emu) |
| WO2008047146A1 (en) * | 2006-10-20 | 2008-04-24 | Wind Save Limited | Renewable energy resources |
| CN100459404C (zh) * | 2005-06-01 | 2009-02-04 | 南京航空航天大学 | 多路输出的磁轴承开关功率放大器的控制方法 |
| WO2013046739A1 (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-09-27 JP JP23943293A patent/JP3190772B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09331684A (ja) * | 1996-06-11 | 1997-12-22 | Fuji Electric Co Ltd | 非絶縁形無停電電源装置 |
| WO2000074225A1 (en) * | 1999-05-31 | 2000-12-07 | Aselsan Elektronik Sanayi Ve Ticaret A.S. | Alternating current motor drive for electrical multiple units (emu) |
| CN100459404C (zh) * | 2005-06-01 | 2009-02-04 | 南京航空航天大学 | 多路输出的磁轴承开关功率放大器的控制方法 |
| WO2008047146A1 (en) * | 2006-10-20 | 2008-04-24 | Wind Save Limited | Renewable energy resources |
| WO2013046739A1 (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-04 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5655951B2 (ja) * | 2011-09-29 | 2015-01-21 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3190772B2 (ja) | 2001-07-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |