KR102597788B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

전력 변환 장치는, 스위칭 소자를 갖고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와, 인버터의 출력 전류를 검출하는 전류 검출기와, 전류 검출기에 의해 검출되는 출력 전류가, 정현파 형상의 전류 지령치에 추종하도록, 인버터를 제어하는 제어 장치를 구비한다. 제어 장치는, 전류 지령치에 대한 출력 전류의 전류 편차와, 히스테리시스 폭을 비교하는 것에 의해 스위칭 소자의 스위칭을 제어하도록 구성된다. 제어 장치는, 전류 지령치의 제로 크로스 영역에 있어서의 히스테리시스 폭이, 전류 지령치의 피크 영역에 있어서의 히스테리시스 폭보다 작아지도록, 히스테리시스 폭을 설정한다.

Description

전력 변환 장치
이 발명은, 전력 변환 장치에 관한 것이다.
일본 특개 2013－55794호 공보(특허 문헌 1)에는, 직류 전압을 교류 전력으로 변환하여 출력하는 단상 인버터와, 단상 인버터로부터 교류 출력 전류의 고주파 노이즈를 없애는 필터와, 단상 인버터를 구성하는 파워 디바이스를 PWM(Pulse Width　Modulation) 제어하는 제어 수단을 갖는 전력 변환 장치가 개시된다. 특허 문헌 1에 있어서, 제어 수단은, 서로 다른 캐리어 주파수의 삼각파를 발생하는 삼각파 캐리어 주파수 발생 수단을 가진다. 제어 수단은, 필터로부터 출력되는 교류 출력 전류의 전류 리플을 고려하여, 교류 출력 전류의 절대치가 미리 설정된 임계치를 넘었을 경우에는, 캐리어 주파수의 낮은 쪽의 삼각파를 사용하여 PWM 제어를 실행하도록 구성된다. 특허 문헌 1의 전력 변환 장치에 의하면, 전류 리플이 커지는 교류 출력 전류의 순시치가 영 부근에서는, 캐리어 주파수를 저하시키지 않기 때문에, 전류 리플의 최대 진폭치가 커지는 것을 억제할 수가 있다.
(특허 문헌 1): 일본 특개 2013－55794호 공보
인버터를 구성하는 스위칭 소자의 제어에는, 상술한 삼각파 비교 방식의 PWM 제어 이외에, 인버터의 출력 전류가 전류 지령치에 추종하도록 고속으로 전류 제어를 행하는 전류 순시치 제어 방식의 PWM 제어가 있다. 이 전류 순시치 제어 방식에서는, 히스테리시스 콤퍼레이터의 히스테리시스 폭을 증감시키는 것에 의해 스위칭 주파수의 제어가 가능하다. 그렇지만, 히스테리시스 폭이 일정한 상태에서는, 교류 출력 전류의 순시치가 영 부근에 있어서 전류 리플이 커진다.
전류 리플을 저감하기 위해서는, 필터를 구성하는 리액터의 인덕턴스를 크게 하는 것이 유효하지만, 인덕턴스의 증가는 리액터의 대형화 및 중량화를 초래해 버린다. 또는, 히스테리시스 폭 자체를 작게 하는 것으로 전류 리플을 저감할 수가 있지만, 스위칭 주파수가 높아지기 때문에 인버터에서 발생하는 스위칭 손실을 증대시키는 것이 염려된다.
이 발명은, 상기와 같은 과제를 해결하기 위해서 된 것으로, 그 목적은, 스위칭 손실을 저감하면서, 출력 전류에 포함되는 전류 리플을 저감할 수가 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
이 발명의 어느 국면에 의하면, 전력 변환 장치는, 스위칭 소자를 갖고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와, 인버터의 출력 전류를 검출하는 전류 검출기와, 전류 검출기에 의해 검출되는 출력 전류가, 정현파 형상의 전류 지령치에 추종하도록, 인버터를 제어하는 제어 장치를 구비한다. 제어 장치는, 전류 지령치에 대한 출력 전류의 전류 편차와, 히스테리시스 폭을 비교하는 것에 의해 스위칭 소자의 스위칭을 제어하도록 구성된다. 제어 장치는, 전류 지령치의 제로 크로스 영역에 있어서의 히스테리시스 폭이, 전류 지령치의 피크 영역에 있어서의 히스테리시스 폭보다 작아지도록, 히스테리시스 폭을 설정한다.
이 발명에 의하면, 스위칭 손실을 저감하면서, 출력 전류에 포함되는 전류 리플을 저감할 수가 있는 전력 변환 장치를 제공할 수가 있다.
도 1은 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 개략 구성도이다.
도 2는 전류 임계치 생성 회로 및 히스테리시스 콤퍼레이터의 종래의 구성예를 나타내는 블럭도이다.
도 3은 도 2에 나타낸 종래의 구성예에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치에 있어서의 전류 임계치 생성 회로 및 히스테리시스 콤퍼레이터의 구성예를 나타내는 블럭도이다.
도 5는 도 4에 나타낸 전류 임계치 생성 회로의 동작을 설명하기 위한 도이다.
도 6은 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 도이다.
도 11은 게인 Ki, K와 전류 지령치의 대응 관계의 제 1 예를 나타내는 도면이다.
도 12는 게인 Ki, K와 전류 지령치의 대응 관계의 제 2 예를 나타내는 도면이다.
이하, 본 발명의 실시의 형태에 대해 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 또한, 도면 중의 동일 또는 상당 부분에는 동일 부호를 부여하여 그 설명은 반복 하지 않는다.
도 1은, 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치의 개략 구성도이다. 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치는, 직류 전력 및 삼상 교류 전력(U상 전력, V상 전력, W상 전력)의 사이에서 전력 변환을 행하도록 구성된다.
도 1을 참조하고, 전력 변환 장치(100)는, 직류 단자 P, N과, 교류 단자 U, V, W와, 직류 평활 콘덴서(1)와, 인버터(2)와, 리액터(3)와, AC 콘덴서(4)와, 전류 검출기(5)와, 전압 검출기(6)와, 제어 장치(20)를 구비한다.
직류 단자 P(고전위 측 직류 단자) 및 직류 단자 N(저전위 측 직류 단자)는 도시하지 않은 직류 전원으로부터 직류 전력을 받는다. 직류 단자 P에는 직류 정모선 PL이 접속되고, 직류 단자 N에는 직류 부모선 NL이 접속된다. 교류 단자 U, V, W에는 도시하지 않는 부하가 접속된다. 교류 단자 U는 U상 단자이며, 교류 단자 V는 V상 단자이고, 교류 단자 W는 W상 단자이다.
인버터(2)는, 직류 평활 콘덴서(1)로부터의 직류 전력을 삼상 교류 전력으로 변환한다. 인버터(2)로부터 출력되는 삼상 교류 전력은 교류 단자 U, V, W를 통하여 도시하지 않은 부하에 공급된다. 인버터(2)는, 전력용 반도체 스위칭 소자(이하, 간단히 「스위칭 소자」라고도 칭한다) Q1~Q6를 가진다.
스위칭 소자 Q1, Q2는 직류 정모선 PL 및 직류 부모선 NL의 사이에 직렬로 접속되고, U상 암을 구성한다. 스위칭 소자 Q3, Q4는 직류 정모선 PL 및 직류 부모선 NL의 사이에 직렬로 접속되고, V상 암을 구성한다. 스위칭 소자 Q5, Q6은 직류 정모선 PL 및 직류 부모선 NL의 사이에 직렬로 접속되고, W상 암을 구성한다.
또한, 도 1에서는, 스위칭 소자로서 IGBT(Insulated　Gate　Bipolar　Transistor)를 이용하고 있지만, MOSFET(Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor) 등의 임의의 자기 소호형의 스위칭 소자를 이용할 수가 있다. 스위칭 소자 Q1~Q6의 각각에는 다이오드 D1~D6이 역병렬로 접속되어 있다. 다이오드 D1~D6의 각각은, 대응하는 스위칭 소자의 오프 시에 프리휠 전류(freewheel current)를 흘리기 위해 마련되어 있다. 스위칭 소자가 MOSFET인 경우, 프리휠 다이오드는 기생의 다이오드(보디 다이오드)로 구성된다. 스위칭 소자가 다이오드를 내장하지 않는 IGBT인 경우, 프리휠 다이오드는 IGBT에 역병렬로 접속된 다이오드로 구성된다.
스위칭 소자 Q1, Q2는 각각 게이트 신호 G1, G2에 의해 제어되고, 스위칭 소자 Q3, Q4는 각각 게이트 신호 G3, G4에 의해 제어되며, 스위칭 소자 Q5, Q6는 각각 게이트 신호 G5, G6에 의해 제어된다. 게이트 신호 G2, G4, G6은, 각각 게이트 신호 G1, G3, G5의 반전 신호이다.
스위칭 소자 Q1, Q3, Q5는, 각각 게이트 신호 G1, G3, G5가 논리치 「1」로 되었을 경우에 온하고, 각각 게이트 신호 G1, G3, G5가 논리치 「0」으로 되었을 경우에 오프한다. 스위칭 소자 Q2, Q4, Q6은, 각각 게이트 신호 G2, G4, G6이 논리치 「1」로 되었을 경우에 온하고, 각각 게이트 신호 G2, G4, G6이 논리치 「0」으로 되었을 경우에 오프한다.
게이트 신호 G1~G6의 각각은 펄스 신호열이며, PWM 신호이다. 게이트 신호 G1, G2의 위상과 게이트 신호 G3, G4의 위상과 게이트 신호 G5, G6의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 게이트 신호 G1~G6의 생성 방법에 대해서는 후술한다.
리액터(3) 및 AC 콘덴서(4)는 필터 회로를 구성하고, 인버터(2)로부터 발생하는 고조파 성분을 제거한다. 리액터(3)의 한쪽 끝은 대응하는 상 암의 2개의 스위칭 소자의 접속점에 접속된다. 리액터(3)의 다른 쪽 끝은 대응하는 상의 교류 단자에 접속된다. AC 콘덴서(4)는 각 상 사이에 접속된다.
전류 검출기(5)는, 인버터(2)로부터 출력되는 삼상 교류 전류(이하, 「리액터 전류」라고도 칭한다) iu, iｖ, iw를 검출하고, 검출치를 제어 장치(20)에 준다. 전압 검출기(6)는, 삼상 교류 전압(U상 전압 Vu, V상 전압 Vｖ, W상 전압 Vw)을 검출하고, 검출치를 제어 장치(20)에 준다.
제어 장치(20)는, 인버터(2)를 구성하는 스위칭 소자 Q1~Q6의 스위칭을 제어한다. 제어 장치(20)는, 스위칭 소자 Q1~Q6를 온 오프시키기 위한 제어 신호(게이트 신호 G1~G6)를 생성하고, 생성한 게이트 신호 G1~G6를 인버터(2)에 출력한다. 제어 장치(20)는, 주로 CPU(Central　Processing　Unit), 메모리 및 인터페이스 회로 등에 의해 실현된다.
본 실시의 형태에서는, 제어 장치(20)는, 전류 순시치 제어 방식에 의해 게이트 신호 G1~G6를 생성한다. 구체적으로는, 제어 장치(20)는, 승산기(8u), (8v), (8w)와, 감산기(9u), (9v), (9w)와, 히스테리시스 콤퍼레이터(10u), (10v), (10w)와, 게이트 신호 생성 회로(11)와, 게이트 회로(12)와, 전류 임계치 생성 회로(13)를 가진다.
승산기(8u)는, 전압 검출기(6)에 의해 검출된 U상 전압 Vu에 미리 정해진 유효 전류 지령치 ip*에 대응하는 게인을 승산하는 것에 의해, U상 전류 지령치 iu*를 생성한다. 유효 전류 지령치 ip*는, 인버터(2)에 의한 출력 유효 전류 지령치이다. 유효 전류 지령치 ip*의 가중치는, 전압 검출기(6)의 게인을 고려하여 결정된다. 승산기(8ｖ)는, 전압 검출기(6)에 의해 검출된 V상 전압 Vｖ에 유효 전류 지령치 ip*에 대응하는 게인을 승산하는 것에 의해, V상 전류 지령치 iｖ*를 생성한다. 승산기(8w)는, 전압 검출기(6)에 의해 검출된 W상 전압 Vw에 유효 전류 지령치 ip*에 대응하는 게인을 승산하는 것에 의해, W상 전류 지령치 iw*를 생성한다.
감산기(9u)는, U상 전류 지령치 iu*와 전류 검출기(5)에 의해 검출된 U상 전류 iu의 전류 편차 Δiu를 산출한다. 감산기(9v)는, V상 전류 지령치 iｖ*와 전류 검출기(5)에 의해 검출된 V상 전류 iｖ의 전류 편차 Δiｖ를 산출한다. 감산기(9w)는, W상 전류 지령치 iw*와 전류 검출기(5)에 의해 검출된 W상 전류 iw의 전류 편차 Δiw를 산출한다.
전류 임계치 생성 회로(13)는, 전류 편차 Δi(U상 전류 편차 Δiu, V상 전류 편차 Δiｖ, W상 전류 편차 Δiw)에 대한 임계치를 생성한다. 임계치는, 전류 편차 Δi의 정측의 임계치인 상한치 ΔiH와, 전류 편차 Δi의 부측의 임계치인 하한치 ΔiL을 포함한다. 상한치 ΔiH와 하한치 ΔiL은 크기가 서로 동일하다. 상한치 ΔiH는, U상 전류 편차 Δiu의 상한치 ΔiuH, V상 전류 편차 Δiｖ의 상한치 ΔiｖH, W상 전류 편차 Δiw의 상한치 ΔiwH를 가진다. 하한치 ΔiL은, U상 전류 편차 Δiu의 하한치 ΔiuL, V상 전류 편차 Δiｖ의 하한치 ΔiｖL, W상 전류 편차 Δiw의 하한치 ΔiwL을 가진다.
히스테리시스 콤퍼레이터(10u)는, 감산기(9u)로부터 U상 전류 편차 Δiu를 받고, 전류 임계치 생성 회로(13)로부터 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL을 받는다. 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)는, U상 전류 편차 Δiu와 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL을 비교하고, 비교 결과를 나타내는 신호를 출력한다. 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)의 출력 신호는 PWM 신호 Uo에 대응한다.
히스테리시스 콤퍼레이터(10ｖ)는, 감산기(9v)로부터 V상 전류 편차 Δiｖ를 받고, 전류 임계치 생성 회로(13)로부터 V상 상한치 ΔiｖH 및 V상 하한치 ΔiｖL을 받는다. 히스테리시스 콤퍼레이터(10ｖ)는, V상 전류 편차 Δiｖ와 V상 상한치 ΔiｖH 및 V상 하한치 ΔiｖL을 비교하고, 비교 결과를 나타내는 신호를 출력한다. 히스테리시스 콤퍼레이터(10ｖ)의 출력 신호는 PWM 신호 Vo에 대응한다.
히스테리시스 콤퍼레이터(10w)는, 감산기(9w)로부터 W상 전류 편차 Δiw를 받고, 전류 임계치 생성 회로(13)로부터 W상 상한치 ΔiwH 및 W상 하한치 ΔiwL을 받는다. 히스테리시스 콤퍼레이터(10w)는, W상 전류 편차 Δiw와 W상 상한치 ΔiwH 및 W상 하한치 ΔiwL을 비교하고, 비교 결과를 나타내는 신호를 출력한다. 히스테리시스 콤퍼레이터(10w)의 출력 신호는 PWM 신호 Wo에 대응한다.
히스테리시스 콤퍼레이터(10u), (10ｖ), (10w)로부터 출력된 PWM 신호 Uo, Vo, Wo는 게이트 신호 생성 회로(11)에 입력된다. 게이트 신호 생성 회로(11)는, PWM 신호 Uo, Vo, Wo 및 그 논리 반전 신호에 소정의 온 지연 처리를 시행하는 것에 의해, 인버터(2)의 스위칭 소자 Q1~Q6의 스위칭을 각각 제어하기 위한 게이트 신호 G1~G6을 생성한다. 게이트 신호 생성 회로(11)에 의해 생성된 게이트 신호 G1~G6은, 게이트 회로(12)를 통하여, 대응하는 스위칭 소자의 게이트에 인가된다.
도 2는, 전류 임계치 생성 회로(13) 및 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)의 종래의 구성예를 나타내는 블럭도이다. 도 2에 나타내는 종래의 구성예에 있어서, 전류 임계치 생성 회로(13)는, 전류 임계치(130)와, 승산기 (131), (132), (134)를 가진다.
전류 임계치(130)는, U상 전류 지령치 iu*에 대한 U상 전류 iu의 히스테리시스 폭을 결정하기 위해서 미리 설정되어 있는 기준치이다. 히스테리시스 폭은, 인버터(2)의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 좌우한다. 즉, 히스테리시스 폭이 작아짐에 따라, 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 증가하기 때문에, 스위칭 주파수가 높아진다. 전류 임계치(130)는, 인버터(2)의 스위칭 소자의 스위칭 속도 등에 근거하여 설정할 수가 있다.
승산기(131)는, 전류 임계치(130)에 대해서 U상 전류 지령치 iu*의 피크치(iu*＿peak)를 곱한다. 승산기(132)는, 승산기(131)의 출력치에 게인 K를 승산한다. 게인 K는, 히스테리시스 폭을 결정하기 위한 계수이며, 임의의 정값(positive value)을 취할 수 있다. 승산기(132)의 승산 결과는, U상 전류 편차 Δiu의 상한치 ΔiuH로서 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)에게 주어진다.
승산기(134)는, 승산기(132)의 승산 결과에 「-1」을 승산한다. 승산기(134)의 승산 결과는, U상 전류 편차 Δiu의 하한치 ΔiuL로서 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)에 주어진다. 상한치 ΔiuH와 하한치 ΔiuL은 서로 크기가 동일하고, 정부가 다르다.
히스테리시스 콤퍼레이터(10u)는, 콤퍼레이터 C1, C2와, RS 플립 플롭(120)을 가진다. 콤퍼레이터 C1은, 감산기(9u)로부터 주어지는 U상 전류 편차 Δiu와, 전류 임계치 생성 회로(13)로부터 주어지는 상한치 ΔiuH를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 신호를 출력한다. 콤퍼레이터 C1은,Δiu＞ΔiuH 때에 논리치 「1」의 신호를 출력하고,Δiu＜ΔiuH 때에 논리치 「0」의 신호를 출력한다. 콤퍼레이터 C2는, 감산기(9u)로부터 주어지는 U상 전류 편차 Δiu와, 전류 임계치 생성 회로(13)로부터 주어지는 하한치 ΔiuL을 비교하고, 비교 결과를 나타내는 신호를 출력한다. 콤퍼레이터 C2는, Δiu＜ΔiuL 때에 논리치 「1」의 신호를 출력하고,Δiu＞ΔiuL 때에 논리치 「0」의 신호를 출력한다.
RS 플립 플롭(120)은, 세트 단자 S에 콤퍼레이터 C1의 출력 신호를 받고, 리셋트 단자 R에 콤퍼레이터 C2의 출력 신호를 받는다. RS 플립 플롭(120)은, 콤퍼레이터 C1의 출력 신호의 논리치가 「0」으로부터 「1」로 변경하면, 즉, U상 전류 편차 Δiu가 상한치 Δiu를 넘으면, 출력 단자 Q로부터 출력되는 신호의 논리치를 「0」으로부터 「1」로 변경한다. 또 RS 플립 플롭(120)은, 콤퍼레이터 C2의 출력 신호의 논리치가 「0」으로부터 「1」로 변경하면, 즉, U상 전류 편차 Δiu가 하한치 ΔiuL을 하회하면, 출력 단자 Q로부터 출력되는 신호의 논리치를 「1」로부터 「0」으로 변경한다. RS 플립 플롭(120)의 출력 신호는 PWM 신호 Uo(도 1 참조)에 대응한다.
히스테리시스 콤퍼레이터(10u)로부터 출력된 PWM 신호 Uo는 게이트 신호 생성 회로(11)에 입력된다. 게이트 신호 생성 회로(11)는, PWM 신호 Uo 및 그 논리 반전 신호에 소정의 온 지연 처리를 시행하는 것에 의해, 인버터(2)의 U상 암을 구성하는 스위칭 소자 Q1, Q2의 스위칭을 각각 제어하기 위한 게이트 신호 G1, G2를 생성한다.
도 3은, 도 2에 나타낸 종래의 구성예에 따른 전력 변환 장치(100)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 3에서는, U상을 예로 종래의 구성예에 따른 전력 변환 장치(100)의 동작을 설명한다. 또한, V상 및 W상에 대해서도 마찬가지이다.
도 3의 상단에 있어서, 파선은 정현파의 U상 전류 지령치 iu*를 나타낸다. 점선은 U상 전류 지령치 iu*에 대해서 마련된 히스테리시스 폭을 나타낸다. 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 각각은, 히스테리시스 폭의 1/2의 크기를 가지고 있다. 실선은 인버터(2)의 U상 전류 iu를 나타낸다. 도 3의 하단은, 스위칭 소자 Q1를 스위칭시키기 위한 게이트 신호 G1을 나타낸다. 도시하지 않는 게이트 신호 G2는, 게이트 신호 G1의 반전 신호이다.
U상 전류 iu가 정방향으로 변화하여 U상 전류 편차 Δiu가 상한치 ΔiuH에 이르면, 게이트 신호 G1은 논리치 「0」으로 되고, 게이트 신호 G2는 논리치 「1」로 된다. 논리치 「0」의 게이트 신호 G1은 인버터(2)의 스위칭 소자 Q1을 오프한다. 논리치 「1」의 게이트 신호 G2는 인버터(2)의 스위칭 소자 Q2를 온한다. 이것에 의해, 교류 부하에 부전압이 인가되기 때문에, 출력 전류 iu가 부방향으로 변화한다.
U상 전류 iu가 부방향으로 변화하여 U상 전류 편차 Δiu가 하한치 ΔiuL에 이르면, 게이트 신호 G1은 논리치 「1」로 되고, 게이트 신호 G2는 논리치 「0」으로 된다. 논리치 「1」의 게이트 신호 G1은 인버터(2)의 스위칭 소자 Q1을 온한다. 논리치 「0」의 게이트 신호 G2는 인버터(2)의 스위칭 소자 Q2를 오프한다. 이것에 의해, 교류 부하에 정전압이 인가되기 때문에, 전류 iu가 정방향으로 변화한다.
이와 같이 하여, U상 전류 iu를 U상 전류 지령치 iu*에 대해서 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL로 되는 히스테리시스 폭에 넣도록, 스위칭 소자 Q1, Q2의 스위칭이 제어된다.
또한, 도 2의 구성예에서는, 전류 임계치(130)에 승산하는 게인 K의 크기에 의해, 히스테리시스 폭을 조정할 수가 있다. 구체적으로는, 게인 K의 값을 크게 함에 따라 히스테리시스 폭이 커진다. 히스테리시스 폭이 커지면, 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 감소하기 때문에, 스위칭 주파수가 저하한다. 그 결과, 인버터(2)에서 발생하는 스위칭 손실이 감소한다. 한편, 리액터 전류 iu에 중첩하는 전류 리플이 커지기 때문에, 리액터(3)에서 발생하는 손실(이하, 「리액터 손실」이라고도 칭한다)이 증가하게 된다.
반대로, 게인 K의 값을 작게 하면, 히스테리시스 폭이 작아지는 것에 의해, 인버터(2)에 있어서의 스위칭 주파수가 상승한다. 그 결과, 인버터(2)에서 발생하는 스위칭 손실이 증가한다. 한편, 전류 리플이 작아지기 때문에, 리액터 손실이 감소하게 된다. 게인 K는 「제 2 게인」에 상당한다.
여기서, 인버터(2)의 동작 중, 리액터 전류의 방향(극성)이 반전하는 타이밍(전류 제로 크로스) 부근에 있어서는, 리액터 전류가 피크가 되는 타이밍(전류 피크) 부근에 비해, 전류 리플이 커지는 것이 알려져 있다. 이것은, 삼상 교류 전압 Vu, Vｖ, Vw에 대한 리액터 전류 iu, iｖ, iw의 역률이 1인 경우, 전류 제로 크로스 부근에서는 리액터(3)의 단자간 전압이 피크가 되는 것에 의한다. 그 때문에, 전류 제로 크로스 부근에서는, 리액터 손실이 증가함과 함께, 리액터 전류의 노이즈 성분이 증가한다. 전류 리플을 저감하기 위해서는 리액터(3)의 인덕턴스를 크게 하는 것이 유효하지만, 인덕턴스의 증가는 리액터(3)의 대형화 및 중량화를 초래해 버린다.
또한, 상술한 바와 같이 히스테리시스 폭을 작게 하면, 전류 리플을 저감할 수가 있지만, 반면에, 인버터(2)에 있어서의 스위칭 주파수가 상승하기 때문에, 스위칭 손실을 증가시키게 된다. 특히 전류 피크 부근에 있어서는, 스위칭 손실의 증가가 현저하게 되는 것이 염려된다.
그래서, 본 실시의 형태에서는, 전류 리플이 커지는 전류 제로 크로스를 포함하는 소정 영역(이하, 「전류 제로 크로스 영역」이라고도 칭한다)에 있어서, 전류 피크를 포함하는 소정 영역(이하, 「전류 피크 영역」이라고도 칭한다)과 비교하여, 히스테리시스 폭을 작게 하는 구성으로 한다. 이것에 의하면, 전류 제로 크로스 영역에서는 전류 리플을 저감할 수 있지만, 한편으로, 스위칭 주파수가 높아진다. 다만, 전류 제로 크로스 영역에서는 리액터 전류 자체가 작기 때문에, 스위칭 주파수의 상승에 따른 스위칭 손실의 증가를 억제할 수가 있다. 한편, 전류 피크 영역에서는, 히스테리시스 폭을 크게 하는 것에 의해, 스위칭 주파수를 낮게 할 수가 있어, 결과적으로 스위칭 손실의 증가를 억제할 수가 있다.
이하, 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치(100)의 구성 및 동작에 대해 설명한다. 또한, 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치(100)는, 제어 장치(20)에 있어서의 전류 임계치 생성 회로(13)의 구성이, 도 2에 나타낸 종래의 구성예와는 다르기 때문에, 다른 점에 대해서만 설명한다.
도 4는, 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치(100)에 있어서의 전류 임계치 생성 회로(13) 및 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)의 구성예를 나타내는 블럭도이다. 도 4에는, 전류 임계치 생성 회로(13) 중, U상 전류 편차 Δiu에 대한 임계치(상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL)의 생성에 관련하는 부분이 대표적으로 나타나고 있다. V상 전류 편차 Δiｖ및 W상 전류 편차 Δiw에 대한 임계치에 대해서도, 같은 구성을 이용하여 생성할 수가 있다.
도 4를 참조하고, 본 실시의 형태에 따른 전류 임계치 생성 회로(13)는, 도 2에 나타낸 종래의 전류 임계치 생성 회로(13)와 마찬가지로, 전류 편차 Δi(U상 전류 편차 Δiu, V상 전류 편차 Δiｖ, W상 전류 편차 Δiw)에 대한 임계치(상한치 ΔiH 및 하한치 ΔiL)을 생성하도록 구성된다. 다만, 본 실시의 형태에 따른 전류 임계치 생성 회로(13)는, 종래의 전류 임계치 생성 회로(13)와 비교하여, 전류 임계치(130)를 대신하여, 위상 취득부(140), 2배파 생성부(142), 위상 지연부(144), 승산기(146), 가산기(148) 및 최소치 선택부(150)를 갖는 점이 다르다.
위상 취득부(140)는, U상 전류 지령치 iu*의 위상 을 취득한다. 2배파 생성부(142)는, 취득한 위상 을 2배하고, 위상 2를 입력으로 하여, 진폭이 「1」인 정현파를 발생한다. 이것에 의해, U상 전류 지령치 iu*의 2배파 성분 Sin(2)가 생성된다.
위상 지연부(144)는, 생성된 2배파 성분 Sin(2)의 위상을, U상 전류 지령치 iu*의 위상 에 대해서 90о만큼 지연시키는 것에 의해, 지연 2배파 성분을 생성한다. 위상 지연부(144)로부터 출력되는 지연 2배파 성분 Sin(2－90о)에 대해서, 승산기(146)는 게인 Ki를 승산한다. 이 게인 Ki는, 지연 2배파 성분 Sin(2－90о)의 진폭을 결정하기 위한 계수이다. 게인 Ki는, 0 이상 1 이하의 범위의 임의의 값을 취할 수가 있다. 게인 Ki는 「제 1 게인」에 상당한다.
가산기(148)는, 승산기(146)에 의해 생성된 지연 2배파 성분 Ki×Sin(2－90о)에 대해서 「1」을 가산한다. 이것에 의해, 지연 2배파 성분은 정방향으로 「＋1」만큼 오프셋(offset)되고, Ki×Sin(2－90о)＋1이 된다.
최소치 선택부(150)는, 가산기(148)에 의해 생성된 지연 2배파 성분 Ki×Sin(2－90о)＋1과, 값 「1」 중, 값이 작은 쪽을 선택한다. 승산기(131)는, 최소치 선택부(150)에서 선택된 값에 대해서 U상 전류 지령치 iu*의 피크치(iu*＿peak)을 곱한다.
승산기(131)에 의해 산출된 값은, 도 2에 나타낸 「전류 임계치」를 구성한다. 다만, 도 2에 나타내는 종래의 구성예에서는, 전류 임계치는 미리 설정된 고정치인데 대해, 본 실시의 형태에서는, 전류 임계치는, U상 전류 지령치 iu*의 위상 의 2배에 따라 주기적으로 변화하는 가변치가 된다.
승산기(132)는, 승산기(131)의 출력 신호에 게인 K(제 2 게인)를 승산한다. 도 2에서 나타내는 바와 같이, 게인 K는, 히스테리시스 폭을 결정하기 위한 계수이며, 임의의 정값을 취할 수가 있다. 승산기(132)의 승산 결과는, U상 전류 편차 Δiu의 상한치 ΔiuH로서 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)에 주어진다.
승산기(134)는, 승산기(132)의 승산 결과에 「－1」을 승산한다. 승산기(134)의 승산 결과는, U상 전류 편차 Δiu의 하한치 ΔiuL로서 히스테리시스 콤퍼레이터(10u)에 주어진다. 상한치 ΔiuH와 하한치 ΔiuL은 서로 크기가 동일하고, 정부가 다르다.
도 5는, 도 4에 나타낸 전류 임계치 생성 회로(13)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 5(a)~도 5(d)에는, 도 4의 전류 임계치 생성 회로(13)에 의해 생성되는 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 파형이 나타난다. 또한, 도 5(a)~도 5(d)의 예에서는, 승산기(132)의 게인 K를 K=1.0으로 하고 있다.
도 5(a)는, 게인 Ki=0.2로 했을 경우의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 파형을 나타낸다. 도 5(a)에는, 진폭을 「1」로 정규화한 U상 전류 지령 iu*의 파형이 합쳐서 나타난다.
상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL은, 지연 2배파 성분인 0.2×Sin(2－90о)＋1과, 값 「1」 중 최소치를 이용하여 생성되기 때문에, U상 전류 지령 iu*의 2배의 주파수로 변화한다. 또한, 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 차분은 히스테리시스 폭에 상당한다.
도 5(a)에 나타내는 바와 같이, U상 전류 지령 iu*의 피크 부근에서는, 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 크기는 「1」로 되는 것에 대해, U상 전류 지령 iu*의 제로 크로스 부근에서는, 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 크기는 「1」미만이 된다. 그 결과, U상 전류 지령 iu*의 제로 크로스 부근에서는, 전류 피크 부근에 비해 히스테리시스 폭이 작아지고 있다.
도 5(b)는, 게인 Ki=0.4로 했을 경우의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 파형을 나타낸다. 도 5(c)는, 게인 Ki=0.6으로 했을 경우의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 파형을 나타낸다. 도 5(d)는, 게인 Ki=0.8로 했을 경우의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 파형을 나타낸다.
도 5(a)~도 5(d)를 대비하면, 게인 Ki(제 1 게인)를 크게 함에 따라, 전류 제로 크로스 부근에서의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 크기가 작아지고 있는 것을 알 수 있다. 즉, 게인 Ki를 크게 할수록, 전류 제로 크로스 부근에서의 히스테리시스 폭이 작아지고 있다. 이것에 대해서, 전류 피크 부근에서의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL은 게인 Ki의 크기에 상관없이, 일정한 값 「1」을 나타내고 있다. 즉, 게인 Ki를 크게 해도, 전류 피크 부근에서의 히스테리시스 폭은 변함없다.
이것에 의하면, 게인 Ki에 따라, 전류 피크 영역에서의 히스테리시스 폭은 바꾸지 않고, 전류 제로 크로스 영역에서의 히스테리시스 폭만을 변화시킬 수가 있다. 이와 같이 본 실시의 형태에서는, 전류 임계치 생성 회로(13)(도 4 참조)에 있어서, U상 전류 지령치 iu*의 지연 2배파 성분에 승산하는 게인 Ki의 크기를 조정하는 것에 의해, 전류 제로 크로스 영역에서의 히스테리시스 폭을 임의의 크기로 설정할 수가 있다.
다음에, 본 실시의 형태에 따른 전력 변환 장치(100)의 동작에 대해 설명한다.
도 6 내지 10은, 게인 Ki를 변화시켰을 경우의 인버터(2)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 6 내지 도 10의 각 도면에는, 최상단으로부터 순서대로, 삼상 교류 전압 Vu, Vｖ, Vw, 전류 지령치 iu*, iｖ*, iw*, U상 전류 iu 및 U상 전류 편차 Δiu의 파형이 나타나고 있다. 또한, 최하단의 U상 전류 편차 Δiu는, U상 전류 지령치 iu*로부터 U상 전류 iu를 감산하는 것에 의해 얻어지는 것이다. U상 전류 편차 Δiu의 파형에는, 도 4의 전류 임계치 생성 회로(13)에 의해 생성된 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 파형이 중첩하여 나타나고 있다. 도 6 내지 도 10에서는, 게인 K=0.25로 하고 있다.
도 6은, 게인 Ki=0으로 했을 경우, 즉 도 2에 나타낸 종래의 구성예에 있어서의 인버터(2)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 6에 나타내는 바와 같이, 게인 Ki=0인 경우에는, 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL이 U상 전류 지령치 iu*의 크기에 상관없이 일정치가 되기 때문에, 히스테리시스 폭도 일정하게 되어 있다. 전류 제로 크로스 부근에서는, 전류 편차가 커지기 때문에, 히스테리시스 콤퍼레이터(10)의 출력 신호가 반전하기 쉬워진다. 그 결과, 전류 제로 크로스 부근에서는, 전류 피크 부근에 비해 스위칭 횟수가 커지고 있다.
도 7은, 게인 Ki=0.2로 했을 경우, 즉 도 5(a)에 나타내는 히스테리시스 폭을 이용했을 경우의 인버터(2)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 7을 참조하여, 게인 Ki=0.2인 경우, 도 6과 비교하여, 전류 제로 크로스 부근에 있어서의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 크기가 작아진다. 즉, 전류 제로 크로스 부근에 있어서의 히스테리시스 폭이 도 6에 있어서의 히스테리시스 폭보다 작아지고 있다. 이것에 의하면, 전류 제로 크로스 부근에서는, 히스테리시스 폭이 작아지는 것에 의해 스위칭 주파수가 상승하기 때문에, 전류 리플을 저감할 수가 있다.
도 8은, 게인 Ki=0.4로 했을 경우, 즉 도 5(b)에 나타내는 히스테리시스 폭을 이용했을 경우의 인버터(2)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 9는, 게인 Ki=0.6으로 했을 경우, 즉 도 5(c)에 나타내는 히스테리시스 폭을 이용했을 경우의 인버터(2)의 동작을 설명하기 위한 도면이다. 도 10은, 게인 Ki=0.8로 했을 경우, 즉 도 5(d)에 나타내는 히스테리시스 폭을 이용했을 경우의 인버터(2)의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 6 내지 도 10의 사이에서 전류 편차 Δiu를 비교하면, 게인 Ki가 커질수록, 전류 제로 크로스 부근에서의 상한치 ΔiuH 및 하한치 ΔiuL의 크기가 작아지는 것에 의해 히스테리시스 폭이 작아지고 있다. 이것에 의해, 전류 제로 크로스 부근에서의 U상 전류 편차 Δiu가 작아진다. 즉, 게인 Ki가 커질수록, 전류 리플이 작아지고 있다. 한편, 게인 Ki가 커질수록, 전류 제로 크로스 부근에서의 스위칭 횟수가 커지고 있다.
이와 같이 본 실시의 형태에 따른 전류 임계치 생성 회로(13)에 있어서는, 게인 Ki(제 1 게인)에 의해, 전류 제로 크로스 부근에 있어서의 히스테리시스 폭과, 전류 피크 부근에 있어서의 히스테리시스 폭의 비율을 조정할 수가 있다. 또한, 게인 K(제 2 게인)에 의해, 전류 피크 부근에 있어서의 히스테리시스 폭을 조정할 수가 있다. 따라서, 전류 지령치 iu*, iｖ*, iw*의 피크치에 따라, 게인 Ki 및 게인 K의 각각의 크기를 변화시킬 수가 있다.
도 11에, 게인 Ki, K와 전류 지령치의 대응 관계의 제 1 예를 나타낸다. 도 11의 횡축은 전류 지령치의 피크치이며, 종축은 게인 Ki, K이다. 도 11에 나타내는 제 1 예에서는, 게인 Ki는, 전류 지령치의 피크치의 감소에 따라 커지도록 구성된다. 또한, 게인 Ki 및 전류 지령치의 대응 관계를 나타내는 특성선은, 직선으로 한정되지 않고, 계단 형상 또는 곡선 등을 채용할 수가 있다. 제 1 예에서는, 인버터(2)의 출력 전류의 피크치가 작아질수록 스위칭 손실이 작아지기 때문에, 전류 제로 크로스 부근에 있어서의 히스테리시스 폭의 감소에 따른 스위칭 주파수의 상승에 의한 영향을 받기 어려워진다. 따라서, 스위칭 손실을 늘리는 일 없이, 전류 리플을 저감시키는 것이 가능해진다.
도 12에, 게인 Ki, K와 전류 지령치의 대응 관계의 제 2 예를 나타낸다. 도 12의 횡축은 전류 지령치의 피크치이며, 종축은 게인 Ki, K이다. 도 12에 나타내는 제 2 예에서는, 게인 K는, 전류 지령치의 피크치의 증가에 따라 커지도록 구성된다.
제 2 예에서는, 인버터(2)의 출력 전류가 커질수록, 전류 피크 부근에 있어서의 히스테리시스 폭이 커지기 때문에, 스위칭 손실이 감소한다. 한편, 전류 제로 크로스 부근에서의 전류 리플이 커져 버린다. 그래서, 게인 K를 크게 하는 것에 맞추어서 게인 Ki를 크게 하여 전류 제로 크로스 부근에서의 히스테리시스 폭을 작게 한다. 이것에 의하면, 스위칭 손실을 감소하면서, 전류 리플도 저감하는 것이 가능해진다. 또한 게인 K, Ki의 각각과 전류 지령치의 대응 관계를 나타내는 특성선은, 직선으로 한정되지 않고, 계단 형상 또는 곡선 등을 채용할 수가 있다.
이번 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 하는 것이다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등의 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1　직류 평활 콘덴서, 2 인버터, 3 리액터, 5 전류 검출기, 6 전압 검출기, 8u, 8v, 8w, 131, 132, 134, 146 승산기, 9u, 9, 9w　감산기, 10u, 10, 10w　히스테리시스 콤퍼레이터, 11 게이트 신호 생성 회로, 12 게이트 회로, 13 전류 임계치 생성 회로, 120　RS 플립 플롭, 140 위상 취득부, 142　2배파 생성부, 144 위상 지연부, 148 가산기, 150 최소치 선택부, C1, C2　비교기, Q1~Q6　스위칭 소자, D1~D6　다이오드, PL　직류 정모선, NL　직류 부모선.

Claims (6)

  1. 스위칭 소자를 갖고, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터와,
    상기 인버터의 출력 전류를 검출하는 전류 검출기와,
    상기 전류 검출기에 의해 검출되는 상기 출력 전류가, 정현파 형상의 전류 지령치에 추종하도록, 상기 인버터를 제어하는 제어 장치를 구비하고,
    상기 제어 장치는, 상기 전류 지령치에 대한 상기 출력 전류의 전류 편차와, 히스테리시스 폭을 비교하는 것에 의해 상기 스위칭 소자의 스위칭을 제어하도록 구성되고,
    상기 제어 장치는, 상기 전류 지령치의 제로 크로스 영역에 있어서의 상기 히스테리시스 폭이, 상기 전류 지령치의 피크 영역에 있어서의 상기 히스테리시스 폭보다 작아지도록, 상기 히스테리시스 폭을 설정하며,
    상기 제어 장치는,
    상기 전류 지령치의 주파수의 2배의 주파수를 갖는 정현파를 생성하고,
    상기 정현파의 위상을 90도 지연시킨 지연 정현파에 대해서 제 1 게인을 승산하고,
    상기 제 1 게인이 승산된 상기 지연 정현파와 제 1 값의 가산치 및, 상기 제 1 값 중 최소치에 근거하여, 상기 히스테리시스 폭의 상한치 및 하한치를 설정하는, 전력 변환 장치.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 장치는,
    상기 전류 지령치의 2배파 성분의 위상을 90도 지연시킨 지연 2배파 성분을 생성하는 위상 지연부와,
    상기 지연 2배파 성분 및 상기 제 1 게인의 승산치에 상기 제 1 값을 가산하는 가산기와,
    상기 가산기의 가산 결과 및 상기 제 1 값 중 최소치를 선택하는 선택부를 포함하는 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 게인은, 0 이상 1 이하의 범위에서 변경 가능한 전력 변환 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어 장치는, 상기 전류 지령치의 피크치에 따라, 상기 제 1 게인을 변경하는 전력 변환 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어 장치는, 상기 최소치에 대해서 정값(positive value)인 제 2 게인을 승산하는 것에 의해, 상기 상한치를 설정하고, 또한, 상기 상한치의 극성을 반전시키는 것에 의해, 상기 하한치를 설정하도록 구성되고,
    상기 제어 장치는, 상기 전류 지령치의 피크치에 따라, 상기 제 1 게인 및 상기 제 2 게인의 적어도 한쪽을 변경하는 전력 변환 장치.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001037246A (ja) 1999-07-27 2001-02-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ
JP2004140961A (ja) 2002-10-21 2004-05-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ制御装置
JP2012029438A (ja) 2010-07-22 2012-02-09 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4926104A (en) * 1989-10-18 1990-05-15 General Electric Company Adjustable speed AC drive system control for operation in pulse width modulation and quasi-square wave modes
JPH04222464A (ja) * 1990-12-26 1992-08-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｐｗｍインバータの制御装置
JP3267524B2 (ja) * 1996-12-13 2002-03-18 株式会社東芝 インバータ制御装置
EP1826896B1 (en) * 2004-12-15 2019-06-19 Fujitsu General Limited Power supply apparatus
JP2008109790A (ja) 2006-10-26 2008-05-08 Toshiba Corp 電力変換装置
JP2013055794A (ja) 2011-09-05 2013-03-21 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
WO2015102049A1 (ja) * 2014-01-06 2015-07-09 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
CN105940600B (zh) 2014-03-27 2019-08-16 大金工业株式会社 功率转换装置
JP6490249B2 (ja) * 2016-01-20 2019-03-27 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力変換システム
CN107276443B (zh) * 2017-06-01 2019-10-11 浙江大学 基于控制型软开关的改进式定频滞环电流控制方法和电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001037246A (ja) 1999-07-27 2001-02-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ
JP2004140961A (ja) 2002-10-21 2004-05-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ制御装置
JP2012029438A (ja) 2010-07-22 2012-02-09 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
IEEE 1997년 논문(1997.11.30.) 1부.*

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