CN113302830A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

电力转换装置具备：逆变器，具有开关元件，将直流电力转换为交流电力；电流检测器，检测逆变器的输出电流；以及控制装置，控制逆变器，以使由电流检测器检测出的输出电流追随正弦波状的电流指令值。控制装置构成为，通过比较输出电流相对于电流指令值的电流偏差和迟滞宽度来控制开关元件的开关。控制装置以使电流指令值的过零区域的迟滞宽度比电流指令值的峰值区域的迟滞宽度小的方式设定迟滞宽度。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及电力转换装置。
背景技术
在日本特开2013－55794号公报(专利文献1)中公开了一种电力转换装置，其具有将直流电压转换为交流电力并输出的单相逆变器、从单相逆变器去除交流输出电流的高频噪声的滤波器以及对构成单相逆变器的功率器件进行PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制的控制单元。在专利文献1中，控制单元具有产生相互不同的载流子频率的三角波的三角波载流子频率产生单元。控制单元构成为，考虑从滤波器输出的交流输出电流的电流脉动，在交流输出电流的绝对值超过了预先设定的阈值的情况下，使用载流子频率较低的三角波来执行PWM控制。根据专利文献1的电力转换装置，在电流脉动变大的交流输出电流的瞬时值为零的附近，不使载流子频率降低，因此能够抑制电流脉动的最大振幅值变大。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本特开2013－55794号公报
发明内容
发明要解决的课题
在构成逆变器的开关元件的控制中，除了上述三角波比较方式的PWM控制以外，还有高速地进行电流控制以使逆变器的输出电流追随电流指令值的电流瞬时值控制方式的PWM控制。在该电流瞬时值控制方式中，能够通过使迟滞比较器的迟滞宽度增减来进行开关频率的控制。然而，在迟滞宽度保持一定的状态下，在交流输出电流的瞬时值为零的附近电流脉动变大。
为了减少电流脉动，增大构成滤波器的电抗器的电感是有效的，但电感的增加会导致电抗器的大型化以及重量化。或者，通过减小迟滞宽度自身能够减少电流脉动，但由于开关频率变高，因此担心在逆变器中产生的开关损耗增大。
本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，其目的在于提供一种能够在降低开关损耗的同时，减少输出电流中所含的电流脉动的电力转换装置。
用来解决课题的手段
根据本发明的某一方面，电力转换装置具备：逆变器，具有开关元件，将直流电力转换为交流电力；电流检测器，检测逆变器的输出电流；以及控制装置，控制逆变器，以使由电流检测器检测出的输出电流追随正弦波状的电流指令值。控制装置构成为，通过比较输出电流相对于电流指令值的电流偏差和迟滞宽度来控制开关元件的开关。控制装置以使电流指令值的过零区域的迟滞宽度比电流指令值的峰值区域的迟滞宽度小的方式设定迟滞宽度。
发明效果
根据本发明，能够提供一种可以在降低开关损耗的同时减少输出电流中所含的电流脉动的电力转换装置。
附图说明
图1是实施方式的电力转换装置的概略构成图。
图2是表示电流阈值生成电路以及迟滞比较器的以往构成例的框图。
图3是用于说明图2所示的以往构成例的电力转换装置的动作的图。
图4是表示本实施方式的电力转换装置中的电流阈值生成电路以及迟滞比较器的构成例的框图。
图5是用于说明图4所示的电流阈值生成电路的动作的图。
图6是用于说明本实施方式的电力转换装置的动作的图。
图7是用于说明本实施方式的电力转换装置的动作的图。
图8是用于说明本实施方式的电力转换装置的动作的图。
图9是用于说明本实施方式的电力转换装置的动作的图。
图10是用于说明本实施方式的电力转换装置的动作的图。
图11是表示增益Ki、K与电流指令值的对应关系的第一例的图。
图12是表示增益Ki、K与电流指令值的对应关系的第二例的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，对图中的相同或相当的部分标注相同的附图标记，不重复其说明。
图1是实施方式的电力转换装置的概略构成图。本实施方式的电力转换装置构成为，在直流电力以及三相交流电力(U相电力、V相电力、W相电力)之间进行电力转换。
参照图1，电力转换装置100具备直流端子P、N、交流端子U、V、W、直流平滑电容器1、逆变器2、电抗器3、AC电容器4、电流检测器5、电压检测器6以及控制装置20。
直流端子P(高电位侧直流端子)以及直流端子N(低电位侧直流端子)从未图示的直流电源接收直流电力。在直流端子P连接直流正母线PL，在直流端子N连接直流负母线NL。在交流端子U、V、W连接未图示的负载。交流端子U为U相端子，交流端子V为V相端子，交流端子W为W相端子。
逆变器2将来自直流平滑电容器1的直流电力转换为三相交流电力。从逆变器2输出的三相交流电力经由交流端子U、V、W而供给至未图示的负载。逆变器2具有电力用半导体开关元件(以下，也简称为“开关元件”)Q1～Q6。
开关元件Q1、Q2串联连接于直流正母线PL以及直流负母线NL之间，构成U相臂。开关元件Q3、Q4串联连接于直流正母线PL以及直流负母线NL之间，构成V相臂。开关元件Q5、Q6串联连接于直流正母线PL以及直流负母线NL之间，构成W相臂。
另外，在图1中，作为开关元件，使用了IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)，但也能够使用MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应管)等任意的自消弧型的开关元件。在开关元件Q1～Q6分别反向并联连接有二极管D1～D6。二极管D1～D6的各个是为了在对应的开关元件断开时流过续流电流而设置的。在开关元件为MOSFET的情况下，续流二极管由寄生的二极管(体二极管)构成。在开关元件为不内置二极管的IGBT的情况下，续流二极管由与IGBT反向并联连接的二极管构成。
开关元件Q1、Q2分别由栅极信号G1、G2控制，开关元件Q3、Q4分别由栅极信号G3、G4控制，开关元件Q5、Q6分别由栅极信号G5、G6控制。栅极信号G2、G4、G6分别是栅极信号G1、G3、G5的反转信号。
开关元件Q1、Q3、Q5分别在栅极信号G1、G3、G5成为逻辑值“1”的情况下接通，分别在栅极信号G1、G3、G5成为逻辑值“0”的情况下断开。开关元件Q2、Q4、Q6分别在栅极信号G2、G4、G6成为逻辑值“1”的情况下接通，分别在栅极信号G2、G4、G6成为逻辑值“0”的情况下断开。
栅极信号G1～G6分别为脉冲信号列，是PWM信号。栅极信号G1、G2的相位、栅极信号G3、G4的相位以及栅极信号G5、G6的相位各错开120度。关于栅极信号G1～G6的生成方法，之后进行叙述。
电抗器3以及AC电容器4构成滤波器电路，去除从逆变器2产生的高次谐波成分。电抗器3的一端与对应的相臂的两个开关元件的连接点连接。电抗器3的另一端与对应的相的交流端子连接于。AC电容器4连接于各相间。
电流检测器5检测从逆变器2输出的三相交流电流(以下，也称为“电抗器电流”)iu、iv、iw，并将检测值提供给控制装置20。电压检测器6检测三相交流电压(U相电压Vu、V相电压Vv、W相电压Vw)，并将检测值提供给控制装置20。
控制装置20控制构成逆变器2的开关元件Q1～Q6的开关。控制装置20生成用于使开关元件Q1～Q6接通断开的控制信号(栅极信号G1～G6)，并将所生成的栅极信号G1～G6输出至逆变器2。控制装置20主要由CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、存储器以及接口电路等实现。
在本实施方式中，控制装置20通过电流瞬时值控制方式生成栅极信号G1～G6。具体而言，控制装置20具有乘法器8u、8v、8w、减法器9u、9v、9w、迟滞比较器10u、10v、10w、栅极信号生成电路11、栅极电路12以及电流阈值生成电路13。
乘法器8u通过对由电压检测器6检测出的U相电压Vu乘以与预先确定的有效电流指令值ip＊对应的增益，来生成U相电流指令值iu＊。有效电流指令值ip＊是基于逆变器2的输出有效电流指令值。有效电流指令值ip＊的权重考虑电压检测器6的增益而决定。乘法器8v通过对由电压检测器6检测出的V相电压Vv乘以与有效电流指令值ip＊对应的增益，来生成V相电流指令值iv＊。乘法器8w通过对由电压检测器6检测出的W相电压Vw乘以与有效电流指令值ip＊对应的增益，来生成W相电流指令值iw＊。
减法器9u计算U相电流指令值iu＊与由电流检测器5检测出的U相电流iu的电流偏差Δiu。减法器9v计算V相电流指令值iv＊与由电流检测器5检测出的V相电流iv的电流偏差Δiv。减法器9w计算W相电流指令值iw＊与由电流检测器5检测出的W相电流iw的电流偏差Δiw。
电流阈值生成电路13生成针对电流偏差Δi(U相电流偏差Δiu、V相电流偏差Δiv、W相电流偏差Δiw)的阈值。阈值包括作为电流偏差Δi的正侧的阈值的上限值ΔiH以及作为电流偏差Δi的负侧的阈值的下限值ΔiL。上限值ΔiH与下限值ΔiL大小彼此相等。上限值ΔiH具有U相电流偏差Δiu的上限值ΔiuH、V相电流偏差Δiv的上限值ΔivH、W相电流偏差Δiw的上限值ΔiwH。下限值ΔiL具有U相电流偏差Δiu的下限值ΔiuL、V相电流偏差Δiv的下限值ΔivL、W相电流偏差Δiw的下限值ΔiwL。
迟滞比较器10u从减法器9u接收U相电流偏差Δiu，从电流阈值生成电路13接收上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL。迟滞比较器10u将U相电流偏差Δiu与上限值ΔiuH及下限值ΔiuL进行比较，输出表示比较结果的信号。迟滞比较器10u的输出信号对应于PWM信号Uo。
迟滞比较器10v从减法器9v接收V相电流偏差Δiv，从电流阈值生成电路13接收V相上限值ΔivH以及V相下限值ΔivL。迟滞比较器10v将V相电流偏差Δiv与V相上限值ΔivH及V相下限值ΔivL进行比较，输出表示比较结果的信号。迟滞比较器10v的输出信号对应于PWM信号Vo。
迟滞比较器10w从减法器9w接收W相电流偏差Δiw，从电流阈值生成电路13接收W相上限值ΔiwH以及W相下限值ΔiwL。迟滞比较器10w将W相电流偏差Δiw与W相上限值ΔiwH及W相下限值ΔiwL进行比较，输出表示比较结果的信号。迟滞比较器10w的输出信号对应于PWM信号Wo。
从迟滞比较器10u、10v、10w输出的PWM信号Uo、Vo、Wo被输入到栅极信号生成电路11。栅极信号生成电路11通过对PWM信号Uo、Vo、Wo及其逻辑反转信号实施规定的接通延迟处理，生成用于分别控制逆变器2的开关元件Q1～Q6的开关的栅极信号G1～G6。由栅极信号生成电路11生成的栅极信号G1～G6经由栅极电路12被施加到对应的开关元件的栅极。
图2是表示电流阈值生成电路13以及迟滞比较器10u的以往构成例的框图。在图2所示的以往构成例中，电流阈值生成电路13具有电流阈值130以及乘法器131、132、134。
电流阈值130是为了决定U相电流iu相对于U相电流指令值iu＊的迟滞宽度而预先设定的基准值。迟滞宽度左右逆变器2的开关元件的开关频率。即，随着迟滞宽度变小，开关元件的开关次数增加，因此开关频率变高。电流阈值130能够基于逆变器2的开关元件的开关速度等来设定。
乘法器131对电流阈值130乘以U相电流指令值iu＊的峰值(iu＊＿peak)。乘法器132对乘法器131的输出值乘以增益K。增益K是用于决定迟滞宽度的系数，能够取任意的正值。乘法器132的乘法运算结果作为U相电流偏差Δiu的上限值ΔiuH被提供给迟滞比较器10u。
乘法器134对乘法器132的乘法运算结果乘以“－1”。乘法器134的乘法运算结果作为U相电流偏差Δiu的下限值ΔiuL被提供给迟滞比较器10u。上限值ΔiuH与下限值ΔiuL彼此大小相等，正负不同。
迟滞比较器10u具有比较器C1、C2以及RS触发器120。比较器C1对从减法器9u提供的U相电流偏差Δiu和从电流阈值生成电路13提供的上限值ΔiuH进行比较，输出表示比较结果的信号。比较器C1在Δiu＞ΔiuH时输出逻辑值“1”的信号，在Δiu＜ΔiuH时输出逻辑值“0”的信号。比较器C2对从减法器9u提供的U相电流偏差Δiu和从电流阈值生成电路13提供的下限值ΔiuL进行比较，输出表示比较结果的信号。比较器C2在Δiu＜ΔiuL时输出逻辑值“1”的信号，在Δiu＞ΔiuL时输出逻辑值“0”的信号。
RS触发器120在置位端子S接收比较器C1的输出信号，在复位端子R接收比较器C2的输出信号。RS触发器120在比较器C1的输出信号的逻辑值从“0”变更为“1”时，即在U相电流偏差Δiu超过上限值Δiu时，将从输出端子Q输出的信号的逻辑值从“0”变更为“1”。此外，RS触发器120在比较器C2的输出信号的逻辑值从“0”变更为“1”时，即在U相电流偏差Δiu低于下限值ΔiuL时，将从输出端子Q输出的信号的逻辑值从“1”变更为“0”。RS触发器120的输出信号对应于PWM信号Uo(参照图1)。
从迟滞比较器10u输出的PWM信号Uo被输入到栅极信号生成电路11。栅极信号生成电路11通过对PWM信号Uo及其逻辑反转信号实施规定的接通延迟处理，生成用于分别控制构成逆变器2的U相臂的开关元件Q1、Q2的开关的栅极信号G1、G2。
图3是用于说明图2所示的以往构成例的电力转换装置100的动作的图。在图3中，以U相为例对以往构成例的电力转换装置100的动作进行说明。另外，V相以及W相也相同。
在图3的上段中，虚线表示正弦波的U相电流指令值iu＊。虚线表示对U相电流指令值iu＊设置的迟滞宽度。上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL分别具有迟滞宽度的1/2的大小。实线表示逆变器2的U相电流iu。图3的下段表示用于使开关元件Q1开关的栅极信号G1。未图示的栅极信号G2是栅极信号G1的反转信号。
当U相电流iu向正方向变化而U相电流偏差Δiu达到上限值ΔiuH时，栅极信号G1成为逻辑值“0”，栅极信号G2成为逻辑值“1”。逻辑值“0”的栅极信号G1使逆变器2的开关元件Q1断开。逻辑值“1”的栅极信号G2使逆变器2的开关元件Q2接通。由此，对交流负载施加负电压，因此输出电流iu向负方向变化。
当U相电流iu向负方向变化而U相电流偏差Δiu达到下限值ΔiuL时，栅极信号G1成为逻辑值“1”，栅极信号G2成为逻辑值“0”。逻辑值“1”的栅极信号G1使逆变器2的开关元件Q1接通。逻辑值“0”的栅极信号G2使逆变器2的开关元件Q2断开。由此，对交流负载施加正电压，因此电流iu向正方向变化。
这样，以使U相电流iu相对于U相电流指令值iu＊收敛于由上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL构成的迟滞宽度的方式控制开关元件Q1、Q2的开关。
另外，在图2的构成例中，能够通过与电流阈值130相乘的增益K的大小来调整迟滞宽度。具体而言，随着增大增益K的值，迟滞宽度变大。若迟滞宽度变大，则开关元件的开关次数减少，因此开关频率降低。其结果，在逆变器2中产生的开关损耗减少。另一方面，由于叠加在电抗器电流iu的电流脉动变大，因此在电抗器3中产生的损耗(以下，也称为“电抗器损耗”)增加。
相反，若减小增益K的值，则迟滞宽度变小，由此逆变器2中的开关频率上升。其结果，在逆变器2中产生的开关损耗增加。另一方面，由于电流脉动变小，因此电抗器损耗减少。增益K相当于“第二增益”。
这里，已知在逆变器2的动作中，在电抗器电流的方向(极性)反转的定时(电流过零)附近，与电抗器电流成为峰值的定时(电流峰值)附近相比，电流脉动变大。这是因为，在电抗器电流iu、iv、iw相对于三相交流电压Vu、Vv、Vw的功率因数为1的情况下，在电流过零附近，电抗器3的端子间电压成为峰值。因此，在电流过零附近，电抗器损耗增加，并且电抗器电流的噪声成分增加。为了减少电流脉动，增大电抗器3的电感是有效的，但电感的增加会导致电抗器3的大型化以及重量化。
另外，如上述那样，若减小迟滞宽度，则能够减少电流脉动，但另一方面，逆变器2中的开关频率上升，因此使开关损耗增加。特别是在电流峰值附近，担心开关损耗的增加变得显著。
因此，在本实施方式中，在包含电流脉动变大的电流过零的规定区域(以下，也称为“电流过零区域”)中，与包含电流峰值的规定区域(以下，也称为“电流峰值区域”)相比，采用使迟滞宽度减小的构成。由此，在电流过零区域中，能够减少电流脉动，但另一方面，开关频率变高。但是，由于在电流过零区域中电抗器电流本身较小，因此能够抑制由开关频率的上升引起的开关损耗的增加。另一方面，在电流峰值区域中，通过增大迟滞宽度，能够降低开关频率，结果能够抑制开关损耗的增加。
以下，对本实施方式的电力转换装置100的构成以及动作进行说明。另外，本实施方式的电力转换装置100的控制装置20中的电流阈值生成电路13的构成与图2所示的以往构成例不同，因此仅对不同点进行说明。
图4是表示本实施方式的电力转换装置100中的电流阈值生成电路13以及迟滞比较器10u的构成例的框图。在图4中，代表性地示出了电流阈值生成电路13中的与针对U相电流偏差Δiu的阈值(上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL)的生成相关的部分。针对V相电流偏差Δiv以及W相电流偏差Δiw的阈值也能够使用相同的构成来生成。
参照图4，本实施方式的电流阈值生成电路13构成为，与图2所示的以往的电流阈值生成电路13同样地，生成针对电流偏差Δi(U相电流偏差Δiu、V相电流偏差Δiv、W相电流偏差Δiw)的阈值(上限值ΔiH以及下限值ΔiL)。但是，本实施方式的电流阈值生成电路13与以往的电流阈值生成电路13相比，不同之处在于，代替电流阈值130而具有相位取得部140、2倍波生成部142、相位延迟部144、乘法器146、加法器148以及最小值选择部150。
相位取得部140取得U相电流指令值iu＊的相位
Figure BDA0003144608940000091
2倍波生成部142使取得的相位
Figure BDA0003144608940000092
为2倍，将相位
Figure BDA0003144608940000093
作为输入，产生振幅为“1”的正弦波。由此，生成U相电流指令值iu＊的2倍波成分
Figure BDA0003144608940000094
相位延迟部144通过使所生成的2倍波成分
Figure BDA0003144608940000095
的相位相对于U相电流指令值iu＊的相位
Figure BDA0003144608940000096
延迟90°，来生成延迟2倍波成分。乘法器146对从相位延迟部144输出的延迟2倍波成分
Figure BDA0003144608940000097
乘以增益Ki。该增益Ki是用于决定延迟2倍波成分
Figure BDA0003144608940000098
的振幅的系数。增益Ki能够取0以上且1以下的范围的任意的值。增益Ki相当于“第一增益”。
加法器148将由乘法器146生成的延迟2倍波成分
Figure BDA0003144608940000099
加上“1”。由此，延迟2倍波成分向正方向偏移“+1”，成为
Figure BDA00031446089400000910
Figure BDA00031446089400000911
最小值选择部150从由加法器148生成的延迟2倍波成分
Figure BDA00031446089400000912
Figure BDA00031446089400000913
和值“1”中选择值较小的一方。乘法器131对由最小值选择部150选择的值乘以U相电流指令值iu＊的峰值(iu＊＿peak)。
由乘法器131计算出的值构成图2所示的“电流阈值”。但是，在图2所示的以往构成例中，电流阈值为预先设定的固定值，与此相对，在本实施方式中，电流阈值是对应于U相电流指令值iu＊的相位
Figure BDA0003144608940000101
的2倍而周期性地变化的可变值。
乘法器132对乘法器131的输出信号乘以增益K(第二增益)。如图2所示那样，增益K是用于决定迟滞宽度的系数，能够取任意的正值。乘法器132的乘法运算结果作为U相电流偏差Δiu的上限值ΔiuH被提供给迟滞比较器10u。
乘法器134将乘法器132的乘法运算结果乘以“－1”。乘法器134的乘法运算结果作为U相电流偏差Δiu的下限值ΔiuL被提供给迟滞比较器10u。上限值ΔiuH与下限值ΔiuL彼此大小相等，正负不同。
图5是用于说明图4所示的电流阈值生成电路13的动作的图。在图5的(A)～图5的(D)中，示出由图4的电流阈值生成电路13生成的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的波形。另外，在图5的(A)～图5的(D)的例子中，将乘法器132的增益K设为K＝1.0。
图5的(A)表示增益Ki＝0.2的情况下的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的波形。在图5的(A)中，一并示出了将振幅标准化成“1”的U相电流指令iu＊的波形。
由于上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL使用作为延迟2倍波成分的
Figure BDA0003144608940000102
Figure BDA0003144608940000103
和值“1”中的最小值生成，因此以U相电流指令iu＊的2倍的频率变化。另外，上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的差分相当于迟滞宽度。
如图5的(A)所示，在U相电流指令iu＊的峰值附近，上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的大小为“1”，与此相对，在U相电流指令iu＊的过零附近，上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的大小为小于“1”。其结果，在U相电流指令iu＊的过零附近，与电流峰值附近相比迟滞宽度变小。
图5的(B)表示增益Ki＝0.4的情况下的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的波形。图5的(C)表示增益Ki＝0.6的情况下的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的波形。图5的(D)表示增益Ki＝0.8的情况下的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的波形。
对比图5的(A)～图5的(D)可知，随着增大增益Ki(第一增益)，电流过零附近的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的大小变小。即，越增大增益Ki，电流过零附近的迟滞宽度越小。与此相对，电流峰值附近的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL与增益Ki的大小无关地示出一定的值“1”。即，即使增大增益Ki，电流峰值附近的迟滞宽度也不改变。
由此，能够根据增益Ki，不改变电流峰值区域的迟滞宽度而仅使电流过零区域的迟滞宽度变化。这样，在本实施方式中，在电流阈值生成电路13(参照图4)中，通过调整与U相电流指令值iu＊的延迟2倍波成分相乘的增益Ki的大小，能够将电流过零区域的迟滞宽度设定为任意的大小。
接下来，对本实施方式的电力转换装置100的动作进行说明。
图6至图10是用于说明使增益Ki变化的情况下的逆变器2的动作的图。在图6至图10的各图中，从最上段起依次示出了三相交流电压Vu、Vv、Vw、电流指令值iu＊、iv＊、iw＊、U相电流iu以及U相电流偏差Δiu的波形。另外，最下段的U相电流偏差Δiu通过从U相电流指令值iu＊减去U相电流iu而获得。在U相电流偏差Δiu的波形中，叠加示出了由图4的电流阈值生成电路13生成的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的波形。在图6至图10中，设为增益K＝0.25。
图6是用于说明增益Ki＝0的情况下、即图2所示的以往构成例中的逆变器2的动作的图。如图6所示，在增益Ki＝0的情况下，上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL与U相电流指令值iu＊的大小无关地成为一定的值，因此迟滞宽度也一定。在电流过零附近，由于电流偏差变大，因此迟滞比较器10的输出信号容易反转。其结果，在电流过零附近，与电流峰值附近相比开关次数变大。
图7是用于说明在增益Ki＝0.2的情况下、即使用了图5的(A)所示的迟滞宽度的情况下的逆变器2的动作的图。参照图7，在增益Ki＝0.2的情况下，与图6相比，电流过零附近的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的大小变小。即，电流过零附近的迟滞宽度比图6中的迟滞宽度小。由此，在电流过零附近，由于迟滞宽度变小而开关频率上升，因此能够减少电流脉动。
图8是用于说明在增益Ki＝0.4的情况下、即使用了图5的(B)所示的迟滞宽度的情况下的逆变器2的动作的图。图9是用于说明在增益Ki＝0.6的情况下、即使用了图5的(C)所示的迟滞宽度的情况下的逆变器2的动作的图。图10是用于说明在增益Ki＝0.8的情况下、即使用了图5的(D)所示的迟滞宽度的情况下的逆变器2的动作的图。
在图6至图10之间比较电流偏差Δiu，增益Ki越大，电流过零附近的上限值ΔiuH以及下限值ΔiuL的大小越小，由此迟滞宽度越小。由此，电流过零附近的U相电流偏差Δiu变小。即，增益Ki越大，电流脉动越小。另一方面，增益Ki越大，电流过零附近的开关次数越大。
这样，在本实施方式的电流阈值生成电路13中，通过增益Ki(第一增益)，能够调整电流过零附近的迟滞宽度与电流峰值附近的迟滞宽度的比率。而且，通过增益K(第二增益)，能够调整电流峰值附近的迟滞宽度。因而，能够对应于电流指令值iu＊、iv＊、iw＊的峰值而使增益Ki以及增益K各自的大小变化。
在图11示出了增益Ki、K与电流指令值的对应关系的第一例。图11的横轴为电流指令值的峰值，纵轴为增益Ki、K。在图11所示的第一例中，增益Ki构成为，对应于电流指令值的峰值的减少而变大。另外，表示增益Ki以及电流指令值的对应关系的特性线并不限定于直线，能够采用阶梯状或曲线等。在第一例中，逆变器2的输出电流的峰值越小、开关损耗越小，因此不易受到由电流过零附近的迟滞宽度的减少引起的开关频率的上升所带来的影响。因而，能够在不增加开关损耗的情况下使电流脉动减少。
在图12，示出了增益Ki、K与电流指令值的对应关系的第二例。图12的横轴为电流指令值的峰值，纵轴为增益Ki、K。在图12所示的第二例中，增益K构成为，对应于电流指令值的峰值的增加而变大。
在第二例中，逆变器2的输出电流越大、电流峰值附近的迟滞宽度越大，因此开关损耗减少。另一方面，电流过零附近的电流脉动变大。因此，与增大增益K相应地增大增益Ki，减小电流过零附近的迟滞宽度。由此，能够在降低开关损耗的同时减少电流脉动。另外，表示增益K、Ki的各个与电流指令值的对应关系的特性线并不限定于直线，能够采用阶梯状或者曲线等。
应认为本次公开的实施方式在所有方面都是例示，而不是限制性的。本发明的范围不是由上述说明而是由权利要求书表示，意图包含与权利要求书均等的意思以及范围内的所有变更。
附图标记说明
1直流平滑电容器，2逆变器，3电抗器，5电流检测器，6电压检测器，8u、8v、8w、131、132、134、146乘法器，9u、9v、9w减法器，10u、10v、10w迟滞比较器，11栅极信号生成电路，12栅极电路，13电流阈值生成电路，120RS触发器，140相位取得部，142 2倍波生成部，144相位延迟部，148加法器，150最小值选择部，C1、C2比较器，Q1～Q6开关元件，D1～D6二极管，PL直流正母线，NL直流负母线。

Claims (6)

1.一种电力转换装置，具备：
逆变器，具有开关元件，将直流电力转换为交流电力；
电流检测器，检测所述逆变器的输出电流；以及
控制装置，控制所述逆变器，以使由所述电流检测器检测出的所述输出电流追随正弦波状的电流指令值，
所述控制装置构成为，通过比较所述输出电流相对于所述电流指令值的电流偏差和迟滞宽度来控制所述开关元件的开关，
所述控制装置以使所述电流指令值的过零区域的所述迟滞宽度比所述电流指令值的峰值区域的所述迟滞宽度小的方式设定所述迟滞宽度。
2.如权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置，
生成具有所述电流指令值的频率的2倍的频率的正弦波，
对使所述正弦波的相位延迟了90度的延迟正弦波乘以第一增益，
基于乘以所述第一增益后的所述延迟正弦波与第一值的相加值和所述第一值中的最小值，设定所述迟滞宽度的上限值以及下限值。
3.如权利要求2所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置包括：
相位延迟部，生成使所述电流指令值的2倍波成分的相位延迟了90度的延迟2倍波成分；
加法器，将所述第一值与所述延迟2倍波成分及所述第一增益的乘积值相加；以及
选择部，选择所述加法器的加法运算结果以及所述第一值中的最小值。
4.如权利要求2或3所述的电力转换装置，其中，
所述第一增益能够在0以上且1以下的范围内变更。
5.如权利要求4所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置根据所述电流指令值的峰值，变更所述第一增益。
6.如权利要求4所述的电力转换装置，其中，
所述控制装置构成为，通过对所述最小值乘以作为正值的第二增益来设定所述上限值，并且通过使所述上限值的极性反转来设定所述下限值，
所述控制装置根据所述电流指令值的峰值，变更所述第一增益以及所述第二增益中的至少一方。
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