CN108575107A - 电力变换装置以及电力变换系统 - Google Patents

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Abstract

在驱动控制电力变换装置(21)的开关元件部(2)的控制部(10)中，电压校正量运算部(12)运算相当于开关元件部(2)和滤波电抗器(3)之间的阻抗所致的电压降的校正量。电压指令校正部(13)使用该校正量校正由电压指令生成部(11)生成的电压指令。由此，针对输出阻抗小的电力变换装置21进行校正，使得输出阻抗变大，并且由PLL部(15)根据基于电力变换装置(21)的输出电压和输出电流计算的有功功率使频率变化，从而实现分担电力均匀化。

Description

电力变换装置以及电力变换系统
技术领域
本发明涉及电力变换装置以及电力变换系统，特别涉及使多台电力变换装置各自的负载分担变均匀地并联运转的并联运转控制技术。
背景技术
在并联地驱动多台电力变换装置来对负载供给电力的电力变换系统中，即使是相同规格的电力变换装置，在各变换装置的制造上，输出阻抗也存在偏差，所以起因于该输出阻抗的偏差而负载载入时的负载分担也产生偏差。
为了抑制这样的负载分担的偏差产生，以往存在如下方式：在该方式中，在并联连接多台电力变换装置而运转时，各个电力变换装置根据自己的输出电流的有效分量或者自己的输出有功功率，以使自己的输出电流的有效分量或者自己的输出有功功率下降的方式调整输出电压的基准相位。此外，同步发电机也具有这样的下垂特性(droopcharacteristic)，这样的下垂特性(droop characteristic)也是电力系统中的多台发电机的并联运转中的特性之一。
例如，在下述专利文献1中，多台电力变换装置根据自己的输出电流来调整自己的输出电压的基准相位和输出电压的振幅，使并联运转的各电力变换装置的输出电力平衡。进而，公开了并联运转系统，在该并联运转系统中假定为在与电力变换装置的输出端连接的高次谐波滤波器与负载之间串联地设置有电阻，根据所述输出电流来运算该假想电阻所致的电压降，从电压指令减去所述电压降，从而抑制电力变换装置间的共振，即使在各电力变换装置与负载之间的线路阻抗不同的情况下，也能够实现针对整流器负载等非线性负载的均等分担，并且各电力变换装置能够稳定地进行并联运转。
另外，在下述专利文献2中，在微电网等复合发电系统中，电力变换装置视作具有内部电动势指令和阻抗的发电机，多台电力变换装置根据自己的输出有功功率来调整自己的输出电压的基准相位，根据自己的输出无功功率来调整内部电动势指令，使并联运转的各电力变换装置的输出电力平衡。进而，公开了如下电力变换装置：电力变换装置具有电流控制，在假想的内部阻抗连接于测量出的电压的电源与内部电动势的电源之间的情况下，将在内部阻抗中流过的电流值作为输出电流的指令值而输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5217397号
专利文献2：WO2013/008413号公报
发明内容
在上述专利文献1所记载的电力变换装置的并联运转方式中，利用了有效电流与相位的下垂特性，所以电力变换装置需要检测自己的输出电流的有效分量。一般而言，为了检测输出电流的有效分量，需要比较输出电流和作为基准的正弦波信号。因而，在专利文献1中，通过比较输出电流和输出电压的基准相位，检测输出电流的有效分量。
但是，为了检测输出电流的有效分量，需要输出电压的1个循环以上的时间，所以存在无法针对负载的变动等所致的瞬时的电力变化而使各个电力变换装置的输出电力均匀化的课题。
即，在产生负载的变动等所致的瞬时的电力变化的情况下，根据各个电力变换装置的输出阻抗来确定分担。因此，起因于各个电力变换装置的输出阻抗的偏差而瞬时的电力分担也产生偏差。而且，在无法使输出电力平衡的情况下，有可能会发生输出阻抗小的电力变换装置的电力分担变得过大而装置停止等情况。
另外，在专利文献2所记载的电力变换装置的并联运转方式中，利用了有功功率与相位的下垂特性，所以电力变换装置需要检测自己的输出有功功率。在该情况下，为了检测输出有功功率也需要输出电压的1个循环以上的时间，所以与专利文献1同样地存在无法针对瞬时的电力变化而使各个电力变换装置的输出电力均匀化的课题。
本发明是为了解决这些课题而完成的，其目的在于提供在并联地驱动多台电力变换装置来对负载供给电力的情况下针对瞬时的电力变化也能够使分担电力变均匀化的电力变换装置以及电力变换系统。
本发明的电力变换装置具备将与外部连接的直流电源的电压变换为与电压指令相应的电压的开关元件部，该电力变换装置对负载供给交流电力，所述电力变换装置具备：滤波电抗器以及滤波电容器，使所述开关元件部的输出平滑化；输出电抗器，设置于所述负载与所述滤波电容器之间；电抗器电流检测部，检测流向所述滤波电抗器的电抗器电流；输出电压检测部，检测所述电力变换装置的输出电压；输出电流检测部，将在所述输出电抗器中流动的电流检测为输出电流；以及控制部，根据来自所述电抗器电流检测部、所述输出电压检测部以及所述输出电流检测部的检测输出来驱动控制所述开关元件部。
所述控制部具备：电压指令生成部，生成用于控制所述电力变换装置的所述输出电压的所述电压指令；PWM信号生成部，根据所述电压指令来生成驱动所述开关元件部的PWM信号；以及PLL部，根据基于所述输出电压和所述输出电流而计算的有功功率来使所述输出电压的频率变化，并且所述控制部具有电压校正量运算部，根据所述电抗器电流来运算电压指令校正量；以及电压指令校正部，根据所述电压指令校正量来校正所述电压指令并输出给所述PWM信号生成部。
另外，本发明的电力变换系统具备多台上述电力变换装置，使该多台电力变换装置并联运转而对上述负载供给交流电力。
通过本发明的电力变换装置，根据电抗器电流来运算电压指令校正量而校正电压指令，所以能够根据电抗器电流来调整电力变换装置的输出阻抗。而且，在使多台电力变换装置并联运转来对负载供给电力的情况下，能够抑制各电力变换装置的滤波电抗器的阻抗的偏差所致的输出阻抗的偏差。因此，即使针对瞬时的电力变化也能够抑制电力分担集中，改善成使电力分担在各电力变换装置间变均匀。
另外，在使多台电力变换装置并联运转来对负载进行电力供给的电力变换系统中，如上所述，能够抑制各电力变换装置的输出阻抗的偏差，能够针对瞬时的电力变化而使各个电力变换装置的输出电力均匀化，能够实现可靠性高的稳定的控制。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1中的电力变换系统的整体的结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的另一例子中的电力变换系统的整体的结构图。
图3是示出本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构的图。
图4是示出图3中的控制部所具备的电压指令生成部的内部结构的框图。
图5是示出图4中的电压指令生成部所具备的有效电压指令器的内部结构的框图。
图6是说明图5中的有效电压指令器输出的有效电压指令的图。
图7是示出图5中的有效电压指令器所具备的无功功率运算器的内部结构的框图。
图8是示出图7中的无功功率运算器所具备的正弦波电压测量器的内部结构的框图。
图9是示出图7中的无功功率运算器所具备的余弦波电压测量器的内部结构的框图。
图10是示出图7中的无功功率运算器所具备的正弦波电流测量器的内部结构的框图。
图11是示出图7中的无功功率运算器所具备的余弦波电流测量器的内部结构的框图。
图12是示出图4中的电压指令生成部所具备的有效值运算器的内部结构的框图。
图13是示出图4中的电压指令生成部所具备的电压控制器的内部结构的框图。
图14是说明本发明的实施方式1中的电力变换装置内的假想电阻以及假想电感的图。
图15是示出图3中的控制部所具备的PWM信号生成部的内部结构的框图。
图16是用于说明图15中的PWM信号生成部的动作的时序图。
图17是示出图3中的控制部所具备的PLL部的内部结构的框图。
图18是说明在图17中的PLL部内生成的频率指令的图。
图19是示出图17中的PLL部所具备的有功功率运算器的内部结构的框线图。
图20是示出图17中的PLL部所具备的变化限制器的内部结构的框线图。
图21是用于说明本发明的实施方式1的多个电力变换装置的并联运转动作的时序图。
图22是用于说明作为比较例的、多个电力变换装置的并联运转动作的时序图。
图23是说明本发明的实施方式1的电力变换装置中的滤波电抗器的电感下降的图。
图24是示出本发明的实施方式2中的电力变换装置的结构的框图。
图25是说明本发明的实施方式2中的电力变换装置内的假想电阻以及假想电感的图。
具体实施方式
实施方式1.
图1是示出本发明的实施方式1中的电力变换系统的整体的结构图。
本实施方式1中的电力变换系统为两台电力变换装置21a、21b并联运转的结构，从直流电源60对各个电力变换装置21a、21b供给直流电压。然后，两台电力变换装置21a、21b的输出被合成而供给到交流负载61。
此外，在此使两台电力变换装置21a、21b共用直流电源60，但也可以如图2所示形成为对电力变换装置21a、21b单独地连接直流电源60a、60b的结构。另外，在此电力变换装置21a、21b将交流电力均等地供给到交流负载61。
另外，在该实施方式1的电力变换系统中，将并联运转的电力变换装置21a、21b的台数设为两台，但在本发明中，并联运转的台数并不限定于两台，也可以为3台以上。另外，是仅两台电力变换装置21a、21b并联运转的结构，但本发明能够与发电机等、针对输出电力而具有频率的下垂特性的设备一起并联运转。
图3是示出应用于图1、图2的电力变换系统的电力变换装置的结构的图。此处，图1、图2所示的各个电力变换装置21a、21b为基本上相同的结构，因而在对各个电力变换装置21a、21b不特别进行区分的情况下，用标记21进行总称而示为电力变换装置21。
如图3所示，电力变换装置21包括母线电容器200、开关元件部2、滤波电抗器3、滤波电容器4、输出电抗器5、电抗器电流检测部6、输出电压检测部7、输出电流检测部8、控制部10、输入端子1以及输出端子9。
母线电容器200并联地连接于输入端子1与开关元件部2之间，开关元件部2的另一边连接于滤波电抗器3。滤波电抗器3和输出电抗器5串联地连接于开关元件部2与输出端子9之间，在滤波电抗器3与输出电抗器5之间并联地连接有滤波电容器4。
关于母线电容器200，只要选定其电容值使得在电力变换装置21的输出急剧变化时母线电容器200的电压不比预定的电压小即可。在此，预定的电压是指电力变换装置21能够输出正常的电压的母线电容器200的电压(例如在电力变换装置21的输出电压为200Vrms的情况下，预定的电压为输出电压的振幅283V左右)。
关于滤波电抗器3、滤波电容器4，只要以降低外部的直流电源60的电压被开关元件部2脉冲化而得到的电压的高次谐波分量而使其变化为预定的频率分量的电压信号的方式选定电感值、电容值即可。在此，预定的频率分量是指电力系统的频率范围(例如50Hz或者60Hz)。另外，关于输出电抗器5，只要以抑制电力变换装置21的输出电流的高次谐波分量的方式选定容量值即可。在此，高次谐波分量是指开关元件部2进行开关动作的频率程度的分量。
电抗器电流检测部6连接于开关元件部2与滤波电抗器3之间，检测流经滤波电抗器3的电流。输出电压检测部7以检测电力变换装置21输出的电压为目的，在图3中与滤波电容器4并联地连接。在该情况下，设为输出电抗器5所致的电压降小，将滤波电容器4的电压考虑为电力变换装置21输出的电压。输出电流检测部8以检测电力变换装置21输出的电流为目的，在图3中连接于滤波电容器4与输出电抗器5之间，将流经输出电抗器5的电流作为输出电流进行检测。
此外，电抗器电流检测部6以检测流经滤波电抗器3的电流为目的，所以也可以连接于滤波电抗器3与滤波电容器4之间。另外，输出电流检测部8以检测电力变换装置21输出的电流为目的，所以也可以连接于输出电抗器5与输出端子9之间。
进而，输出电压检测部7也可以连接于输出电抗器5的输出端子9侧。
此外，在图3中，IL为由电抗器电流检测部6检测的电抗器电流(以下，适当地记载为电抗器电流IL、电抗器电流、IL)，Vc为由输出电压检测部7检测的输出电压(以下，适当地记载为输出电压Vc、输出电压、Vc)，Io为由输出电流检测部8检测的输出电流(以下，适当地记载为输出电流Io、输出电流、Io)，S1、S2为PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号生成部14输出的PWM信号，为PLL部15输出的内部相位，VL*为电压校正量运算部12输出的校正量，Vref为电压指令生成部11输出的电压指令，Vref*为电压指令校正部13输出的校正后电压指令。以下，说明构成电力变换装置21的各部分的细节部分。
开关元件部2将与输入端子1连接的外部的直流电源60的电压变换为与电压指令相应的电压。
开关元件部2由全桥结构的单相逆变器构成，该全桥结构的单相逆变器包括4个半导体开关元件201～204，第1支路与第2支路并联地连接。第1支路是上臂部的半导体开关元件201与下臂部的半导体开关元件202串联连接而构成的，第2支路是上臂部的半导体开关元件203与下臂部的半导体开关元件204串联连接而构成的。作为半导体开关元件201～204，使用将二极管反并联连接而成的IGBT或MOSFET等。
而且，各个半导体开关元件201～204根据从控制部10输出的PWM信号S1、S2而导通(ON)/截止(OFF)，由此，使从输入端子1输入的直流电源60的电压变形成脉冲状。具体而言，半导体开关元件201、204根据PWM信号S1而导通/截止，半导体开关元件202、203根据PWM信号S2而导通/截止。
此外，在该情况下，关于开关元件部2，示出由单相逆变器构成并且向单相的交流负载61供给电力的开关元件部，但也可以由3相逆变器构成开关元件部2，将3相交流电力供给到3相的交流负载。
而且，从开关元件部2输出的脉冲电压通过设置于开关元件部2与输出端子9之间的滤波电抗器3、滤波电容器4、输出电抗器5从而成形成正弦波状。
控制部10被输入来自各个检测部6、7、8的检测信号IL、Vc、Io，输出驱动控制开关元件部2的PWM信号S1、S2。控制部10包括电压指令生成部11、电压校正量运算部12、电压指令校正部13、PWM信号生成部14以及PLL(Phase Locked Loop，锁相环)部15。在该情况下，控制部10的内部结构既可以由硬件构成，也可以由软件构成。进而也可以形成为组合硬件和软件而成的结构。以下，说明构成控制部10的各部分的具体的详细内容。另外，在此，说明了双极型调制的PWM信号生成，但不限于此，也可以使用单极型调制等其它PWM信号生成方式。
图4是示出控制部10所具备的电压指令生成部11的内部结构的框图。
电压指令生成部11将输出电压Vc、输出电流Io以及内部相位作为输入，输出用于控制电力变换装置21的输出电压Vc的电压指令Vref。电压指令生成部11包括有效电压指令器30、有效值运算器(RMS)31、减法器32、电压控制器33、乘法器34、增益(K)部300、正弦波生成器(SIN)301、余弦波生成器(COS)302以及加法器303。
电压指令生成部11以校正由滤波电抗器3、输出电抗器5以及电压校正量运算部12引起的稳定的电压有效值的变动为目的。另外，还具有对于电力变换装置21间的电压振幅误差所致的无功功率的横流以抑制无功功率的横流的方式调整电压振幅的功能。
此外，在图4中，Vr*为有效电压指令器30输出的有效电压指令，Vcrms为有效值运算器31输出的电压有效值，相当于输出电压Vc的有效值。另外，ΔVrms为电压有效值Vcrms与有效电压指令Vr*的误差，ΔVr*为电压控制器33输出的控制量，Vrefrms为电压指令Vref的有效值，Va为电压指令Vref的振幅。
正弦波生成器301被输入内部相位输出正弦波另外，余弦波生成器302被输入内部相位输出余弦波
有效电压指令器30将输出电流Io、输出电压Vc、正弦波以及余弦波作为输入，输出作为电力变换装置21的输出电压Vc的控制目标的有效电压指令Vr*。
有效值运算器31将输出电压Vc作为输入而输出输出电压Vc的电压有效值Vcrms。
减法器32从有效电压指令Vr*减去有效值运算器31输出的电压有效值Vcrms，输出误差ΔVrms(＝Vr*－Vcrms)。
电压控制器33将误差ΔVrms作为输入，以使误差ΔVrms接近0的方式进行控制运算，输出控制量ΔVr*。电压控制器33校正电力变换装置21输出的电压有效值，具体而言，校正因滤波电抗器3的电压降而产生的输出电压有效值的误差。在该情况下，电压控制器33为了控制电力变换装置21输出的电压有效值，校正从负载急剧变化后经过了足够时间后的稳定状态下的电压误差。
电压控制器33例如采用比例控制、比例控制与低通滤波器的串联连接结构等。如果电压控制器33具有积分要素，则当使多台电力变换装置21并联运转、在各电力变换装置21的输出电压检测部7重叠有不同的检测误差时，被输入到各电力变换装置21的电压控制器33的误差ΔVrms不收敛为0、电压控制器33的积分值有时持续增加。因此，通过使电压控制器33形成为如上所述不包含积分要素的控制结构，从而能够改善积分要素所致的控制误差。
加法器303将来自有效电压指令器30的有效电压指令Vr*与来自电压控制器33的控制量ΔVr*相加，校正有效电压指令Vr*，从而输出电压指令Vref的有效值Vrefrms(Vrefrms＝Vr*+ΔV*)。
增益部300被输入电压指令Vref的有效值Vrefrms，乘以换算为电压振幅的增益即输出电压指令Vref的振幅Va
乘法器34将振幅Va与正弦波相乘，输出电压指令Vref。
图5是示出电压指令生成部11所具备的有效电压指令器30的内部结构的框图。此外，在以下说明中适当地使用的“基波”意味着与电力变换装置21的内部相位的频率相同的频率分量(例如基波的无功功率意味着与内部相位相同的频率分量的无功功率)。
如上所述，有效电压指令器30将输出电流Io、输出电压Vc、正弦波以及余弦波作为输入，输出电力变换装置21的输出电压Vc的有效电压指令Vr*。
有效电压指令器30包括无功功率运算器320、下垂特性运算器321、基准电压指令器322以及加法器323。
在图5中，Q为基波无功功率，Vr为基准电压的有效值即基准有效值，ΔVr为针对基准有效值Vr的校正量。此外，基准有效值Vr为并联运转的多个电力变换装置21共用的基准电压的有效值，对多个电力变换装置21赋予共用的固定值。
无功功率运算器320将输出电流Io、输出电压Vc、余弦波以及正弦波作为输入，输出电力变换装置21输出的基波无功功率Q。基波无功功率Q为电力变换装置21的输出所包含的内部相位的频率分量的无功功率。关于基波无功功率Q的运算，只要能够计算特定频率的无功功率的极性和大小即可。在此，如下式(1)所示，根据针对内部相位分量的输出电压Vc和输出电流Io的离散傅里叶变换结果来运算基波无功功率Q。
[式1]
Q＝Vcsin×Iocos-Vccos×Iosin…(1)
在此，Tvc为输出电压Vc的周期，Tc为运算周期，m为在周期Tvc的期间中进行运算周期Tc的处理的运算数，n为从Vc的过零点起的运算数(1相当于最旧，m相当于最新，n相当于当前)，Vcn为当前的输出电压Vc的值，Ion为当前的输出电流Io的值，为当前的内部相位，Vcsin为Vc的基本正弦波有效值分量，Vccos为Vc的基本余弦波有效值分量，Iosin为Io的基本正弦波有效值分量，Iocos为Io的基本余弦波有效值分量，基波无功功率Q以电力变换装置21输出超前相的无功功率的方向为正。
下垂特性运算器321被输入基波无功功率Q，以使电力变换装置21输出的基波无功功率Q下降的方式运算校正量ΔVr并输出。具体而言，对基波无功功率Q乘以增益Kq而得到的值为校正量ΔVr(ΔVr＝Q×Kq)。
在此，在以针对1p.u.的基波无功功率Q而输出0.05p.u.的校正量ΔVr的方式设定了增益Kq的情况下，和在开关元件部2(包括内部在内)至输出端子9之间连接了相当于0.05p.u.的基波分量的电抗(电感)分量的状态等效。
例如，在为200Vrms、额定1kVA的电力变换装置的情况下，将增益Kq设定为0.01Vrms/Var(200Vrms×0.05p.u./(1kVA×1p.u.)＝0.01Vrms/Var)。由此，以产生与在开关元件部2(包括内部)至滤波电容器4的之间连接2Ω(200Vrms×200Vrms×0.05p.u./1kVA＝2Ω)的电抗等效的电压降的方式输出校正量ΔVr。
因此，在使多个电力变换装置21并联运转的情况下，在电力变换装置21间的基波无功功率的横流大的情况下，将增益Kq设定得大。由此，电力变换装置21间的电压误差下降，能够降低基波无功功率的横流。另外，也可以在由于每个电力变换装置21的布线阻抗的影响等而在每个电力变换装置21中基波无功功率的分担不同的情况下，针对每个电力变换装置21调整增益Kq。只要考虑以上情况来设定增益Kq即可。
基准电压指令器322输出基准有效值Vr。如上所述，在多台电力变换装置21并联运转的情况下，基准有效值Vr在所有的电力变换装置21中为相同的值。
加法器323将校正量ΔVr与基准有效值Vr相加，输出有效电压指令Vr*(Vr*＝Vr*+ΔVr)。
在多个电力变换装置21并联运转时，当在电力变换装置21间，输出电压Vc的基波分量的电压振幅分散时，偏差所致的误差电压被施加到输出电抗器5，由误差电压产生的电流在电力变换装置21间流动。特别是电压振幅的误差所致的误差电压主要为正弦波分量，所以正弦波分量的电压被施加到输出电抗器5，余弦波分量的电流在电力变换装置21间流动。也就是说，作为电力，无功功率作为横流而在电力变换装置21间流动。
在该实施方式中，如上所述，有效电压指令器30具备下垂特性运算器321，以使基波无功功率Q下降的方式，生成具有针对基波无功功率Q的下垂特性的有效电压指令Vr*。如图6所示，有效电压指令Vr*是对基准有效值Vr加上针对基波无功功率Q的下垂特性(校正量ΔVr)而得到的。
图7是示出有效电压指令器30所具备的无功功率运算器320的内部结构的框图。
无功功率运算器320将输出电流Io、输出电压Vc、正弦波以及余弦波作为输入，通过上述式(1)所示的运算来计算基波无功功率Q而输出。
无功功率运算器320包括过零点信号输出器360、信号延迟器361、固定信号输出器362、积分器363、采样和保持器364、正弦波电压测量器365、余弦波电压测量器366、正弦波电流测量器367、余弦波电流测量器368、乘法器369、370以及减法器371。以下为了信号的说明，使用正和负信号，但也可以采用Hi和Lo信号等。
在图7中，Sz为过零点信号，Szd为延迟后过零点信号。
过零点信号输出器360被输入输出电压Vc，在输出电压Vc为正的情况下输出正的过零点信号Sz，在输出电压Vc为负的情况下输出负的过零点信号Sz。此时，由于输出电压Vc的变动而有时在短时间(例如小于5ms)检测出多个过零点(振荡)。作为这样的振荡的对策，也可以当检测到过零点时，在一定时间(例如5ms)内屏蔽过零点检测(使过零点信号Sz不发生变化)。另外，也可以使输出电压Vc的正负判定具有迟滞(例如，在1V以上的情况下判定为正，在－1V以下的情况下判定为负)。
信号延迟器361被输入过零点信号Sz，输出使与无功功率运算器320的1次运算步骤相应量的信号延迟后的延迟后过零点信号Szd。信号延迟器361使采样和保持的信号(过零点信号Sz)和积分器的复位的信号(延迟后过零点信号Szd)具有延迟。由此，确保根据过零点信号Sz进行动作的采样和保持以及积分器的复位的动作顺序。
固定信号输出器362输出信号值为“1”的固定值。该信号由积分器363累计，从而成为输出电压Vc的周期测量的时间经过。
积分器363被输入固定信号输出器362的输出、以及延迟后过零点信号Szd，输出将固定信号输出器362的输出积分而得的输出电压Vc的周期测量值。当延迟后过零点信号Szd从负变为正时，积分器363将积分值复位为0，对固定信号输出器362的输出进行积分。另外，在积分中，针对每个运算步骤而对将固定信号输出器362的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计。因此，积分器363的输出成为从延迟后过零点信号Szd由负变为正的定时起的经过时间。
采样和保持器364被输入积分器363的输出和过零点信号Sz，输出输出电压Vc的周期Tvc。采样和保持器364在过零点信号Sz从负变为正的定时将采样和保持器364的输出更新为积分器363的输出。在除此以外的定时，采样和保持器364的输出不发生变化。利用该动作，能够测量输出电压Vc从负变为正的周期。
正弦波电压测量器365被输入输出电压Vc、正弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，运算输出电压Vc的正弦波分量，输出输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin。
余弦波电压测量器366被输入输出电压Vc、余弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，运算输出电压Vc的余弦波分量，输出输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos。
正弦波电流测量器367被输入输出电流Io、正弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，运算输出电流Io的正弦波分量，输出输出电流Io的基本正弦波有效值分量Iosin。
余弦波电流测量器368被输入输出电流Io、余弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，运算输出电流Io的余弦波分量，输出输出电流Io的基本余弦波有效值分量Iocos。
乘法器369被输入输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos、以及输出电流Io的基本正弦波有效值分量Iosin，输出其乘法运算结果(Vccos×Iosin)。另外，乘法器370被输入输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin、以及输出电流Io的基本余弦波有效值分量Iocos，输出其乘法运算结果(Vcsin×Iocos)。进而，减法器371通过从乘法器370的输出减去乘法器369的输出、即上述式(1)所示的运算来输出基波无功功率Q。
图8是示出无功功率运算器320所具备的正弦波电压测量器365的内部结构的框图。
正弦波电压测量器365被输入输出电压Vc、正弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，进行上述式(1)内所示的Vcsin的运算，输出输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin。
正弦波电压测量器365包括乘法器380、积分器381、采样和保持器382、除法器383以及增益部384。
乘法器380被输入输出电压Vc和正弦波输出其乘法运算结果
积分器381被输入乘法器380的输出和延迟后过零点信号Szd，输出对乘法器380的输出进行累计而得到的值。在此，积分器381在每个运算步骤都对将乘法器380的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计，在延迟后过零点信号Szd从负变为正的定时，复位积分值。
采样和保持器392被输入积分器381的输出和过零点信号Sz，在过零点信号Sz从负变为正的定时，将采样和保持器392的输出更新为积分器381的输出。在除此以外的定时，采样和保持器392的输出不发生变化。
除法器383被输入采样和保持器392的输出和输出电压Vc的周期Tvc，输出用采样和保持器392的输出除以输出电压Vc的周期Tvc而得到的结果。关于除法器383，为了防止在输出电压Vc的周期Tvc为0的情况下产生除以零的情况，也可以对输出电压Vc的周期Tvc设置下限值。
增益部384被输入除法器383的输出，对除法器383的输出乘以输出基本正弦波有效值分量Vcsin。
图9是示出无功功率运算器320所具备的余弦波电压测量器366的内部结构的框图。
余弦波电压测量器366被输入输出电压Vc、余弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，进行上述式(1)内所示的Vccos的运算，输出输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos。
余弦波电压测量器366包括乘法器390、积分器391、采样和保持器392、除法器393以及增益部394。
此外，基本余弦波有效值分量Vccos的运算与将在图8中说明的计算基本正弦波有效值分量Vcsin时的输入变更为的情况相同，所以省略。
图10是示出无功功率运算器320所具备的正弦波电流测量器367的内部结构的框图。
正弦波电流测量器367被输入输出电流Io、正弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，进行上述式(1)内所示的Iosin的运算，输出输出电流Io的基本正弦波有效值分量Iosin。
正弦波电流测量器367包括乘法器400、积分器401、采样和保持器402、除法器403以及增益部404。
此外，基本正弦波有效值分量Iosin的运算与将在图8中说明的计算输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin时的输入Vc变更为Io的情况相同，所以省略。
图11是示出无功功率运算器320所具备的余弦波电流测量器368的内部结构的框图。
余弦波电流测量器368被输入输出电流Io、余弦波输出电压Vc的周期Tvc、过零点信号Sz以及延迟后过零点信号Szd，进行上述式(1)内所示的Iocos的运算，输出输出电流Io的基本余弦波有效值分量Iocos。
余弦波电流测量器368包括乘法器410、积分器411、采样和保持器412、除法器413以及增益部414。
此外，基本余弦波有效值分量Iocos的运算与将在图9中说明的计算输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos时的输入Vc变更为Io的情况相同，所以省略。
图12是示出电压指令生成部11所具备的有效值运算器31的内部结构的框图。
有效值运算器31将输出电压Vc作为输入，输出输出电压Vc的电压有效值Vcrms。有效值运算器31包括过零点信号输出器340、乘法器341、积分器342、345、采样和保持器343、346、固定信号输出器344、信号延迟器347、除法器348以及平方根器349。
然后，有效值运算器31进行下式(2)所示的电压有效值Vcrms的运算。
[式2]
在此，Tvc为输出电压Vc的周期，Tc为运算周期，m为在周期Tvc的期间进行运算周期Tc的处理的运算数，n为从Vc的过零点起的运算数(1相当于最旧，m相当于最新，n相当于当前)，Vcn为当前的输出电压Vc的值。
过零点信号输出器340被输入输出电压Vc，在输出电压Vc为正的情况下输出正的过零点信号Sz，在输出电压Vc为负的情况下输出负的过零点信号Sz。此时，由于输出电压Vc的变动，有时在短时间(例如小于5ms)检测出多个过零点(振荡)。作为这样的振荡的对策，也可以当检测到过零点时，在一定时间(例如5ms)内屏蔽过零点检测(使过零点信号Sz不发生变化)。另外，也可以使输出电压Vc的正负判定具有迟滞(例如，在1V以上的情况下判定为正，在-1V以下的情况下判定为负)。
信号延迟器347被输入过零点信号Sz，输出使与有效值运算器31的1次运算步骤相应的量的信号延迟后的延迟后过零点信号Szd。信号延迟器347使采样和保持的信号(过零点信号Sz)和积分器的复位的信号(延迟后过零点信号Szd)具有延迟。由此，确保根据过零点信号Sz进行动作的积分器的输出的采样和保持以及积分器的复位的动作顺序。
固定信号输出器344输出信号值为“1”的固定值。该信号由积分器345累计，从而成为输出电压Vc的周期测量的时间经过。
积分器345被输入固定信号输出器344的输出、以及延迟后过零点信号Szd，输出将固定信号输出器344的输出积分而得到的输出电压Vc的周期测量值。当延迟后过零点信号Szd从负变为正时，积分器345将积分值复位为0，对固定信号输出器344的输出进行积分。另外，在积分中，针对每个运算步骤而对将固定信号输出器344的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计。因此，积分器345的输出成为从延迟后过零点信号Szd由负变为正的定时起的经过时间。
采样和保持器346被输入积分器345的输出、以及过零点信号Sz，输出输出电压Vc的周期Tvc。采样和保持器346在过零点信号Sz从负变为正的定时将采样和保持器346的输出更新为积分器345的输出。在除此以外的定时，采样和保持器346的输出不发生变化。由于该动作，能够测量输出电压Vc从负变为正的周期。
乘法器341被输入输出电压Vc，输出输出电压Vc的2次方(Vc×Vc)。
积分器342被输入乘法器341的输出、以及延迟后过零点信号Szd，输出对乘法器341的输出进行累计而得到的值。在此，积分器342针对每个运算步骤而对将乘法器341的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计，在延迟后过零点信号Szd从负变为正的定时，复位积分值。
采样和保持器343被输入积分器342的输出、以及过零点信号Sz，在过零点信号Sz从负变为正的定时将采样和保持器343的输出更新为积分器342的输出。在除此以外的定时，采样和保持器343的输出不发生变化。
除法器348被输入采样和保持器343的输出、以及输出电压Vc的周期Tvc，输出用采样和保持器343的输出除以输出电压Vc的周期Tvc而得到的结果。关于除法器348，为了防止在输出电压Vc的周期Tvc为0的情况下产生除以零的情况，也可以对输出电压Vc的周期Tvc设置下限值。
平方根器349被输入除法器348的输出，运算除法器348的输出的平方根，输出输出电压Vc的电压有效值Vcrms。
除法器348输出实数，在除法器348的输出为0以下的情况下，平方根器349的输出为虚数，所以也可以对除法器348的输入设置下限值(例如将下限值设为0)。
图13是示出电压指令生成部11所具备的电压控制器33的内部结构的框图。
电压控制器33将从有效电压指令Vr*减去电压有效值Vcrms而得到的误差ΔVrms作为输入，以使误差ΔVrms接近0的方式输出控制量ΔVr*。
电压控制器33包括比例增益部(Kp)420、积分增益部(Ki)421、积分器422、限制器423、424以及加法器425。
如上所述，电压控制器33校正电力变换装置21输出的电压有效值，具体而言，校正因滤波电抗器3的电压降而产生的输出电压有效值的误差。
电压控制器33的比例增益部420和积分增益部421只要设定为使电压控制器33的动作稳定并能够得到所期望的响应的程度即可。另外，限制器423、424只要设定成比电力变换装置21的设想的电压变动幅度大即可。限制器423和限制器424也可以设定为相同的值。例如，当在电力变换装置21的输出电压范围为180Vrms～220Vrms的范围、并且额定为200Vrms、并且电压变动为-20Vrms～20Vrms下进行动作的情况下，限制器423、424设定成输出-30Vrms～30Vrms的值。
在此，示出了将电压控制器33作为PI控制器来构成的例子，但并不限于此。例如，也可以使电压控制器33作为比例控制器或使电压控制器33形成为比例控制器与低通滤波器的串联结构。
比例增益部420将误差ΔVrms作为输入，输出乘以比例增益Kp而得到的结果(ΔVrms×Kp)。
积分增益部421将误差ΔVrms作为输入，输出乘以积分增益Ki而得到的结果(ΔVrms×Ki)。
积分器422将积分增益部421的输出作为输入，在每个运算步骤都对将积分增益部421的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计，输出其积分结果。另外，虽然未图示，但积分器422的累计值被与积分器422的后级连接的限制器423的上限值或者下限值所限制。
限制器423具有上限值和下限值，将积分器422的输出作为输入，在该输入比限制器423所具有的上限值大的情况下输出上限值，在比下限值小的情况下输出下限值。在除此以外的情况下，限制器423输出被输入的值。
加法器425将比例增益部420的输出以及限制器423的输出作为输入，输出将这些输入相加而得到的结果。
限制器424具有上限值和下限值，将加法器425的输出作为输入，在该输入比限制器424所具有的上限值大的情况下输出上限值，在比下限值小的情况下输出下限值。在除此以外的情况下，限制器424输出被输入的值。
返回到图3，电压校正量运算部12根据由电抗器电流检测部6检测出的电抗器电流IL来运算针对由电压指令生成部11生成的电压指令Vref的校正量VL*。该电压指令的校正量VL*相当于在开关元件部2与滤波电抗器3之间产生由阻抗所致的电压降的情况。下式(3)为由电压校正量运算部12运算的电压指令的校正量VL*的运算例子。
[式3]
此处，VL*为由电压校正量运算部12运算的电压指令的校正量，IL为由电抗器电流检测部6检测的电抗器电流，Lset为电感分量增益，Rset为电阻分量增益。
具体而言，如图14所示，以在电力变换装置21(21a、21b)的开关元件部2的内部具有假想的电阻Rset以及假想的电感Lset的方式动作。因此，上述式(3)示出了电感Lset与电阻Rset串联连接并流过电流IL的情况下的电压降。式(3)的右边第1项相当于电感Lset的电压降，式(3)的右边第2项相当于电阻Rset的电压降。
在此，按照在电力变换装置21的开关元件部2的内部具有假想的电阻Rset和假想的电感Lset的设想进行说明，但并不限于此，即使设想为在电力变换装置21的开关元件部2与滤波电抗器3之间具有假想的电阻Rset以及假想的电感Lset也是一样的。
电阻分量增益Rset只要选定成防止滤波电抗器3、滤波电容器4以及基于电感分量增益Lset的假想电感发生共振即可。另外，也可以以能够抑制电力变换装置21输出的直流电流的方式选定。
电感分量增益Lset只要选定成在滤波电抗器3的电感比输出电抗器5足够大的情况(例如输出电抗器5为10uH，滤波电抗器3为1mH)下减小滤波电抗器3的偏差即可。
例如，在电力变换装置21a与电力变换装置21b并联运转的情况下，相对于滤波电抗器3的电感设计值1mH，电力变换装置21a的滤波电抗器3设为1.2mH(20％的偏差)，电力变换装置21b的滤波电抗器3设为0.8mH(-20％的偏差)。在该情况下，电力变换装置21b的负载载入时等的电流分担(电力分担)为电力变换装置21a的负载载入时等的电流分担的约1.5倍。相对于此，当将电感分量增益Lset设定为0.001时，可看成1mH的电感连接于电力变换装置21a、21b的开关元件部2的内部。因此，电力变换装置21b的负载载入时等的电流分担(电力分担)被改善为电力变换装置21a的负载载入时等的电流分担(电力分担)的约1.22倍。
在该情况下，在电力变换装置21a和电力变换装置21b中，将电感分量增益Lset都设定为0.001，但电感分量增益Lset以及电阻分量增益Rset能够针对各电力变换装置21a、21b单独地设定。
作为上述式(3)中的电抗器电流IL的微分方法，也可以为获取前次值与最新值的差分的方法、使用高通滤波器的方法、按照最小二乘法计算倾斜度等。另外，上述式(3)中的电抗器电流IL既可以使用通过滤波器等后的值，也可以使用移动平均值。此外，上述式(3)的右边第2项有助于防止滤波电抗器3与滤波电容器4的共振。
电压指令校正部13根据由电压校正量运算部12得到的校正量VL*，校正从电压指令生成部11输出的电压指令Vref，将在该校正后得到的校正后电压指令Vref*输出到下一级的PWM信号生成部14。下式(4)为由该电压指令校正部13运算的校正后电压指令Vref*的运算例子。
[式4]
Vref*＝Vref-VL*…(4)
该式(4)对应于图14，开关元件部2输出与从电压指令Vref减去校正量VL*而得到的校正后电压指令Vref*相当的电压。也就是说，可看成与在开关元件部2之中将电压指令Vref的电源、产生校正量VL*的电压降的假想电阻Rset以及假想电感Lset串联地连接的情况等效。
这样，由电压校正量运算部12运算与开关元件部2和滤波电抗器3之间的阻抗所致的电压降相当的校正量VL*。接着，由电压指令校正部13使用校正量VL*来校正从电压指令生成部11输出的电压指令Vref。通过这样做，能够与电抗器电流IL的增加相应地增大电力变换装置21的输出阻抗。即，在多个电力变换装置21并联运转的情况下，对于由于因负载电流的集中所致的滤波电抗器3的饱和、滤波电抗器3的阻抗的偏差而输出阻抗小的电力变换装置21进行校正，以使得输出阻抗变大。因此，能够抑制电力分担(分担电流)集中。
而且，即使在输出电压Vc的周期以下也能够计算由该电压校正量运算部12运算的电压指令的校正量VL*，所以即使针对由交流负载61的变动等所致的瞬时的电力变化也能够使各个电力变换装置21(221a、22b)的输出电力平衡。
图15是示出控制部10所具备的PWM信号生成部14的内部结构的框图。
PWM信号生成部14根据来自上述电压指令校正部13的校正后电压指令Vref*和载波信号Scarr生成PWM信号，包括产生载波信号Scarr的载波信号产生器40、比较器41以及反转器42。另外，为了简化，对通常要设定的开关支路的短路防止时间(空载时间)不予考虑。
图16是用于说明PWM信号生成部14的动作的时序图。
在图16中，载波信号Scarr为载波信号产生器40的输出信号，开关信号S1以及S2为从PWM信号生成部14输出到开关元件部2的PWM信号。以下，根据图15、图16来说明PWM信号的生成过程。
载波信号产生器40生成与载波周期相应的三角波。在此，使载波信号Scarr形成为三角波，但也可以为锯齿波等。比较器41比较校正后电压指令Vref*和载波信号产生器40的载波信号Scarr。比较器41在指令Vref*比信号Scarr大的情况下输出导通信号，在指令Vref*比信号Scarr小的情况下输出截止信号。
比较器41的输出信号的一方为开关(PWM)信号S1。反转器42使所输入的开关(PWM)信号S1的导通信号和截止信号反转而输出。因而，反转器42的输出信号的另一方为开关(PWM)信号S2。
此外，在此，说明比较载波信号产生器40的载波信号Scarr和校正后电压指令Vref*并生成开关(PWM)信号S1、S2，但在具有检测输入端子1的电压的单元的结构中，也可以使用其检测电压使校正后电压指令Vref*标准化。
图17是示出控制部10所具备的PLL部15的内部结构的框图。
PLL部15将输出电压Vc和输出电流Io作为输入，输出内部相位PLL部15根据基于输出电压Vc和输出电流Io计算的有功功率P使输出电压Vc的频率变化，包括有功功率运算器50、下垂特性运算器51、变化限制器52、基准频率指令部53、减法器54以及相位生成器55。
在图17中，P为有功功率，df为频率校正指令，dfa为限制后的频率校正指令，fref为基准频率指令，fref*为频率指令。
在多台电力变换装置21并联运转的情况下，PLL部15校正各电力变换装置21的输出电压Vc的相位差。因各电力变换装置21的输出电压Vc的相位差而产生的误差电压主要为余弦波分量。因此，余弦波分量的误差电压被施加到输出电抗器5，根据误差电压和输出电抗器5的阻抗确定的电流在电力变换装置21间流动。在该电力变换装置21间流动的电流主要为正弦波分量，所以在各电力变换装置21间产生有功功率的横流。因此，PLL部15通过检测电力变换装置21输出的有功功率，调整电力变换装置21的频率，能够抑制有功功率的横流。
有功功率运算器50根据由输出电压检测部7检测到的输出电压Vc和由输出电流检测部8检测到的输出电流Io来运算有功功率P。作为具体的有功功率的运算方法，针对输出电压Vc与输出电流Io之积(＝Vc×Io)而运算输出电压Vc的周期平均。另外，也可以针对输出电压Vc与输出电流Io之积(＝Vc×Io)而使用低通滤波器等的滤波器处理。
下垂特性运算器51根据由有功功率运算器50运算出的有功功率P来运算频率校正指令df。频率校正指令df与有功功率P的关系为下式(5)。
[式5]
df＝Kf×P…(5)
此处，Kf为下垂特性增益。
此外，在此，与有功功率P成比例地运算频率校正指令df，但也可以对有功功率P使用滤波器来运算频率校正指令df。进而，也可以还使用有功功率P的微分要素来运算频率校正指令df。另外，在并联运转的电力变换装置21的电力容量不同、并且调整针对每个电力变换装置21所分担的有功功率P的比率的情况下，根据分担的有功功率P的比率来调整下垂特性增益Kf即可。除此之外，通过对有功功率P设定电力指令偏置，从而也能够调整每个电力变换装置21分担的有功功率。
变化限制器52被输入由下垂特性运算器51输出的频率校正指令df，输出限制频率校正指令df的变化之后的频率校正指令dfa。以下说明设置该变化限制器52的意义。
在图1所示的结构的电力变换系统中，考虑电力变换装置21(21a、21b)与将太阳能发电等分布式电源的电力变换为商用电力的其它电力变换装置(未图示)协同运转的情况。
这样的分布式电源用的电力变换装置具有单独运转检测功能。该单独运转检测的判定方法是根据与电力变换装置协同的系统电压的频率变化来判定的。因此，在该实施方式的电力变换装置21与另外设置的分布式电源用的电力变换装置协同运转的情况下，由于因频率校正指令df导致的频率变化而有可能分布式电源用的电力变换装置误检测出单独运转而停止运转。因此，作为防止单独运转的误检测的部件，为频率校正指令df设定变化限制器52。
另外，对于电力系统的瞬时电压降以及瞬时停电对电力系统的干扰，为了防止同时断开，分布式电源用的电力变换装置存在应用故障穿越(Fault Ride Through)的设备。在应用该故障穿越的电力变换装置中，需要针对倾斜状的频率变化2Hz/s而持续运转。因此，如果变化限制器52的上限值设定为2Hz/s以下且下限值设定为-2Hz/s以上则是有效的。
今后，针对分布式电源用的电力变换装置的要求被认为会因电力系统的电力需求和供给背景的变化而变化。在该情况下，如果根据针对分布式电源用的电力变换装置的要求来设定变化限制器52的上限值以及下限值则是有效的。
基准频率指令部53输出作为电力变换装置21的输出电压Vc的频率控制目标的基准频率指令fref。此外，该基准频率指令fref被设定为在各个电力变换装置21中为共用的值。
减法器54从由基准频率指令部53输出的基准频率指令fref减去限制后的频率校正指令dfa，将相减而得到的值fref*(＝fref-dfa)作为频率指令而输出。
相位生成器55通过对从减法器54输出的频率指令fref*进行累计，从而生成由电力变换装置21输出的电压Vc的内部相位
如上所述，PLL部15根据电力变换装置21输出的有功功率，以使频率指令fref*具有下垂特性的方式进行动作，频率指令fref*如图18所示变化。具体而言，在电力变换装置21将正的有功功率P输出到输出端子9侧的情况下使频率指令fref*减少，在输出负的有功功率P的情况下使频率指令fref*增加。
图19是示出PLL部15所具备的有功功率运算器50的内部结构的框图。
有功功率运算器50被输入输出电压Vc和输出电流Io，进行下式(6)所示的运算，输出有功功率P。
[式6]
在此，Tvc为输出电压Vc的周期，Tc为运算周期，m为在周期Tvc的期间进行运算周期Tc的处理的运算数，n为从Vc的过零点起的运算数(1相当于最旧，m相当于最新，n相当于当前)，Vcn为当前的输出电压Vc的值，Ion为当前的输出电流Io的值。
有功功率运算器50包括过零点信号输出器520、信号延迟器521、乘法器522、积分器523、526、采样和保持器524、527、固定信号输出器525以及除法器528。
在图19中，Sz为过零点信号，Szd为延迟后过零点信号。
过零点信号输出器520被输入输出电压Vc，在输出电压Vc为正的情况下输出正的过零点信号Sz，在输出电压Vc为负的情况下输出负的过零点信号Sz。此时，由于输出电压Vc的变动而有时在短时间(例如小于5ms)检测出多个过零点(振荡)。作为这样的振荡的对策，也可以当检测到过零点时，在一定时间(例如5ms)内屏蔽过零点检测(使过零点信号Sz不发生变化)。另外，也可以使输出电压Vc的正负判定具有迟滞(例如，在1V以上的情况下判定为正，在-1V以下的情况下判定为负)。
信号延迟器521被输入过零点信号Sz，输出使与有功功率运算器50的1次运算步骤相应的量的信号延迟后的延迟后过零点信号Szd。信号延迟器521使采样和保持的信号(过零点信号Sz)和积分器的复位的信号(延迟后过零点信号Szd)具有延迟。由此，确保根据过零点信号Sz进行动作的积分器的输出的采样和保持以及积分器的复位的动作顺序。
固定信号输出器525输出信号值为“1”的固定值。该信号由积分器526累计，从而成为输出电压Vc的周期测量的时间经过。
积分器526被输入固定信号输出器525的输出和延迟后过零点信号Szd，输出对固定信号输出器525的输出进行积分而得的输出电压Vc的周期测量值。当延迟后过零点信号Szd从负变为正时，积分器526将积分值复位为0，对固定信号输出器525的输出进行积分。另外，积分器526在每个运算步骤都对将固定信号输出器525的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计。因此，积分器526的输出成为从延迟后过零点信号Szd由负变为正的定时起的经过时间。
采样和保持器527被输入积分器526的输出和过零点信号Sz，输出输出电压Vc的周期Tvc。采样和保持器527在过零点信号Sz从负变为正的定时将采样和保持器527的输出更新为积分器526的输出。在除此以外的定时，采样和保持器527的输出不发生变化。利用该动作，能够测量输出电压Vc从负变为正的周期。
乘法器522将输出电压Vc和输出电流Io作为输入，输出它们的乘法运算结果(Vc×Io)。
积分器523被输入乘法器522的输出和延迟后过零点信号Szd，输出对乘法器522的输出进行累计而得到的值。在此，积分器523针对每个运算步骤而对将乘法器522的输出与运算步骤时间相乘而得到的值进行累计，在延迟后过零点信号Szd从负变为正的定时，复位积分值。
采样和保持器524被输入积分器523的输出和过零点信号Sz，在过零点信号Sz从负变为正的定时将采样和保持器524的输出更新为积分器523的输出。在除此以外的定时，采样和保持器524的输出不发生变化。
除法器528被输入采样和保持器524的输出和输出电压Vc的周期Tvc，输出用采样和保持器524的输出除以输出电压Vc的周期Tvc而得到的结果。关于除法器528，为了防止在输出电压Vc的周期Tvc为0的情况下产生除以零的情况，也可以对输出电压Vc的周期Tvc设置下限值。
图20是示出PLL部15所具备的变化限制器52的内部结构的框图。
变化限制器52被输入频率校正指令df，输出限制后的频率校正指令dfa，对PLL部15的每个运算步骤的频率校正指令df的变化设置限制。
变化限制器52包括减法器540、限制器541、加法器542以及信号延迟器543。
减法器540被输入频率校正指令df、以及相当于前次的频率校正指令的信号延迟器543的输出，输出该减法运算结果(频率校正指令df-前次的频率校正指令)。该减法运算结果为频率校正指令df的每个运算步骤(PLL部15的运算步骤)的变化量。
限制器541输出限制了作为减法器540的输出的频率校正指令df的每个运算步骤的变化量而得的值。能够利用限制器541的上限值和下限值来设定进行限制的频率变化。例如，在将频率校正指令df的变化限制为±2Hz/s以内的情况下，将限制器541的上限值设定为2×(PLL部15的运算步骤时间)，将限制器541的下限值设定为－2×(PLL部15的运算步骤时间)即可。
加法器542被输入限制器541的输出和信号延迟器543的输出，输出作为其加法运算结果的限制后的频率校正指令dfa。该限制后的频率校正指令dfa被输入到信号延迟器543，从信号延迟器543输出延迟了与PLL部15的1次运算步骤相应的量后的值。该输出相当于前次的频率校正指令。
图21是用于说明该实施方式的电力变换系统中的各个电力变换装置21a、21b的并联运转动作的时序图。另外，图22是用于说明作为比较例的使两台电力变换装置A、B并联运转的电力变换系统中的、各个电力变换装置A、B的并联运转动作的时序图。
在比较例的电力变换装置A、B中，省略了该实施方式的电压校正量运算部12以及电压指令校正部13，电压指令生成部11生成的电压指令Vref不被校正而用于PWM信号的生成。其它结构与电力变换装置21(21a、21b)相同。
在图21、图22中，示出负载电流(交流负载的电流波形)、一个电力变换装置21a、A的输出电流(流经输出电抗器的电流波形)、另一个电力变换装置21b、B的输出电流(流经输出电抗器的电流波形)。此外，负载电流通常为并联运转的两台电力变换装置的输出电流之和。
在此，为了示出该实施方式的效果，在图21、图22中都将电力变换装置21b、B中的滤波电抗器3的电感分量设定得比电力变换装置21a、A中的滤波电抗器3的电感分量小。
此外，在图21、图22中都示出了单相结构中的波形，但本发明并不限于单相，还能够应用于三相。
首先，说明图22所示的比较例。
比较电力变换装置A的输出电流和电力变换装置B的输出电流，在负载接入时，负载电流偏向电力变换装置B。其理由在于，两台电力变换装置A、B的滤波电抗器3的电感分量相互不同。即，电力变换装置B的滤波电抗器3的电感分量比电力变换装置A的滤波电抗器3的电感分量小，所以阻抗小，电力变换装置B的电流的分担大。其结果，瞬时的电力分担也大。
之后，随着时间经过，改善成使两电力变换装置A、B的输出电流的分担均等化。以下说明其理由。由各电力变换装置A、B的PLL部15所具备的下垂特性运算器51利用频率校正指令df校正基准频率指令fref。由此，在滤波电抗器3的开关元件部2侧的端部和滤波电容器4侧的端部产生电压相位差。其有理由如下：各电力变换装置A、B的滤波电抗器3的电流根据该电压相位差来被调整，于是在稳定时由各电力变换装置A、B均匀地分担电力。
如上那样，在比较例的电力变换装置A、B的并联运转动作中，当发生如负载接入时那样的瞬时的电力变化时难以使电流分担均匀化。
接下来，说明图21所示的该实施方式的电力变换装置21a、21b的并联运转动作的例子。
比较电力变换装置21a的输出电流和电力变换装置21b的输出电流，在负载接入时，电流的不均衡被改善。这是由各个电力变换装置21a、21b所具备的电压校正量运算部12和电压指令校正部13校正上述滤波电抗器3的电感分量的误差的缘故。
另外，随着时间经过，改善成使两电力变换装置21a、21b的输出电流的分担均等化。其理由与关于图22进行了说明的情况相同。即，由各电力变换装置21a、21b的PLL部15所具备的下垂特性运算器51，利用频率校正指令df校正基准频率指令fref。由此，在滤波电抗器3的开关元件部2侧的端部和滤波电容器4侧的端部产生电压相位差。这是为了根据该电压相位差来调整各电力变换装置21a、21b的滤波电抗器3的电流，在稳定时由各电力变换装置21a、21b均匀地分担电力。
如上那样，在该实施方式1中，在并联地驱动多台电力变换装置21a、21b来对交流负载61供给电力的情况下，由电压校正量运算部12运算与构成各个电力变换装置21a、21b的开关元件部2与滤波电抗器3之间的阻抗所致的电压降相当的校正量VL*，由电压指令校正部13使用该校正量VL*来校正电压指令Vref。由此，针对输出阻抗小的电力变换装置进行校正，以使输出阻抗变大，能够抑制输出阻抗的偏差。
因此，针对如负载接入时那样的瞬时的电力变化也能够抑制电力分担(分担电流)集中，改善成使电力分担在各电力变换装置21a、21b间变均匀。而且，由PLL部15根据基于电力变换装置21a、21b的输出电压Vc和输出电流Io计算的有功功率使输出电压Vc的频率变化，所以能够使稳定状态下的电力分担也均匀化。
另外，滤波电抗器3的电感也会因滤波电抗器3的温度变动而变动。如图23所示，一般电感由于温度的上升而下降，当处于居里温度附近时，电感急剧地下降。由于该滤波电抗器3的电感的下降而电力变换装置21的阻抗下降。因此，在多个电力变换装置21并联运转的情况下，当各电力变换装置21的滤波电抗器3的温度产生差异时，各电力变换装置21的阻抗也产生差异。
进而，当流向滤波电抗器3的电流增加时，由于磁饱和而电感下降，电力变换装置21的阻抗下降。
在多个电力变换装置21并联运转的情况下，负载电流集中于阻抗下降的电力变换装置21，所以更容易产生过电流。这样即使在并联运转的多个电力变换装置21间的阻抗产生偏差的情况下，在该实施方式中，在各电力变换装置21中，也能够以使抑制了阻抗下降的状态的电流流过的方式进行动作，使电力分担在各电力变换装置21a、21b间均匀化。
进而，当在电力变换装置21间产生直流电流的横流的情况下，利用电压校正量运算部12设定假想电阻Rset，还具有能够降低直流电流的横流的效果。
实施方式2.
图24是示出应用于本发明的实施方式2中的电力变换系统的电力变换装置的结构的框图。此外，对与图3所示的实施方式1对应或相当的结构部分附加相同的标记。
在该实施方式2中，在控制部10包括电压指令生成部11、电压校正量运算部112、电压指令校正部13、PWM信号生成部14以及PLL部15这点上与实施方式1的情况相同。从电压指令校正部13输出的校正后电压指令Vref*被输入到电压校正量运算部12这点、以及电压校正量运算部112的内部结构与实施方式1的情况不同。以下，说明电压校正量运算部112的详细结构。
在该实施方式2中，电压校正量运算部112根据电抗器电流IL、输出电压Vc以及电压指令校正部13的输出Vref*来运算电压指令的校正量VL*。该电压指令的校正量VL*如也在实施方式1中说明过那样，相当于在开关元件部2与滤波电抗器3之间产生阻抗所致的电压降。下式(7)为电压校正量运算部112的运算例子。
[式7]
此处，VL*为由电压校正量运算部112运算的电压指令的校正量，IL为由电抗器电流检测部6检测的电抗器电流，Vc为由输出电压检测部7检测的输出电压，Vref*为由电压指令校正部13校正后的校正后电压指令，Lset为电感分量增益，KVL为电抗器电压增益，Rset为电阻分量增益。
具体而言，如图25所示，以在电力变换装置21(21a、21b)的开关元件部2的内部具有假想的电阻Rset以及假想的电感Lsetα的方式动作。该假想电感Lsetα被设定成与上滤波电抗器3的电感相加而得的电感为Lset。
根据电抗器电流IL和电感分量增益Lset计算在电感Lset中流过电抗器电流IL的情况下的电压降，相当于式(7)的右边第1项。将从该值减去滤波电抗器3的电压降(相当于式(7)的右边第2项)量后的电压设为假想电感Lsetα所致的电压降。由此，能够包括滤波电抗器3的电感在内地设定假想电感Lsetα。然后，能够以使包含滤波电抗器3的实际的电感分量和假想电感Lsetα的电感成为Lset的方式校正电压指令Vref。
在式(7)中，右边的第1项、第3项与上述实施方式1所示的式(3)中的右边的第1项、第2项相同，能够按照与实施方式1的情况同样的手法进行计算。
关于式(7)的右边第2项，根据由输出电压检测部7检测的输出电压Vc和由电压指令校正部13得到的校正后电压指令Vref*推定施加于滤波电抗器3的电压。在该情况下，既可以使用使校正后电压指令Vref*与输出电压Vc的差分通过滤波器等而得到的值，也可以使用移动平均值。
另外，在想要减小电感分量的Lset所包含的滤波电抗器3的电感分量的情况下，只要减小电抗器电压增益KVL即可。例如，在Lset为2mH，滤波电抗器3的电感为1mH，电抗器电压增益KVL为1的情况下，从Lset减去滤波电抗器3的电感1mH后的电感1mH成为开关元件部2的内部的假想电感Lsetα。相对于此，在电抗器电压增益为0.5的情况下，从Lset除掉将电抗器电压增益KVL与滤波电抗器3的电感相乘而得到的0.5mH后的电感1.5mH成为开关元件部2的内部的假想电感Lsetα。
通过从式(7)的右边的第1项减去第2项，可以仅校正滤波电抗器3的电感分量相对于电感分量增益Lset的误差量。因此，能够以电感分量增益Lset为基准，比实施方式1的情况更精确地设定电力变换装置21的输出阻抗。
例如，在电力变换装置21a与电力变换装置21b并联运转的情况下，相对于滤波电抗器3的电感设计值1mH，电力变换装置21a的滤波电抗器3设为1.2mH(20％的偏差)，电力变换装置21b的滤波电抗器3设为0.8mH(-20％的偏差)。在该情况下，电力变换装置21b的负载载入时等的电流分担(电力分担)约为电力变换装置21a的负载载入时等的电流分担(电力分担)的1.5倍。
相对于此，当将电感分量增益Lset设定为0.002时，可看成将开关元件部2的内部的假想电感与滤波电抗器3的电感串联连接而成的合成电感Lset在电力变换装置21a、21b这双方中为2mH。因此，负载载入时等的电流分担(电力分担)被改善成在电力变换装置21a、21ba中均等化。
此外，关于其它结构以及作用效果，与实施方式1相同，所以在此，省略详细的说明。
此外，本发明并不仅限定于上述实施方式1、2的结构，能够在不脱离本发明的要旨的范围内，变更各实施方式1、2的结构的一部分、或者将该结构省略一部分，另外，能够适当地组合各实施方式1、2的结构。

Claims (7)

1.一种电力变换装置，具备将与外部连接的直流电源的电压变换为与电压指令相应的电压的开关元件部，该电力变换装置对负载供给交流电力，
所述电力变换装置具备：
滤波电抗器以及滤波电容器，使所述开关元件部的输出平滑化；
输出电抗器，设置于所述负载与所述滤波电容器之间；
电抗器电流检测部，检测流向所述滤波电抗器的电抗器电流；
输出电压检测部，检测所述电力变换装置的输出电压；
输出电流检测部，将在所述输出电抗器中流动的电流检测为输出电流；以及
控制部，根据来自所述电抗器电流检测部、所述输出电压检测部以及所述输出电流检测部的检测输出来驱动控制所述开关元件部，
所述控制部具备：
电压指令生成部，生成用于控制所述电力变换装置的所述输出电压的所述电压指令；
PWM信号生成部，根据所述电压指令来生成驱动所述开关元件部的PWM信号；以及
PLL部，根据基于所述输出电压和所述输出电流而计算的有功功率来使所述输出电压的频率变化，
并且所述控制部具有电压校正量运算部，根据所述电抗器电流来运算电压指令校正量；以及电压指令校正部，根据所述电压指令校正量来校正所述电压指令并输出给所述PWM信号生成部。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述电压校正量运算部运算的所述电压指令校正量为与所述电抗器电流的微分值成比例的值。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在所述电压校正量运算部运算的所述电压指令校正量中，除了包含与所述电抗器电流的微分值成比例的值，还包含与所述电抗器电流成比例的值。
4.根据权利要求2或者3所述的电力变换装置，其中，
在所述电压校正量运算部运算的所述电压指令校正量中，包含和由所述输出电压检测部检测到的所述输出电压与所述电压指令校正部输出的校正后的电压指令的差分成比例的值。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电压指令生成部根据由所述输出电压检测部检测到的所述输出电压的有效值来校正所述电压指令的振幅。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述电压指令生成部根据由所述输出电压检测部检测到的所述输出电压和由所述输出电流检测部检测到的所述输出电流来检测无功功率，根据所述无功功率来校正所述电压指令的振幅。
7.一种电力变换系统，
所述电力变换系统具备多台权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，使该多台电力变换装置并联运转而对所述负载供给交流电力。
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