JPH09205774A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
- Publication number
- JPH09205774A JPH09205774A JP8122500A JP12250096A JPH09205774A JP H09205774 A JPH09205774 A JP H09205774A JP 8122500 A JP8122500 A JP 8122500A JP 12250096 A JP12250096 A JP 12250096A JP H09205774 A JPH09205774 A JP H09205774A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- inverter
- capacitor
- reactor
- power converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流側にＬＣフィルタ等の共振要素を有する
電力変換器において、共振成分を抑制し、電圧制御系の
応答を高め、かつ、基準電圧に対する追従性が高く、定
常偏差のない基準交流電圧指令と一致した交流出力電圧
を得ることにある。 【解決手段】 インバータ装置２の交流側に接続したリ
アクトル３１およびコンデンサ３２からなるフィルタ装
置を介して負荷に電力を供給する電力変換器の制御装置
において、コンデンサ電圧を基準交流電圧に制御する電
圧制御手段５と、リアクトル電流に流れる電流を検出す
るリアクトル電流検出手段８１〜８３と、電圧制御手段
の出力するインバータ交流電圧指令値に基づいてインバ
ータ装置を駆動するＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発
生手段７を備え、インバータ交流電圧指令値にリアクト
ルに流れるリアクトル電流を帰還することを特徴とす
る。
電力変換器において、共振成分を抑制し、電圧制御系の
応答を高め、かつ、基準電圧に対する追従性が高く、定
常偏差のない基準交流電圧指令と一致した交流出力電圧
を得ることにある。 【解決手段】 インバータ装置２の交流側に接続したリ
アクトル３１およびコンデンサ３２からなるフィルタ装
置を介して負荷に電力を供給する電力変換器の制御装置
において、コンデンサ電圧を基準交流電圧に制御する電
圧制御手段５と、リアクトル電流に流れる電流を検出す
るリアクトル電流検出手段８１〜８３と、電圧制御手段
の出力するインバータ交流電圧指令値に基づいてインバ
ータ装置を駆動するＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発
生手段７を備え、インバータ交流電圧指令値にリアクト
ルに流れるリアクトル電流を帰還することを特徴とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流から交流を得
る電力変換器の制御装置に係わり、特に、交流側に共振
要素を有する系における交流電圧の瞬時制御を行う電力
変換器の制御装置に関する。
る電力変換器の制御装置に係わり、特に、交流側に共振
要素を有する系における交流電圧の瞬時制御を行う電力
変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来技術】従来、交流電圧の瞬時制御を行う方式に
は、ｄ−ｑ変換等の座標変換を用いた制御方式や、特開
平７−２０９０６号公報のように、電圧偏差補償要素に
基準交流電圧の周波数と一致する正弦波伝達関数を持た
せることによって、交流電圧を高速かつ定常偏差なしに
制御する方式がある。これらの制御方式は、交流電圧の
基本周波数についての瞬時追従性、定常特性は非常に良
い。しかしながら、電力変換器が交流側にＬＣフィルタ
のような共振要素を有し、電圧制御を行う場合には、フ
ィルタの共振周波数成分の抑制をすることができないた
め、ゲインを下げる等の処置を行う必要があり、高い追
従性を得ることができない。ところで、ＬＣフィルタの
共振を抑制するもとのとして、特開平７−３１１５６号
公報に記載の例がある。この公知例では、瞬時電圧制御
を用いると共に交流出力電圧を直流レベルに変換し、直
流レベルの電圧を基準値に制御する平均値制御を行って
いる。しかしながら、この公知例の中でも述べられてい
るように、ＬＣフィルタを含む共振系の瞬時電圧制御に
おいては、制御ゲインを高めることができないので、高
い制御応答性を得ることができない。このことは、この
公知例中で論じられている瞬時電圧制御手段についても
言及することができ、この瞬時電圧制御手段は、補助的
な役割にしかすぎず、結果的に交流出力電圧の制御応答
は、平均値レベルにおける制御によって決定することに
なる。また、交流電圧の制御を直流レベルに変換して基
準直流レベルに制御する場合には、この公知例の中でも
述べられているように、制御ゲインを上げることができ
ないので、高い応答性を得ることはできない。また、直
流レベルの制御であるため、交流電圧の位相を制御でき
ない、という問題がある。
は、ｄ−ｑ変換等の座標変換を用いた制御方式や、特開
平７−２０９０６号公報のように、電圧偏差補償要素に
基準交流電圧の周波数と一致する正弦波伝達関数を持た
せることによって、交流電圧を高速かつ定常偏差なしに
制御する方式がある。これらの制御方式は、交流電圧の
基本周波数についての瞬時追従性、定常特性は非常に良
い。しかしながら、電力変換器が交流側にＬＣフィルタ
のような共振要素を有し、電圧制御を行う場合には、フ
ィルタの共振周波数成分の抑制をすることができないた
め、ゲインを下げる等の処置を行う必要があり、高い追
従性を得ることができない。ところで、ＬＣフィルタの
共振を抑制するもとのとして、特開平７−３１１５６号
公報に記載の例がある。この公知例では、瞬時電圧制御
を用いると共に交流出力電圧を直流レベルに変換し、直
流レベルの電圧を基準値に制御する平均値制御を行って
いる。しかしながら、この公知例の中でも述べられてい
るように、ＬＣフィルタを含む共振系の瞬時電圧制御に
おいては、制御ゲインを高めることができないので、高
い制御応答性を得ることができない。このことは、この
公知例中で論じられている瞬時電圧制御手段についても
言及することができ、この瞬時電圧制御手段は、補助的
な役割にしかすぎず、結果的に交流出力電圧の制御応答
は、平均値レベルにおける制御によって決定することに
なる。また、交流電圧の制御を直流レベルに変換して基
準直流レベルに制御する場合には、この公知例の中でも
述べられているように、制御ゲインを上げることができ
ないので、高い応答性を得ることはできない。また、直
流レベルの制御であるため、交流電圧の位相を制御でき
ない、という問題がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、上述
の事情に鑑み、交流側にＬＣフィルタ等の共振要素を有
する電力変換器において、共振成分を抑制し、電圧制御
系の応答を高め、かつ、基準電圧に対する追従性が高
く、定常偏差のない基準交流電圧指令と一致した交流出
力電圧を得るに好適な電力変換器の制御装置を提供する
ことにある。
の事情に鑑み、交流側にＬＣフィルタ等の共振要素を有
する電力変換器において、共振成分を抑制し、電圧制御
系の応答を高め、かつ、基準電圧に対する追従性が高
く、定常偏差のない基準交流電圧指令と一致した交流出
力電圧を得るに好適な電力変換器の制御装置を提供する
ことにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題は、直流電源か
ら交流電源を得るインバータ装置の交流側にリアクトル
およびコンデンサなどの共振要素を有する電力変換器の
制御装置において、インバータ交流電圧指令値にリアク
トルに流れるリアクトル電流を帰還すること、または、
インバータ交流電圧指令値にリアクトルに流れるリアク
トル電流と負荷に流れ込む負荷電流の差分を帰還するこ
と、または、インバータ交流電圧指令値にコンデンサに
流れるコンデンサ電流を帰還することによって、解決さ
れる。また、インバータの出力電圧とコンデンサ電圧に
基づいて算出したリアクトル電流をインバータ交流電圧
指令値に帰還することによって、解決される。また、コ
ンデンサ電圧をインバータ交流電圧指令値に加算して帰
還することによって、解決される。
ら交流電源を得るインバータ装置の交流側にリアクトル
およびコンデンサなどの共振要素を有する電力変換器の
制御装置において、インバータ交流電圧指令値にリアク
トルに流れるリアクトル電流を帰還すること、または、
インバータ交流電圧指令値にリアクトルに流れるリアク
トル電流と負荷に流れ込む負荷電流の差分を帰還するこ
と、または、インバータ交流電圧指令値にコンデンサに
流れるコンデンサ電流を帰還することによって、解決さ
れる。また、インバータの出力電圧とコンデンサ電圧に
基づいて算出したリアクトル電流をインバータ交流電圧
指令値に帰還することによって、解決される。また、コ
ンデンサ電圧をインバータ交流電圧指令値に加算して帰
還することによって、解決される。
【０００５】ここで、リアクトル電流またはコンデンサ
電圧を帰還することによって、ＬＣフィルタの振動が永
久振動となる系から減衰振動的な系もしくは非振動的な
系となるので、ＬＣフィルタの共振成分による交流電圧
の振動を抑えることができ、電圧制御手段のゲインを高
めても共振を発生することがなくなる。この結果、高速
応答性を得ることができ、同時に、基準電圧に対する追
従性が高く、定常偏差のない基準交流電圧指令と一致し
た交流出力電圧を得ることができる。
電圧を帰還することによって、ＬＣフィルタの振動が永
久振動となる系から減衰振動的な系もしくは非振動的な
系となるので、ＬＣフィルタの共振成分による交流電圧
の振動を抑えることができ、電圧制御手段のゲインを高
めても共振を発生することがなくなる。この結果、高速
応答性を得ることができ、同時に、基準電圧に対する追
従性が高く、定常偏差のない基準交流電圧指令と一致し
た交流出力電圧を得ることができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
電力変換器の制御装置の構成図である。図１において、
インバータ装置２は、ＰＷＭ信号発生手段７によって制
御され、直流電源１を交流電圧に変換し、リアクトル３
１およびコンデンサ３２によって構成されるＬＣフィル
タを介し、交流負荷４に交流電圧を供給する。電圧制御
系５は、電圧検出手段８４〜８６によって検出した電圧
信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗと位相θを座標変換手段５
１に入力し、検出した電圧信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗ
を座標変換手段５１によってｄ軸成分Ｖｄおよびｑ軸成
分Ｖｑに変換し、Ｖｄは交流電圧の実効値Ｖｒｍｓに、
また、Ｖｑは零になるように減算器５２，５３および電
圧調整手段５４，５５によって極座標上の電圧指令値Ｖ
ｄｒおよびＶｑｒを発生し、これを位相θと共に逆座標
変換手段５６に入力し、逆座標変換手段５６によって３
相成分に変換し、指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。
ここで、電圧制御系５は、インバータによって３相交流
を得る場合に多く用いられているｄ−ｑ変換を用いた交
流電圧の瞬時電圧制御方式であり、一般に定常誤差を持
つことなく、交流量を制御できることが知られており、
交流側に共振系がない場合には有効である。しかしなが
ら、この瞬時電圧制御方式ではＬＣフィルタの共振成分
の振動を抑制することはできない。そこで、本実施形態
では、この瞬時電圧制御方式に電流検出手段８１〜８
３、ゲイン調整器６１〜６３、減算器６４〜６６を加
え、電流検出手段８１〜８３の出力電流信号（リアクト
ル電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをゲイン調整器６１〜６３に
入力し、ゲイン調整器６１〜６３の出力を減算器６４〜
６６によって電圧制御系５の出力する指令値Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗから減算し、この結果得たインバータ２の相電
圧指令値をＰＷＭ信号発生手段７に入力し、インバータ
２を駆動するＰＷＭ信号を得る。
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
電力変換器の制御装置の構成図である。図１において、
インバータ装置２は、ＰＷＭ信号発生手段７によって制
御され、直流電源１を交流電圧に変換し、リアクトル３
１およびコンデンサ３２によって構成されるＬＣフィル
タを介し、交流負荷４に交流電圧を供給する。電圧制御
系５は、電圧検出手段８４〜８６によって検出した電圧
信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗと位相θを座標変換手段５
１に入力し、検出した電圧信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗ
を座標変換手段５１によってｄ軸成分Ｖｄおよびｑ軸成
分Ｖｑに変換し、Ｖｄは交流電圧の実効値Ｖｒｍｓに、
また、Ｖｑは零になるように減算器５２，５３および電
圧調整手段５４，５５によって極座標上の電圧指令値Ｖ
ｄｒおよびＶｑｒを発生し、これを位相θと共に逆座標
変換手段５６に入力し、逆座標変換手段５６によって３
相成分に変換し、指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。
ここで、電圧制御系５は、インバータによって３相交流
を得る場合に多く用いられているｄ−ｑ変換を用いた交
流電圧の瞬時電圧制御方式であり、一般に定常誤差を持
つことなく、交流量を制御できることが知られており、
交流側に共振系がない場合には有効である。しかしなが
ら、この瞬時電圧制御方式ではＬＣフィルタの共振成分
の振動を抑制することはできない。そこで、本実施形態
では、この瞬時電圧制御方式に電流検出手段８１〜８
３、ゲイン調整器６１〜６３、減算器６４〜６６を加
え、電流検出手段８１〜８３の出力電流信号（リアクト
ル電流）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをゲイン調整器６１〜６３に
入力し、ゲイン調整器６１〜６３の出力を減算器６４〜
６６によって電圧制御系５の出力する指令値Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗから減算し、この結果得たインバータ２の相電
圧指令値をＰＷＭ信号発生手段７に入力し、インバータ
２を駆動するＰＷＭ信号を得る。
【０００７】以下、本実施形態において、ＬＣフィルタ
を交流回路側に持つインバータ回路において、ＬＣフィ
ルタの共振周波数の振動を抑制する原理について説明す
る。図２（ａ）に、インバータからコンデンサ電圧まで
のブロック線図を示す。ここで、インバータは電圧指令
値に準じた電圧を遅れなく出力するものとすると、この
ときの電圧制御系５の出力端からコンデンサ電圧までの
伝達関数は、
を交流回路側に持つインバータ回路において、ＬＣフィ
ルタの共振周波数の振動を抑制する原理について説明す
る。図２（ａ）に、インバータからコンデンサ電圧まで
のブロック線図を示す。ここで、インバータは電圧指令
値に準じた電圧を遅れなく出力するものとすると、この
ときの電圧制御系５の出力端からコンデンサ電圧までの
伝達関数は、
【数１】 となる。このような伝達関数は、二次遅れ要素と呼ば
れ、文献：「制御工学」深海他，東京電機大学出版局，
昭和６０年９月のＰ４４〜ｐ４６によれば、ＬＣフィル
タの共振角周波数成分の振動が発生し、永久に継続され
ることになる。そこで、本実施形態では、リアクトル電
流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを電圧制御系５の出力に帰還し、イ
ンバータ２の出力電圧指令値を得る。図２（ｂ）に、リ
アクトル電流を帰還した場合のブロック線図を示す。こ
こでは、帰還ゲインの一例として比例分をＫｄのみの場
合を考える。このときの伝達関数は、
れ、文献：「制御工学」深海他，東京電機大学出版局，
昭和６０年９月のＰ４４〜ｐ４６によれば、ＬＣフィル
タの共振角周波数成分の振動が発生し、永久に継続され
ることになる。そこで、本実施形態では、リアクトル電
流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを電圧制御系５の出力に帰還し、イ
ンバータ２の出力電圧指令値を得る。図２（ｂ）に、リ
アクトル電流を帰還した場合のブロック線図を示す。こ
こでは、帰還ゲインの一例として比例分をＫｄのみの場
合を考える。このときの伝達関数は、
【数２】 となる。この伝達関数は、リアクトル電流の帰還によっ
て分母の成分にｓの項が生成され、Ｋｄの選び方によっ
て永久振動の系を非振動的な系（Ｋｄ≧２√Ｌ／Ｃ）ま
たは減衰振動的な系（Ｋｄ＜２√Ｌ／Ｃ）とすることが
できる。実際には、共振回路中にも多かれ少なかれ抵抗
分Ｒが存在することから、これを考慮してＫｄを設定す
ることになる。しかして、永久振動系を減衰振動もしく
は非振動的にし、共振角周波数成分の振動を抑制するこ
とができる。
て分母の成分にｓの項が生成され、Ｋｄの選び方によっ
て永久振動の系を非振動的な系（Ｋｄ≧２√Ｌ／Ｃ）ま
たは減衰振動的な系（Ｋｄ＜２√Ｌ／Ｃ）とすることが
できる。実際には、共振回路中にも多かれ少なかれ抵抗
分Ｒが存在することから、これを考慮してＫｄを設定す
ることになる。しかして、永久振動系を減衰振動もしく
は非振動的にし、共振角周波数成分の振動を抑制するこ
とができる。
【０００８】以上のように、本実施形態は、リアクトル
電流のフィードバックによって共振角周波数成分を抑制
した系を制御対象として、先に述べた座標変換を用いる
電圧制御系５によって、定常誤差なく、交流量を制御で
きる交流出力電圧の制御を行う。これによって、本実施
形態では、ＬＣフィルタの共振成分の振動を抑制するた
め、電圧制御手段のゲインを高めても共振を発生するこ
とがなくなり、高速応答を得ることができ、また、基準
電圧に対する追従性が高く、定常偏差のない基準交流電
圧指令と一致した交流出力電圧を得ることができる。
電流のフィードバックによって共振角周波数成分を抑制
した系を制御対象として、先に述べた座標変換を用いる
電圧制御系５によって、定常誤差なく、交流量を制御で
きる交流出力電圧の制御を行う。これによって、本実施
形態では、ＬＣフィルタの共振成分の振動を抑制するた
め、電圧制御手段のゲインを高めても共振を発生するこ
とがなくなり、高速応答を得ることができ、また、基準
電圧に対する追従性が高く、定常偏差のない基準交流電
圧指令と一致した交流出力電圧を得ることができる。
【０００９】図１の実施形態では、リアクトル電流を帰
還し、共振角周波数成分の抑制を行っているが、負荷電
流が共振成分の抑制効果に与える影響をなくする必要が
ある場合には、図３に示すように、電流検出手段８７，
８８，８９によって負荷電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗを
検出し、リアクトル電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから負荷電流
ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗを減算して帰還する。この結
果、帰還する電流はＬＣフィルタ内を流れる電流のみに
なるので、負荷電流が共振成分の抑制に与える影響をな
くすることができる。ところで、リアクトル電流から負
荷電流を減算した電流は、コンデンサに流れ込む電流と
等しい。このことから、図４に示すように、電流検出手
段１８１，１８２，１８３によってコンデンサ電流ｉｃ
ｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗを検出し、このコンデンサ電流ｉｃ
ｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗを帰還しても、図３に示した実施形
態と同様の効果が得られる。
還し、共振角周波数成分の抑制を行っているが、負荷電
流が共振成分の抑制効果に与える影響をなくする必要が
ある場合には、図３に示すように、電流検出手段８７，
８８，８９によって負荷電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗを
検出し、リアクトル電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから負荷電流
ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗを減算して帰還する。この結
果、帰還する電流はＬＣフィルタ内を流れる電流のみに
なるので、負荷電流が共振成分の抑制に与える影響をな
くすることができる。ところで、リアクトル電流から負
荷電流を減算した電流は、コンデンサに流れ込む電流と
等しい。このことから、図４に示すように、電流検出手
段１８１，１８２，１８３によってコンデンサ電流ｉｃ
ｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗを検出し、このコンデンサ電流ｉｃ
ｕ，ｉｃｖ，ｉｃｗを帰還しても、図３に示した実施形
態と同様の効果が得られる。
【００１０】なお、図１の実施形態では、リアクトル電
流の検出を３相個別に行っているが、２相分についての
み検出し、他の１相については検出した２相から求め、
帰還してもよい。また、図１、図３および図４の実施形
態では、相電圧を検出して電圧の制御を行っているが、
線間電圧を検出してもよい。
流の検出を３相個別に行っているが、２相分についての
み検出し、他の１相については検出した２相から求め、
帰還してもよい。また、図１、図３および図４の実施形
態では、相電圧を検出して電圧の制御を行っているが、
線間電圧を検出してもよい。
【００１１】図５は、本発明の他の実施形態を示す。図
５の電圧制御系９は、各相ごとに電圧制御を行う電圧制
御系９０を備え、相電圧の瞬時値ｖｃｕ*を発生する基
準電圧発生器９１の出力から電圧検出手段８４（図１、
図３および図４）の検出した交流出力電圧の瞬時値信号
ｖｃｕを減算器９２によって減算することによって、電
圧の偏差を求め、基準電圧周波数と同一の周波数の正弦
波伝達関数を内部に持つ電圧補償回路９３に入力し、Ｕ
相電圧指令値Ｖｕを得るように構成する。同様に、電圧
制御系９０をＶ相およびＷ相にも設け、Ｖ相電圧指令値
ＶｖおよびＷ相電圧指令値Ｖｗを得る。このようにして
得た電圧制御系９０の指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから、図
１、図３および図４で説明したと同様に、ゲイン調整器
６１〜６３を介したリアクトル電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを
減算し、この結果得たインバータ２の相電圧指令値をＰ
ＷＭ信号発生手段７に入力し、インバータ２を駆動する
ＰＷＭ信号を得る。
５の電圧制御系９は、各相ごとに電圧制御を行う電圧制
御系９０を備え、相電圧の瞬時値ｖｃｕ*を発生する基
準電圧発生器９１の出力から電圧検出手段８４（図１、
図３および図４）の検出した交流出力電圧の瞬時値信号
ｖｃｕを減算器９２によって減算することによって、電
圧の偏差を求め、基準電圧周波数と同一の周波数の正弦
波伝達関数を内部に持つ電圧補償回路９３に入力し、Ｕ
相電圧指令値Ｖｕを得るように構成する。同様に、電圧
制御系９０をＶ相およびＷ相にも設け、Ｖ相電圧指令値
ＶｖおよびＷ相電圧指令値Ｖｗを得る。このようにして
得た電圧制御系９０の指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから、図
１、図３および図４で説明したと同様に、ゲイン調整器
６１〜６３を介したリアクトル電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを
減算し、この結果得たインバータ２の相電圧指令値をＰ
ＷＭ信号発生手段７に入力し、インバータ２を駆動する
ＰＷＭ信号を得る。
【００１２】ここで、電圧補償回路９３の正弦波伝達関
数Ｇｓ（ｓ）は、
数Ｇｓ（ｓ）は、
【数３】 （ただし、Ｋｓはゲイン、ωは基準電圧の角周波数であ
る。）とする。この正弦波伝達関数Ｇｓ（ｓ）におい
て、基準電圧周波数と同一の周波数ωの場合、分母が
（ｊω）2＋ω2＝−ω2＋ω2＝０となるので、ωに対す
る周波数成分のゲインＧｓ（ｓ）は無限大になる。これ
は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕと交流出力電圧値が一致するこ
とを意味し、電圧補償回路９３に正弦波伝達関数を持た
せることによって、基本波成分の追従性を改善し、定常
誤差のない交流出力電圧を得ることがきる。
る。）とする。この正弦波伝達関数Ｇｓ（ｓ）におい
て、基準電圧周波数と同一の周波数ωの場合、分母が
（ｊω）2＋ω2＝−ω2＋ω2＝０となるので、ωに対す
る周波数成分のゲインＧｓ（ｓ）は無限大になる。これ
は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕと交流出力電圧値が一致するこ
とを意味し、電圧補償回路９３に正弦波伝達関数を持た
せることによって、基本波成分の追従性を改善し、定常
誤差のない交流出力電圧を得ることがきる。
【００１３】このように、図５の実施形態では、図１に
示した実施形態と同様に、ＬＣフィルタの共振成分の振
動を抑制し、基本波成分の追従性を改善し、基準交流電
圧指令と一致した交流出力電圧を得ることができ、交流
電圧を定常偏差のない瞬時電圧制御を実現できる。
示した実施形態と同様に、ＬＣフィルタの共振成分の振
動を抑制し、基本波成分の追従性を改善し、基準交流電
圧指令と一致した交流出力電圧を得ることができ、交流
電圧を定常偏差のない瞬時電圧制御を実現できる。
【００１４】また、図５の実施形態では電圧制御系９０
を３相個別に設けているが、図６の実施形態のように、
３相のうちの２相分（例えば、Ｕ相とＶ相）についての
み電圧制御系９０を設け、他の１相分（Ｗ相）の指令値
（Ｖｗ）については、電圧制御系を持つ２相分の指令値
（Ｖｕ，Ｖｖ）から求めることが可能である。また、図
７に示すように、正弦波伝達関数を有する電圧制御系９
０を交流電圧の制御に用いた場合には、ＬＣフィルタを
交流側に持つ単相のインバータ装置の制御にも適用でき
る。図７において、減算器９７により電圧制御系９０の
出力する指令値からリアクトル電流ｉｃを減算し、この
結果得たインバータの電圧指令値をＰＷＭ信号発生手段
７１に入力し、インバータを駆動するＰＷＭ信号を得
る。
を３相個別に設けているが、図６の実施形態のように、
３相のうちの２相分（例えば、Ｕ相とＶ相）についての
み電圧制御系９０を設け、他の１相分（Ｗ相）の指令値
（Ｖｗ）については、電圧制御系を持つ２相分の指令値
（Ｖｕ，Ｖｖ）から求めることが可能である。また、図
７に示すように、正弦波伝達関数を有する電圧制御系９
０を交流電圧の制御に用いた場合には、ＬＣフィルタを
交流側に持つ単相のインバータ装置の制御にも適用でき
る。図７において、減算器９７により電圧制御系９０の
出力する指令値からリアクトル電流ｉｃを減算し、この
結果得たインバータの電圧指令値をＰＷＭ信号発生手段
７１に入力し、インバータを駆動するＰＷＭ信号を得
る。
【００１５】図８は、本発明の他の実施形態を示す。本
実施形態は、上述した各実施形態に比し、電流検出器を
設けない点に特徴を有する。一般に、電流検出手段の検
出誤差は、電圧検出手段の検出誤差に比べ大きく、電流
検出手段の発生する検出誤差よって制御の精度が低下す
ることがある。図８において、図１と同一部分は、同一
番号を記して説明を省略する。本実施形態は、ＰＷＭ信
号発生装置７の出力であるＰＷＭ信号を増幅器１６７〜
１６９に入力し、直流電源電圧Ｅｄを乗じる。さらに、
増幅器１６７〜１６９の出力から減算器６７〜６９を用
いて電圧検出手段８４〜８６によって検出したコンデン
サ電圧ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗを減じ、この結果を積分
器１６４〜１６６によって積分し、増幅器１９１〜１９
３を介して電圧制御手段５の出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから
減算器６４〜６６によって減じ、ＰＷＭ信号発生手段７
に入力する。ここで、ＰＷＭ信号と直流電圧Ｅｄの積つ
まり増幅器１６７〜１６９の出力は、インバータ２の出
力電圧であり、これからコンデンサ電圧ｖｃｕ，ｖｃ
ｖ，ｖｃｗを減じると、リアクトル電圧となる。また、
リアクトル電圧の積分はリアクトル電流であり、これを
電圧制御手段５の出力から減じ、インバータ２の出力電
圧指令値を算出する。ＰＷＭ信号発生手段７に入力され
るこの指令値は図１で述べている指令値と等価となる。
なお、ｖｃｕ*，ｖｃｖ*，ｖｃｗ*はＵ相，Ｖ相，Ｗ相
のそれぞれの相電圧の瞬時値を表わす。
実施形態は、上述した各実施形態に比し、電流検出器を
設けない点に特徴を有する。一般に、電流検出手段の検
出誤差は、電圧検出手段の検出誤差に比べ大きく、電流
検出手段の発生する検出誤差よって制御の精度が低下す
ることがある。図８において、図１と同一部分は、同一
番号を記して説明を省略する。本実施形態は、ＰＷＭ信
号発生装置７の出力であるＰＷＭ信号を増幅器１６７〜
１６９に入力し、直流電源電圧Ｅｄを乗じる。さらに、
増幅器１６７〜１６９の出力から減算器６７〜６９を用
いて電圧検出手段８４〜８６によって検出したコンデン
サ電圧ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗを減じ、この結果を積分
器１６４〜１６６によって積分し、増幅器１９１〜１９
３を介して電圧制御手段５の出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから
減算器６４〜６６によって減じ、ＰＷＭ信号発生手段７
に入力する。ここで、ＰＷＭ信号と直流電圧Ｅｄの積つ
まり増幅器１６７〜１６９の出力は、インバータ２の出
力電圧であり、これからコンデンサ電圧ｖｃｕ，ｖｃ
ｖ，ｖｃｗを減じると、リアクトル電圧となる。また、
リアクトル電圧の積分はリアクトル電流であり、これを
電圧制御手段５の出力から減じ、インバータ２の出力電
圧指令値を算出する。ＰＷＭ信号発生手段７に入力され
るこの指令値は図１で述べている指令値と等価となる。
なお、ｖｃｕ*，ｖｃｖ*，ｖｃｗ*はＵ相，Ｖ相，Ｗ相
のそれぞれの相電圧の瞬時値を表わす。
【００１６】本実施形態では、図１の実施形態と同様の
効果、つまり、ＬＣフィルタの共振成分の振動を抑制す
ることができ、電圧制御系のゲインを高くすることによ
って、交流電圧の制御応答を高めることができ、基準交
流電圧指令と一致した交流出力電圧を得ることができ
る。また、本実施形態では、上述した各実施形態のよう
な電流検出手段を新たに設ける必要がなくなるので、電
流検出手段によって発生する検出誤差の影響がなくな
り、制御系の精度を向上できる。また、電流の算出は容
易に実行が可能であるので、装置の価格の低減を図るこ
とができる。
効果、つまり、ＬＣフィルタの共振成分の振動を抑制す
ることができ、電圧制御系のゲインを高くすることによ
って、交流電圧の制御応答を高めることができ、基準交
流電圧指令と一致した交流出力電圧を得ることができ
る。また、本実施形態では、上述した各実施形態のよう
な電流検出手段を新たに設ける必要がなくなるので、電
流検出手段によって発生する検出誤差の影響がなくな
り、制御系の精度を向上できる。また、電流の算出は容
易に実行が可能であるので、装置の価格の低減を図るこ
とができる。
【００１７】図８の実施形態は、ＰＷＭ信号に直流電源
電圧Ｅｄを乗じているが、直流電源電圧が変動し、この
電圧の変動による影響を少なくする場合には、図９に示
すように、図８における増幅器１６７〜１６９に代わ
り、ＰＷＭ信号を乗算器１６１〜１６３に入力し、直流
電源電圧検出手段１１によって検出した直流電源電圧Ｅ
ｄを乗じ、インバータ２の出力電圧を算出する。これに
よって、直流電源１の電圧Ｅｄに変動がある場合にも、
正確にインバータの出力電圧およびリアクトル電流を算
出することができるので、電圧Ｅｄに変動がある場合に
も、変動の影響を極力少なくすることができ、電圧Ｅｄ
に変動があっても、図８に示す実施形態と同様の効果を
得ることができる。
電圧Ｅｄを乗じているが、直流電源電圧が変動し、この
電圧の変動による影響を少なくする場合には、図９に示
すように、図８における増幅器１６７〜１６９に代わ
り、ＰＷＭ信号を乗算器１６１〜１６３に入力し、直流
電源電圧検出手段１１によって検出した直流電源電圧Ｅ
ｄを乗じ、インバータ２の出力電圧を算出する。これに
よって、直流電源１の電圧Ｅｄに変動がある場合にも、
正確にインバータの出力電圧およびリアクトル電流を算
出することができるので、電圧Ｅｄに変動がある場合に
も、変動の影響を極力少なくすることができ、電圧Ｅｄ
に変動があっても、図８に示す実施形態と同様の効果を
得ることができる。
【００１８】図８、図９の実施形態では、リアクトル電
流の算出を３相個別に行っているが、３相のうちの２相
分（例えば、Ｕ相とＶ相）についてのみ設け、残りの１
相分（Ｗ相）については、他の２相分から求めることが
可能である。また、図８、図９の実施形態は、ＬＣフィ
ルタを交流側に持つ単相のインバータ装置の制御にも適
用できる。
流の算出を３相個別に行っているが、３相のうちの２相
分（例えば、Ｕ相とＶ相）についてのみ設け、残りの１
相分（Ｗ相）については、他の２相分から求めることが
可能である。また、図８、図９の実施形態は、ＬＣフィ
ルタを交流側に持つ単相のインバータ装置の制御にも適
用できる。
【００１９】図１０は、本発明の他の実施形態を示す。
本実施形態は、上述した各実施形態に比し、コンデンサ
電圧をインバータの相電圧指令値に正帰還する点に特徴
を有する。図１０において、図１と同一部分は、同一番
号を記して説明を省略する。本実施形態は、相電圧の瞬
時値ｖｃｕ*，ｖｃｖ*，ｖｃｗ*から電圧検出手段８４
〜８６の検出信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗを減算器１７
１〜１７３により減算して偏差値を求め、この偏差値を
０にするように電圧調整手段５７〜５９によって指令値
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。一方、電圧検出手段８４
〜８６の検出信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗをゲイン調整
器１７４〜１７６に入力し、ゲイン調整器１７４〜１７
６出力を電圧制御系５の出力する指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗに加算し、この結果得たインバータ２の相電圧指令値
をＰＷＭ信号発生手段７に入力し、インバータ２を駆動
するＰＷＭ信号を得る。すなわち、コンデンサ電圧ｖｃ
ｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗをインバータ２の相電圧指令値に正
帰還する。
本実施形態は、上述した各実施形態に比し、コンデンサ
電圧をインバータの相電圧指令値に正帰還する点に特徴
を有する。図１０において、図１と同一部分は、同一番
号を記して説明を省略する。本実施形態は、相電圧の瞬
時値ｖｃｕ*，ｖｃｖ*，ｖｃｗ*から電圧検出手段８４
〜８６の検出信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗを減算器１７
１〜１７３により減算して偏差値を求め、この偏差値を
０にするように電圧調整手段５７〜５９によって指令値
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。一方、電圧検出手段８４
〜８６の検出信号ｖｃｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗをゲイン調整
器１７４〜１７６に入力し、ゲイン調整器１７４〜１７
６出力を電圧制御系５の出力する指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗに加算し、この結果得たインバータ２の相電圧指令値
をＰＷＭ信号発生手段７に入力し、インバータ２を駆動
するＰＷＭ信号を得る。すなわち、コンデンサ電圧ｖｃ
ｕ，ｖｃｖ，ｖｃｗをインバータ２の相電圧指令値に正
帰還する。
【００２０】ここで、本実施形態において、コンデンサ
電圧の正帰還によってＬＣフィルタの共振周波数の振動
を抑制する原理について説明する。図１１は、コンデン
サ電圧をインバータの相電圧指令値に正帰還した場合の
一相分のブロック線図である。ここでは、帰還ゲインの
一例として比例分Ｋｖのみとした場合を考える。このと
きのインバータ電圧指令からコンデンサ電圧までの伝達
関数は、
電圧の正帰還によってＬＣフィルタの共振周波数の振動
を抑制する原理について説明する。図１１は、コンデン
サ電圧をインバータの相電圧指令値に正帰還した場合の
一相分のブロック線図である。ここでは、帰還ゲインの
一例として比例分Ｋｖのみとした場合を考える。このと
きのインバータ電圧指令からコンデンサ電圧までの伝達
関数は、
【数４】 となる。（ただし、Ｒはフィルタリアクトルの抵抗分で
ある。） 前出の文献：「制御工学」によれば、系の振動特性は、
ある。） 前出の文献：「制御工学」によれば、系の振動特性は、
【数５】 と
【数６】 の大小関係によって決定する。ここで、これらをＫｖに
ついて整理すると、
ついて整理すると、
【数７】 のとき、非振動減衰となり、
【数８】 のとき、臨界減衰となり、
【数９】 のとき、で減衰振動となる。そこで、（数７）もしくは
（数８）を満たすように、Ｋｖを設定すると、系を非振
動的にすることができ、系の共振を抑制することができ
る。また、（数９）を満たすように、Ｋｖを設定して
も、振動の減衰を速めることができ、系の安定性を改善
することができる。
（数８）を満たすように、Ｋｖを設定すると、系を非振
動的にすることができ、系の共振を抑制することができ
る。また、（数９）を満たすように、Ｋｖを設定して
も、振動の減衰を速めることができ、系の安定性を改善
することができる。
【００２１】このように、本実施形態では、コンデンサ
電圧を正帰還することによって、ＬＣフィルタの共振を
非振動的もしくは振動の減衰を速めることができ、系の
共振要素があった場合にも系が安定化され、電圧制御系
のゲインを高めても共振することなく、制御応答性を高
めることができる。
電圧を正帰還することによって、ＬＣフィルタの共振を
非振動的もしくは振動の減衰を速めることができ、系の
共振要素があった場合にも系が安定化され、電圧制御系
のゲインを高めても共振することなく、制御応答性を高
めることができる。
【００２２】なお、本発明は、図１、図３〜図７もしく
は図８、図９と図１０の実施形態をあわせて実施するこ
とによって、ＬＣフィルタによる共振の抑制効果をさら
に改善できることは云うまでもない。また、本発明の実
施形態として、ＬＣフィルタを介して交流負荷が接続さ
れる場合を説明したが、交流側に変圧器が含まれる場合
にも、本発明は容易に適用できる。この場合、電圧検出
および電流検出は変圧器の二次側で行ってもよい。
は図８、図９と図１０の実施形態をあわせて実施するこ
とによって、ＬＣフィルタによる共振の抑制効果をさら
に改善できることは云うまでもない。また、本発明の実
施形態として、ＬＣフィルタを介して交流負荷が接続さ
れる場合を説明したが、交流側に変圧器が含まれる場合
にも、本発明は容易に適用できる。この場合、電圧検出
および電流検出は変圧器の二次側で行ってもよい。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流側に共振要素を有する直流を交流に変換するインバ
ータ装置において、電力変換器の出力電流すなわちフィ
ルタリアクトル電流をフィードバックすることにより、
共振要素の発生する振動を抑制することができ、このた
め、電圧制御系のゲインを高めても共振することなく、
制御応答性を高めることができ、同時に、基準電圧に対
する追従性が高く、定常偏差のない基準交流電圧指令と
一致した交流出力電圧を得ることができる。また、帰還
する電流を共振要素内を流れる電流のみとすることによ
って、特に、負荷電流が共振成分の抑制に与える影響を
なくすることができる。また、フィルタリアクトル電流
を電力変換器の出力電圧から算出することにより、新た
に電流検出手段を設ける必要がなくなるので、電流検出
手段によって発生する検出誤差がなくなり、特に、制御
系の精度の向上を図ることができ、また、装置の価格の
低減を図ることができる。また、コンデンサ電圧を正帰
還することによって、特に、共振要素の共振を非振動的
もしくは振動の減衰を速めることができ、系の共振要素
があった場合にも系が安定化され、電圧制御系のゲイン
を高めても共振することなく、制御応答性を高めること
ができる。また、電圧制御系に正弦波伝達関数を持たせ
ることによって、特に、基本波成分の追従性を改善し、
基準交流電圧指令と一致した交流出力電圧を得ることが
でき、交流電圧を定常偏差のない瞬時電圧制御を実現す
ることができる。
交流側に共振要素を有する直流を交流に変換するインバ
ータ装置において、電力変換器の出力電流すなわちフィ
ルタリアクトル電流をフィードバックすることにより、
共振要素の発生する振動を抑制することができ、このた
め、電圧制御系のゲインを高めても共振することなく、
制御応答性を高めることができ、同時に、基準電圧に対
する追従性が高く、定常偏差のない基準交流電圧指令と
一致した交流出力電圧を得ることができる。また、帰還
する電流を共振要素内を流れる電流のみとすることによ
って、特に、負荷電流が共振成分の抑制に与える影響を
なくすることができる。また、フィルタリアクトル電流
を電力変換器の出力電圧から算出することにより、新た
に電流検出手段を設ける必要がなくなるので、電流検出
手段によって発生する検出誤差がなくなり、特に、制御
系の精度の向上を図ることができ、また、装置の価格の
低減を図ることができる。また、コンデンサ電圧を正帰
還することによって、特に、共振要素の共振を非振動的
もしくは振動の減衰を速めることができ、系の共振要素
があった場合にも系が安定化され、電圧制御系のゲイン
を高めても共振することなく、制御応答性を高めること
ができる。また、電圧制御系に正弦波伝達関数を持たせ
ることによって、特に、基本波成分の追従性を改善し、
基準交流電圧指令と一致した交流出力電圧を得ることが
でき、交流電圧を定常偏差のない瞬時電圧制御を実現す
ることができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す電力変換器の制御装
置の構成図
置の構成図
【図２】ＬＣフィルタの共振周波数成分を抑制する原理
を説明するためのブロック線図
を説明するためのブロック線図
【図３】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図４】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図５】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図６】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図７】本発明を単相の電力変換器に適用した場合の実
施形態
施形態
【図８】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図９】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図１０】本発明の他の実施形態を示す構成図
【図１１】ＬＣフィルタの共振周波数成分を抑制する原
理を説明するためのブロック線図
理を説明するためのブロック線図
１ 直流電圧源 １１ 電圧検出手段 ２ インバータ装置 ３１ ＬＣフィルタを構成するリアクトル ３２ ＬＣフィルタを構成するコンデンサ ４ 電力変換装置の負荷 ５ 電圧制御系 ５１ 座標変換装置 ５２，５３ 減算器 ５４，５５，５７，５８，５９ 電圧調整手段 ５６ 逆座標変換装置 ６１，６２，６３ ゲイン調整器 ６４，６５，６６，６７，６８，６９ 減算器 ７，７１ ＰＷＭ信号発生装置 ８１，８２，８３ 電流検出手段 ８４，８５，８６ 電圧検出手段 ８７，８８，８９ 電流検出手段 ９ 電圧制御系 ９０ 電圧制御系 ９１ 基準瞬時交流電圧発生装置 ９２ 減算器 ９３ 電圧補償回路 ９４，９５ 基準瞬時交流電圧発生装置 ９６，９７ 減算器 １６１，１６２，１６３ 乗算器 １６４，１６５，１６６ 積分器 １６７，１６８，１６９ 増幅器 １７１，１７２，１７３ 減算器 １７４，１７５，１７６ ゲイン調整器 １７７，１７８，１７９ 加算器 １８１，１８２，１８３ 電流検出手段 １９１，１９２，１９３ ゲイン調整器
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電源から交流電源を得るインバータ
装置の交流側にリアクトルおよびコンデンサなどの共振
要素を有する電力変換器の制御装置において、前記コン
デンサ電圧を基準交流電圧に制御する電圧制御手段と、
前記電圧制御手段の出力するインバータ交流電圧指令値
に基づいて前記インバータ装置を駆動するＰＷＭ信号を
発生するＰＷＭ信号発生手段を備え、前記インバータ交
流電圧指令値に前記リアクトルに流れるリアクトル電流
を帰還することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項２】 直流電源から交流電源を得るインバータ
装置の交流側にリアクトルおよびコンデンサなどの共振
要素を有する電力変換器の制御装置において、前記コン
デンサ電圧を基準交流電圧に制御する電圧制御手段と、
前記電圧制御手段の出力するインバータ交流電圧指令値
に基づいて前記インバータ装置を駆動するＰＷＭ信号を
発生するＰＷＭ信号発生手段を備え、前記インバータ交
流電圧指令値に前記リアクトルに流れるリアクトル電流
と負荷に流れ込む負荷電流の差分を帰還することを特徴
とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項３】 直流電源から交流電源を得るインバータ
装置の交流側にリアクトルおよびコンデンサなどの共振
要素を有する電力変換器の制御装置において、前記コン
デンサ電圧を基準交流電圧に制御する電圧制御手段と、
前記電圧制御手段の出力するインバータ交流電圧指令値
に基づいて前記インバータ装置を駆動するＰＷＭ信号を
発生するＰＷＭ信号発生手段を備え、前記インバータ交
流電圧指令値に前記コンデンサに流れるコンデンサ電流
を帰還することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項４】 直流電源から交流電源を得るインバータ
装置の交流側にリアクトルおよびコンデンサなどの共振
要素を有する電力変換器の制御装置において、前記コン
デンサ電圧を基準交流電圧に制御する電圧制御手段と、
前記電圧制御手段の出力するインバータ交流電圧指令値
に基づいて前記インバータ装置を駆動するＰＷＭ信号を
発生するＰＷＭ信号発生手段を備え、インバータの出力
電圧と前記コンデンサ電圧に基づいて算出したリアクト
ル電流を前記インバータ交流電圧指令値に帰還すること
を特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項５】 請求項４において、リアクトル電流は、
インバータの出力電圧とコンデンサ電圧との差分を積分
して算出することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項６】 請求項４または請求項５において、イン
バータの出力電圧は、直流電源の電圧とＰＷＭ信号発生
手段の出力に基づいて演算することを特徴とする電力変
換器の制御装置。 - 【請求項７】 直流電源から交流電源を得るインバータ
装置の交流側にリアクトルおよびコンデンサなどの共振
要素を有する電力変換器の制御装置において、前記コン
デンサ電圧を基準交流電圧に制御する電圧制御手段と、
前記電圧制御手段の出力するインバータ交流電圧指令値
に基づいて前記インバータ装置を駆動するＰＷＭ信号を
発生するＰＷＭ信号発生手段を備え、前記コンデンサ電
圧を前記インバータ交流電圧指令値に加算して帰還する
ことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項８】 請求項１〜請求項７のいずれかにおい
て、電圧制御手段は、座標変換を用いた３相交流電圧制
御手段であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項９】 請求項１〜請求項７のいずれかにおい
て、電圧制御手段は、基準交流電圧の周波数と等しい周
波数成分の正弦波伝達関数を含んでいることを特徴とす
る電力変換器の制御装置。 - 【請求項１０】 請求項９において、正弦波伝達関数
は、次式からなることを特徴とする電力変換器の制御装
置。 Ｇｓ（ｓ）＝Ｋｓ（ｓ／（ｓ2＋ω2）） （Ｋｓ：ゲイン ω：基準電圧の角周波数）
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8122500A JPH09205774A (ja) | 1995-11-21 | 1996-04-19 | 電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32643795 | 1995-11-21 | ||
| JP7-328028 | 1995-11-22 | ||
| JP32802895 | 1995-11-22 | ||
| JP7-326437 | 1995-11-22 | ||
| JP8122500A JPH09205774A (ja) | 1995-11-21 | 1996-04-19 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09205774A true JPH09205774A (ja) | 1997-08-05 |
Family
ID=27314464
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8122500A Pending JPH09205774A (ja) | 1995-11-21 | 1996-04-19 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09205774A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006005989A (ja) * | 2004-06-15 | 2006-01-05 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| US7259542B2 (en) | 2004-12-23 | 2007-08-21 | Hyundai Motor Company | System and method for controlling bidirectional three-phase DC/DC converter |
| JP2008154408A (ja) * | 2006-11-21 | 2008-07-03 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの出力電圧制御装置 |
| JP2008529464A (ja) * | 2005-01-25 | 2008-07-31 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | Ｌｃｌフィルタを備えるコンバータ回路の動作の方法及び装置 |
| JP2009106131A (ja) * | 2007-10-25 | 2009-05-14 | Meidensha Corp | 電圧制御方法及び電圧制御装置 |
| JP2013027126A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Hitachi Ltd | 交流電源装置とその制御装置 |
| JP2014042409A (ja) * | 2012-08-23 | 2014-03-06 | Daihen Corp | 電力動揺成分出力抑制装置 |
| WO2017126205A1 (ja) * | 2016-01-20 | 2017-07-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電力変換システム |
-
1996
- 1996-04-19 JP JP8122500A patent/JPH09205774A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006005989A (ja) * | 2004-06-15 | 2006-01-05 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| US7259542B2 (en) | 2004-12-23 | 2007-08-21 | Hyundai Motor Company | System and method for controlling bidirectional three-phase DC/DC converter |
| JP2008529464A (ja) * | 2005-01-25 | 2008-07-31 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | Ｌｃｌフィルタを備えるコンバータ回路の動作の方法及び装置 |
| JP2008154408A (ja) * | 2006-11-21 | 2008-07-03 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの出力電圧制御装置 |
| JP2009106131A (ja) * | 2007-10-25 | 2009-05-14 | Meidensha Corp | 電圧制御方法及び電圧制御装置 |
| JP2013027126A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Hitachi Ltd | 交流電源装置とその制御装置 |
| JP2014042409A (ja) * | 2012-08-23 | 2014-03-06 | Daihen Corp | 電力動揺成分出力抑制装置 |
| WO2017126205A1 (ja) * | 2016-01-20 | 2017-07-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電力変換システム |
| JPWO2017126205A1 (ja) * | 2016-01-20 | 2018-05-31 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電力変換システム |
| CN108575107A (zh) * | 2016-01-20 | 2018-09-25 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及电力变换系统 |
| CN108575107B (zh) * | 2016-01-20 | 2020-05-22 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及电力变换系统 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2392732C1 (ru) | Устройство управления вектором асинхронного двигателя, способ управления вектором асинхронного двигателя и устройство управления приводом асинхронного двигателя | |
| JP2679411B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| WO1999023750A1 (fr) | Convertisseur de courant | |
| JPH08163782A (ja) | 電力系統安定化装置 | |
| CA2208330C (en) | Controller for power transducers | |
| JPH09205774A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP2007259698A (ja) | 電気車の駆動装置 | |
| JPH0344508B2 (ja) | ||
| US6608456B2 (en) | Motor control apparatus | |
| JP5591215B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2708648B2 (ja) | 並列運転制御装置 | |
| JP3296065B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御回路 | |
| JP2021005922A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2002374681A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2674402B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| JP3315874B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| KR20190012265A (ko) | 모터의 제어 장치 및 제어 방법 | |
| KR102269182B1 (ko) | 전동기의 실시간 토크 리플 저감 장치 | |
| JPH10174291A (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP2968027B2 (ja) | 電流形インバータの制御装置 | |
| JP3261952B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータ制御装置 | |
| JP2774246B2 (ja) | 電流形コンバータの制御装置 | |
| JP2916091B2 (ja) | 多相交流より直流を得る電流形コンバータの制御装置 | |
| JP5731920B2 (ja) | 交流電源装置とその制御装置 | |
| JP3323901B2 (ja) | リニアモータ電気車の制御装置 |