CN104578884A - 一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，适用于低电压微电网带不平衡负载的多逆变器并联控制系统，通过对三相不平衡负载电压采样，计算电压不平衡因数，将其施加到电压控制环，修正指令电压参考值，实现电压的不平衡补偿；采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，满足了低电压微电网的电气参数特性，同时在不同容量多逆变器并联控制系统中也能够取得较好的功率均分效果；电流控制采用无差拍控制，控制精度高、动态响应快。发明同时满足微电网孤岛运行带严重不平衡负载和馈线电阻较大两种实施条件，具有较强的实用性，在低电压微电网带不平衡负载的多逆变器并联控制系统中取得较好的控制效果。

Description

一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法

技术领域

本发明属于新能源分布式发电、微电网运行与控制技术领域，具体涉及一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法。

背景技术

为了解决分布式电源接入电网的技术难题，电力系统相关学者们提出了微电网的概念。微电网是由分布式微源、能量转换装置及本地负荷通过网络互联组成，能够实现自我控制、保护和管理的局部发电系统。在微电网中，大多数分布式微源均通过逆变器接口接入交流母线，从而形成了一种多逆变器并联运行环境。

低电压微电网在孤岛运行时的关键难点问题是馈线线路电阻远大于线路感抗，而具体应用何种下垂控制方法，取决于逆变器输出阻抗与馈线阻抗之和，即逆变器的等效输出阻抗特性。另外，如果低电压微电网带三相不平衡负载时，将会使微电网支撑电压出现三相不平衡，从而影响微电网系统运行的稳定性，造成较大的能量损失。如何减小甚至消除三相不平衡负载对低电压微电网多逆变器并联运行产生的影响，成为研究热点和难点。

在现有技术中与本发明申请相关的内容主要有以下文献：

文献一为张庆海、罗安、陈燕东、彭楚武、彭自强于2012年5月4日投稿、2014年6月发表在《电工技术学报》第29卷第6期上的《并联逆变器输出阻抗分析及电压控制策略》一文。该文在分析低电压微电网多逆变器并联控制策略时，提出了一种基于虚拟复阻抗的电压控制策略，引入的虚拟复阻抗中同时包含有虚拟电阻和虚拟感抗：虚拟电阻使得逆变器输出阻抗中电阻分量增大；虚拟感抗呈负值、降低逆变器输出阻抗中的电感分量。最终使逆变器等效输出阻抗呈现纯电阻性特性，并在低电压微电网带纯电阻性负载实验中取得较好的实验效果。然而，文中所述控制方法适用于单相逆变器并联控制，未涉及三相逆变器并联控制策略这一内容，也未研究三相负载不平衡条件下的控制方法。

文献二为湖南大学于2013年7月22日申请，2013年10月23日公开的中国专利申请CN103368191A，一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，该方法在传统功率下垂控制基础上，通过检测三相负序电压和电流，引入一个负序无功电导Q^—-G不平衡下垂控制环，合成并修正指令电流参考值，实现了微电网电压的不平衡补偿。该方法在下垂控制环节，计算参考电压角频率和参考电压幅值时，采用的是逆变器输出阻抗呈电感性条件下的传统下垂控制方法，不能够很好地适应低电压微电网运行环境。

文献三为西安理工大学于2014年3月11日申请、2014年7月2日公开的中国专利文献CN103904654A，该文献公开了一种组合式三相逆变电路并联运行控制方法，采样逆变器输出三相电压和电流信号，经平均功率计算模块处理分别得到逆变器输出平均有功功率和无功功率；将逆变器的功率信息导入改进下垂控制器中，得到逆变器输出三相电压的参考信号，该参考信号与逆变器输出相电压比较相减后输出电压误差，该误差信号经电压调节器调节输出电流参考信号，该参考信号与逆变器输出电流相减后输出电流误差，该误差信号经电流控制器处理并输出调制信号再经调制模块处理最终输出开关控制信号。该方法采用三个单相全桥逆变器电路输出端各自经滤波电路后再经变压器按照三相四线输出、各相经线路阻抗后与低压三相四线制电网连接的电路拓扑结构，此结构较为复杂，需要对三个单相全桥逆变器同时进行控制；尤其是变压器的使用，使得装置的体积进一步增大；另外，采用纯比例控制方式的电流控制器，其电流控制效果有待提高。

综上所述，现有技术中并未解决低电压微电网带三相不平衡负载时，微电网支撑电压出现三相不平衡，从而影响微电网系统运行的稳定性，造成较大的能量损失的技术难题。

发明内容

本发明所采用的技术方案如下：

发明概述：

针对现有技术的不足，本发明提供一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，通过对三相不平衡负载电压采样，计算其电压不平衡因数，将此因数施加到电压控制环，修正指令电压参考值，从而有效地实现了电压的不平衡补偿。针对低电压微电网馈线电阻较大的特点，引入含有阻容性分量的虚拟复阻抗，使得逆变器输出电压呈电阻性；根据逆变器输出电压和电感电流计算正序功率，进而采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制策略，合成参考电压。电压电流控制部分采用准谐振PR实现电压的无静差控制、采用无差拍控制实现内环电流精准控制。

发明详述：

一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，各分布式发电单元通过馈线并联连接，为三相不平衡负载供电；分布式发电单元的主电路包括微源、三相全桥逆变电路、LC滤波电路，所述的微源、三相全桥逆变电路、LC滤波电路顺次连接，最后通过馈线接至三相不平衡负载；各个相关电气量由采样调理电路进行采样和调理，然后输入DSP控制器进行运算，再通过驱动保护电路驱动三相全桥逆变电路；该控制方法的具体实施步骤为：

1)DSP处理器通过采样调理电路检测直流侧电压U_dc、滤波电容电压向量u_oabc、滤波电感电流向量i_Labc、馈线电流向量i_oabc、负载电压向量u_abc；其中，u_oabc＝[u_oa u_ob u_oc]^T，i_Labc＝[i_La i_Lb i_Lc]^T，i_oabc＝[i_oa i_ob i_oc]^T，u_abc＝[u_a u_bu_c]^T；

2)根据坐标变换理论，分别提取u_oabc、i_Labc、i_oabc对应的基波向量，通过abc-αβ坐标变换，得到两相基波向量u_oαβ、i_Lαβ、i_oαβ；其中，u_oαβ＝[u_oαu_oβ]^T，i_Lαβ＝[i_Lα i_Lβ]^T，i_oαβ＝[i_oα i_oβ]^T；

3)根据瞬时无功功率理论，利用滤波电容电压两相基波向量u_oαβ和滤波电感电流两相基波向量i_Lαβ计算出有功功率瞬时值p和无功功率瞬时值q,通过一阶低通滤波器分别将p和q的交流分量滤除，分别取其一个采样周期的平均值，即得正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺；一阶低通滤波器的截止频率设定为4π(rad/s)，功率瞬时值p、q的计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{o\α}}& u_{\mathrm{o\β}}\\ u_{\mathrm{o\β}}& -u_{\mathrm{o\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{L\α}}\\ i_{\mathrm{L\β}}\end{array}\right]---\left(\mathrm{ii}\right);$

4)采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法：首先采用离散傅里叶变换，计算A相滤波电容电压u_oa幅值U_o，根据正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺、A相滤波电容电压u_oa幅值U_o，计算出参考电压相位角φ和参考电压幅值E；

5)根据参考电压相位角φ和参考电压幅值E合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压向量u^* _ref；计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}^{*}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{refA}}^{*}\\ u_{\mathrm{refB}}^{*}\\ u_{\mathrm{refC}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}E\sin \mathrm{\φ}\\ E\sin (\mathrm{\φ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ E\sin (\mathrm{\φ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(\mathrm{iv}\right);$

6)对引入虚拟复阻抗之前的参考电压向量u^* _ref，进行abc-αβ坐标变换，得到两相向量u^* _refαβ；

7)由u_abc＝[u_a u_b u_c]^T计算得到电压不平衡因数向量UCR_dq；

8)对UCR_dq进行dq-αβ坐标变换，得到αβ坐标系下的电压不平衡因数向量UCR_αβ：

${\mathrm{UCR}}_{\mathrm{\α\β}}{C}_{\mathrm{dq}-\mathrm{\α\β}}{\mathrm{UCR}}_{\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos (-\mathrm{\φ})& -\sin (-\mathrm{\φ})\\ \sin (-\mathrm{\φ})& \cos (-\mathrm{\φ})\end{array}\right]{\mathrm{UCR}}_{\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}& \sin \mathrm{\φ}\\ -\sin \mathrm{\φ}& \cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]{\mathrm{UCR}}_{\mathrm{dq}}---\left(\mathrm{viii}\right);$

其中，φ为参考电压相位角；

9)提取i_oαβ的正序分量，得到i_oαβ ⁺，i_oαβ ⁺乘以虚拟复阻抗Z_v，得到u_vαβ：

$u_{\mathrm{v\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{v\α}}\\ u_{\mathrm{v\β}}\end{array}\right]=Z_v{i}_{\mathrm{o\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{cc}{R}_v& {\mathrm{sL}}_v\\ -s{L}_v& R_v\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}^{+}\\ i_{\mathrm{o\β}}^{+}\end{array}\right]---\left(x\right);$

其中，i_oαβ ⁺＝[i_oα ⁺ i_oβ ⁺]^T；R_v为虚拟电阻值，L_v为虚拟电感值，s为复频率；Z_v在单相控制系统中相当于Z_v＝R_v-sL_v，为含有阻容性分量的虚拟复阻抗；

10)u^* _refαβ与UCR_αβ之和，减去u_vαβ，得到电压环参考电压u_ref；

11)电压环参考电压u_ref减去滤波电容电压两相基波向量u_oαβ，其差值通过准谐振PR控制器调节，得到αβ坐标系下电流内环参考量i_refαβ；

12)i_refαβ减去i_Lαβ，其差值输入无差拍控制器，同时作为无差拍控制器输入量的还有直流侧电压U_dc和滤波电容电压两相基波向量u_oαβ，无差拍控制器计算并输出αβ坐标系下的占空比向量d_αβ，d_αβ再经αβ-abc坐标变换，得到三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc，d_abc＝[d_a d_b d_c]^T；

13)三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc经驱动保护电路，驱动三相全桥逆变电路各个开关管的通断，进而控制逆变器的输出。

本发明采用上述控制方法，同时满足了微电网孤岛运行带严重不平衡负载和线路电阻较大两种实施条件，具有较强的实用性。

根据本发明优选的，所述步骤2)中，将u_oabc由abc-αβ坐标变换至u_oαβ的计算方法为：

$u_{\mathrm{o\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=T_{\mathrm{\α\β}}{u}_{\mathrm{oabc}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]u_{\mathrm{oabc}}---\left(i\right);$

其中，矩阵T_αβ为abc-αβ坐标变换矩阵；同理，i_Labc、i_oabc的变换过程与u_oabc相同。

根据本发明优选的，所述步骤4)中，阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，计算参考电压相位角φ和参考电压幅值E的公式为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\φ}=\frac{1}{s}({\mathrm{\ω}}^{*}+m{Q}^{+})\\ E=\frac{1}{s}[K(E^{*}-U_o)-n{P}^{+}]\end{array}\right.---\left(\mathrm{iii}\right);$

其中，ω^*、E^*分别为空载角频率参考值和空载电压幅值参考值，m、n皆为下垂控制系数，U_o为A相滤波电容电压u_oa的电压幅值，K为控制系数，s为复频率。

根据本发明优选的，所述步骤6)中，两相向量u^* _refαβ的计算公式为：

$u_{\mathrm{ref\α\β}}^{*}=T_{\mathrm{\α\β}}{u}_{\mathrm{ref}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]u_{\mathrm{ref}}^{*}---\left(v\right);$

其中，矩阵T_αβ为abc-αβ坐标变换矩阵_。

根据本发明优选的，所述步骤7)中，电压不平衡因数向量UCR_dq具体计算步骤为：

a)PLL锁相环对负载电压向量u_abc提取微电网角频率ω，分别利用ω和-ω对u_abc进行abc-dq变换，再经过二阶低通滤波器LPF滤波，就可分别得到正序分量u_dq ⁺和负序分量u_dq ^-，u_dq ⁺＝[u_d ⁺ u_q ⁺]^T，u_dq ^-＝[u_d ^-u_q ^-]^T；二阶低通滤波器的传递函数为：

$\mathrm{LPF}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+2\mathrm{\ξ}{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(\mathrm{vi}\right);$

其中，s为复频率；ω_c为滤波器的截止频率，取ω_c＝4π(rad/s)；ξ为阻尼比，取ξ＝0.707；

b)由u_dq ⁺和u_dq ^-计算电压不平衡率VUF,计算公式为：

$\mathrm{VUF}=\frac{\sqrt{{\left(u_d^{-}\right)}^2+{\left(u_q^{-}\right)}^2}}{\sqrt{{\left(u_d^{+}\right)}^2+{\left(u_q^{+}\right)}^2}}\×100\%---\left(\mathrm{vii}\right);$

c)电压不平衡率参考值VUF^*与电压不平衡率VUF之差，经过PI调节，得出的值乘以u_dq ^-，即为电压不平衡因数向量UCR_dq。

根据本发明优选的，在步骤7)的步骤c)电压不平衡因数向量UCR_dq的具体计算步骤中，电压不平衡率参考值VUF^*的值取0.5％。

根据本发明优选的，所述步骤9)中，i_oαβ的正序分量i_oαβ ⁺的具体计算公式为： $i_{\mathrm{o\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}^{+}\\ i_{\mathrm{o\β}}^{+}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& -q^{\′}\\ q^{\′}& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{o\α\β}}---\left(\mathrm{ix}\right);$

其中，q′为时域内的相移，q′＝e^-jπ/2。

根据本发明优选的，所述步骤11)中，准谐振PR控制器的传递函数为：

$G\left(s\right)=k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{pr}}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{pr}}s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{pr}}^2}---\left(\mathrm{xi}\right);$

其中，k_p、k_r分别为准谐振PR控制器的比例系数和谐振增益，ω_pr为截止频率，s为复频率。

根据本发明优选的，所述步骤12)中，αβ坐标系下无差拍控制器计算输出占空比向量d_αβ离散表达式为：

$d_{\mathrm{\α\β}}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ d_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{d}{U_{\mathrm{dc}}}\{u_{\mathrm{o\α\β}}\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref\α\β}}\left(k\right)-i_{\mathrm{L\α\β}}\left(k\right))\}---\left(\mathrm{xii}\right);$

其中，d为调制系数；L为逆变器滤波电感值；T_c为采样周期；

d_αβ经αβ-abc坐标变换，得到三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc，d_abc＝[d_a d_b d_c]^T，变换公式为：

$d_{\mathrm{abc}}=\left[\begin{array}{c}{d}_a\\ d_b\\ d_c\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]d_{\mathrm{\α\β}}---\left(\mathrm{xiii}\right).$

本发明采用上述优选方案，系统鲁棒性显著增强，控制精度高、动态响应快；在不同容量多逆变器并联控制系统中，采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，功率均分效果更佳。

本发明的有益效果：

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、同时满足了微电网孤岛运行带严重不平衡负载和线路电阻较大两种实施条件，具有较强的实用性；

2、系统鲁棒性显著增强，控制精度高、动态响应快，在不同容量多逆变器并联控制系统中，采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，功率均分效果更佳，在低电压微电网带不平衡负载的多逆变器并联控制系统中，取得较好的控制效果。

附图说明

图1为本发明带不平衡负载的低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制系统结构示意图；

图2为本发明低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法示意图；

图3为本发明鲁棒下垂控制方法示意图；

图4为本发明电压不平衡因数向量计算过程示意图。

具体实施方式

下面根据说明书附图在实施例中具体说明本发明的技术方案，但不限于此。

图1为本发明带不平衡负载的低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制系统结构示意图，包括若干个并联的分布式发电单元，各分布式发电单元主电路包括微源、三相全桥逆变电路、LC滤波电路；所述微源、所述三相全桥逆变电路、所述LC滤波电路顺次连接，最后通过馈线接至三相不平衡负载并为其供电。各个相关电气量由采样调理电路进行采样和调理，然后输入DSP控制器进行运算，再通过驱动保护电路驱动三相全桥逆变电路；三相全桥逆变电路包括3个并联的桥臂，单个桥臂由2个全控型功率器件串联组成，驱动保护电路与三相逆变全桥电路的6个功率开关管连接。Z_l为馈线阻抗，Z_L为三相不平衡负载。

图2为低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法示意图。

实施例1、

下面结合说明书附图详细说明本发明的技术方案，低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法的具体步骤如下：

1)DSP处理器通过采样调理电路检测直流侧电压U_dc、滤波电容电压向量u_oabc、滤波电感电流向量i_Labc、馈线电流向量i_oabc、负载电压向量u_abc；其中，u_oabc＝[u_oa u_ob u_oc]^T，i_Labc＝[i_La i_Lb i_Lc]^T，i_oabc＝[i_oa i_ob i_oc]^T，u_abc＝[u_a u_bu_c]^T；

2)根据坐标变换理论，分别提取u_oabc、i_Labc、i_oabc对应的基波向量，通过abc-αβ坐标变换，得到两相基波向量u_oαβ、i_Lαβ、i_oαβ；其中，u_oαβ＝[u_oαu_oβ]^T，i_Lαβ＝[i_Lα i_Lβ]^T，i_oαβ＝[i_oα i_oβ]^T；

3)根据瞬时无功功率理论，利用滤波电容电压两相基波向量u_oαβ和滤波电感电流两相基波向量i_Lαβ计算出有功功率瞬时值p和无功功率瞬时值q，功率瞬时值p、q的计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}p\\ q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{o\α}}& u_{\mathrm{o\β}}\\ u_{\mathrm{o\β}}& -u_{\mathrm{o\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{L\α}}\\ i_{\mathrm{L\β}}\end{array}\right]---\left(\mathrm{ii}\right);$

p和q的交流分量是由电压电流的不平衡量和谐波分量产生的，通过一阶低通滤波器分别将p和q的交流分量滤除，分别取其一个采样周期的平均值，即得正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺；一阶低通滤波器的截止频率设定为4π(rad/s)；

4)根据正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺、A相滤波电容电压u_oa幅值U_o，采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，计算出参考电压相位角φ和参考电压幅值E；

图3所示为鲁棒下垂控制方法示意图，鲁棒下垂控制方法为阻性等效输出阻抗条件下的控制方法：首先采用离散傅里叶变换，计算A相滤波电容电压u_oa幅值U_o，根据正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺，采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，计算出参考电压相位角φ和参考电压幅值E；

5)根据参考电压相位角φ和参考电压幅值E合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压向量u^* _ref，计算公式如下：

$u_{\mathrm{ref}}^{*}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{refA}}^{*}\\ u_{\mathrm{refB}}^{*}\\ u_{\mathrm{refC}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}E\sin \mathrm{\φ}\\ E\sin (\mathrm{\φ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ E\sin (\mathrm{\φ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(\mathrm{iv}\right);$

6)对引入虚拟复阻抗之前的参考电压向量u^* _ref进行abc-αβ坐标变换，得到两相向量u^* _refαβ；

7)由u_abc＝[u_a u_b u_c]^T计算得到电压不平衡因数向量UCR_dq；

8)对UCR_dq进行dq-αβ坐标变换，得到αβ坐标系下的电压不平衡因数向量UCR_αβ：

${\mathrm{UCR}}_{\mathrm{\α\β}}{C}_{\mathrm{dq}-\mathrm{\α\β}}{\mathrm{UCR}}_{\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos (-\mathrm{\φ})& -\sin (-\mathrm{\φ})\\ \sin (-\mathrm{\φ})& \cos (-\mathrm{\φ})\end{array}\right]{\mathrm{UCR}}_{\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\φ}& \sin \mathrm{\φ}\\ -\sin \mathrm{\φ}& \cos \mathrm{\φ}\end{array}\right]{\mathrm{UCR}}_{\mathrm{dq}}---\left(\mathrm{viii}\right);$

其中，φ为参考电压相位角；

9)提取i_oαβ的正序分量，得到i_oαβ ⁺，i_oαβ ⁺乘以虚拟复阻抗Z_v，得到u_vαβ：

$u_{\mathrm{v\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{v\α}}\\ u_{\mathrm{v\β}}\end{array}\right]=Z_v{i}_{\mathrm{o\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{cc}{R}_v& {\mathrm{sL}}_v\\ -s{L}_v& R_v\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}^{+}\\ i_{\mathrm{o\β}}^{+}\end{array}\right]---\left(x\right);$

其中，i_oαβ ⁺＝[i_oα ⁺ i_oβ ⁺]^T；R_v为虚拟电阻值，L_v为虚拟电感值，s为复频率；Z_v在单相控制系统中相当于Z_v＝R_v-sL_v，为含有阻容性分量的虚拟复阻抗；

10)u^* _refαβ与UCR_αβ之和，减去u_vαβ，得到电压环参考电压u_ref；

11)电压环参考电压u_ref减去滤波电容电压两相基波向量u_oαβ，其差值通过准谐振PR控制器调节，得到αβ坐标系下电流内环参考量i_refαβ；

12)i_refαβ减去i_Lαβ，其差值输入无差拍控制器，同时作为无差拍控制器输入量的还有直流侧电压U_dc和滤波电容电压两相基波向量u_oαβ，无差拍控制器计算输出αβ坐标系下占空比向量d_αβ，d_αβ经αβ-abc坐标变换，得到三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc，d_abc＝[d_a d_b d_c]^T；

13)三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc经驱动保护电路，驱动三相全桥逆变电路各个开关管的通断，进而控制逆变器的输出。

实施例2、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，所述步骤2)中，将u_oabc由abc-αβ坐标变换至u_oαβ的计算方法为：

$u_{\mathrm{o\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{o\α}}\\ u_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=T_{\mathrm{\α\β}}{u}_{\mathrm{oabc}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]u_{\mathrm{oabc}}---\left(i\right);$

其中，矩阵T_αβ为abc-αβ坐标变换矩阵；同理，i_Labc、i_oabc的变换过程与u_oabc相同。

实施例3、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤4)中，参考电压相位角φ和参考电压幅值E的具体计算方法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\φ}=\frac{1}{s}({\mathrm{\ω}}^{*}+m{Q}^{+})\\ E=\frac{1}{s}[K(E^{*}-U_o)-n{P}^{+}]\end{array}\right.---\left(\mathrm{iii}\right);$

其中，ω^*、E^*分别为空载角频率参考值和空载电压幅值参考值，m、n皆为下垂控制系数，U_o为A相滤波电容电压u_oa的电压幅值，K为控制系数，s为复频率。

实施例4、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤6)中，两相向量u^* _refαβ的具体计算方式为：

$u_{\mathrm{ref\α\β}}^{*}=T_{\mathrm{\α\β}}{u}_{\mathrm{ref}}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]u_{\mathrm{ref}}^{*}---\left(v\right);$

其中，矩阵T_αβ为abc-αβ坐标变换矩阵。

实施例5、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤7)中，电压不平衡因数向量UCR_dq的具体计算方法如下：

图4为电压不平衡因数向量计算过程示意图，由u_abc＝[u_a u_b u_c]^T计算得到电压不平衡因数向量UCR_dq的具体步骤为：

a)PLL锁相环对负载电压向量u_abc提取微电网角频率ω，分别利用ω和-ω对u_abc进行abc-dq变换，再经过二阶低通滤波器LPF滤波，就可分别得到正序分量u_dq ⁺和负序分量u_dq ^-，u_dq ⁺＝[u_d ⁺ u_q ⁺]^T，u_dq ^-＝[u_d ^- u_q ^-]^T；二阶低通滤波器的传递函数为：

$\mathrm{LPF}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_c^2}{s^2+2\mathrm{\ξ}{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_c^2}---\left(\mathrm{vi}\right);$

其中，s为复频率；ω_c为滤波器的截止频率，取ω_c＝4π(rad/s)；ξ为阻尼比，取ξ＝0.707；

b)由u_dq ⁺和u_dq ^-计算电压不平衡率VUF,计算公式为：

$\mathrm{VUF}=\frac{\sqrt{{\left(u_d^{-}\right)}^2+{\left(u_q^{-}\right)}^2}}{\sqrt{{\left(u_d^{+}\right)}^2+{\left(u_q^{+}\right)}^2}}\×100\%---\left(\mathrm{vii}\right);$

c)电压不平衡率参考值VUF^*与电压不平衡率VUF之差，经过PI调节，得出的值乘以u_dq ^-，即为电压不平衡因数向量UCR_dq。

实施例6、

根据实施例5所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤7)的步骤c)中，VUF^*的值取0.5％。

实施例7、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤9)中，i_oαβ ⁺的具体计算方法如下：

$i_{\mathrm{o\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}^{+}\\ i_{\mathrm{o\β}}^{+}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& -q^{\′}\\ q^{\′}& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{o\α\β}}---\left(\mathrm{ix}\right);$

其中，q′为时域内的相移，q′＝e^-jπ/2。

实施例8、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤11)中准谐振PR控制器的传递函数为：

$G\left(s\right)=k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{pr}}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{pr}}s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{pr}}^2}---\left(\mathrm{xi}\right);$

其中，k_p、k_r分别为准谐振PR控制器的比例系数和谐振增益，ω_pr为截止频率，s为复频率。

实施例9、

根据实施例1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，进一步的，步骤12)中αβ坐标系下无差拍控制器计算输出占空比向量d_αβ的离散计算公式为：

$d_{\mathrm{\α\β}}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ d_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right]=\frac{d}{U_{\mathrm{dc}}}\{u_{\mathrm{o\α\β}}\left(k\right)+\frac{L}{T_c}(i_{\mathrm{ref\α\β}}\left(k\right)-i_{\mathrm{L\α\β}}\left(k\right))\}---\left(\mathrm{xii}\right);$

其中，d为调制系数；L为逆变器滤波电感值；T_c为采样周期。

d_αβ再经αβ-abc坐标变换，得到三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc，d_abc＝[d_a d_b d_c]^T，变换公式为：

$d_{\mathrm{abc}}=\left[\begin{array}{c}{d}_a\\ d_b\\ d_c\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]d_{\mathrm{\α\β}}---\left(\mathrm{xiii}\right).$

Claims (9)

1.一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，各分布式发电单元通过馈线并联连接，为三相不平衡负载供电；所述分布式发电单元的主电路包括微源、三相全桥逆变电路、LC滤波电路；所述微源、所述三相全桥逆变电路、所述LC滤波电路顺次连接，最后通过馈线接至三相不平衡负载；各个相关电气量由采样调理电路进行采样和调理，然后输入DSP控制器进行运算，再通过驱动保护电路驱动所述三相全桥逆变电路；该控制方法的具体实施步骤为：

1)DSP处理器通过采样调理电路检测直流侧电压U_dc、滤波电容电压向量u_oabc、滤波电感电流向量i_Labc、馈线电流向量i_oabc、负载电压向量u_abc；其中，u_oabc＝[u_oa u_ob u_oc]^T，i_Labc＝[i_La i_Lb i_Lc]^T，i_oabc＝[i_oa i_ob i_oc]^T，u_abc＝[u_a u_b u_c]^T；

2)根据坐标变换理论，分别提取u_oabc、i_Labc、i_oabc对应的基波向量，通过abc-αβ坐标变换，得到两相基波向量u_{o αβ}、i_{L αβ}、i_{o αβ}；其中，u_{o αβ}＝[u_{o α} u_{o β}]^T，i_{L αβ}＝[i_{L α} i_{L β}]^T，i_{o αβ}＝[i_{o α} i_{o β}]^T；

3)根据瞬时无功功率理论，利用滤波电容电压两相基波向量u_{o αβ}和滤波电感电流两相基波向量i_{L αβ}计算出有功功率瞬时值p和无功功率瞬时值q,通过一阶低通滤波器分别将p和q的交流分量滤除，分别取其一个采样周期的平均值，即得正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺，一阶低通滤波器的截止频率设定为4π(rad/s)，功率瞬时值p、q的计算方法为：

4)采用阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法：首先采用离散傅里叶变换，计算A相滤波电容电压u_oa幅值U_o，根据正序有功功率P⁺和正序无功功率Q⁺、A相滤波电容电压u_oa幅值U_o，计算出参考电压相位角φ和参考电压幅值E；

5)根据参考电压相位角φ和参考电压幅值E合成引入虚拟复阻抗之前的参考电压向量u^* _ref；计算公式如下：

6)对引入虚拟复阻抗之前的参考电压向量u^* _ref，进行abc-αβ坐标变换，得到两相向量u^* _{ref αβ}；

7)由u_abc＝[u_a u_b u_c]^T计算得到电压不平衡因数向量UCR_dq；

8)对UCR_dq进行dq-αβ坐标变换，得到αβ坐标系下的电压不平衡因数向量UCR_αβ：

其中，φ为参考电压相位角；

9)提取i_{o αβ}的正序分量，得到i_{o αβ} ⁺，i_{o αβ} ⁺乘以虚拟复阻抗Z_v，得到u_{v αβ}：

其中，i_{o αβ} ⁺＝[i_{o α} ⁺ i_{o β} ⁺]^T；R_v为虚拟电阻值，L_v为虚拟电感值，s为复 频率；Z_v在单相控制系统中相当于Z_v＝R_v-sL_v，为含有阻容性分量的虚拟复阻抗；

10)u^* _{ref αβ}与UCR_αβ之和，减去u_{v αβ}，得到电压环参考电压u_ref；

11)电压环参考电压u_ref减去滤波电容电压两相基波向量u_{o αβ}，其差值通过准谐振PR控制器调节，得到αβ坐标系下电流内环参考量i_{ref αβ}；

12)i_{ref αβ}减去i_{L αβ}，其差值输入无差拍控制器，同时作为无差拍控制器输入量的还有直流侧电压U_dc和滤波电容电压两相基波向量u_{o αβ}，无差拍控制器计算并输出αβ坐标系下的占空比向量d_αβ，d_αβ再经αβ-abc坐标变换，得到三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc，d_abc＝[d_a d_b d_c]^T；

13)三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc经驱动保护电路，驱动三相全桥逆变电路各个开关管的通断，进而控制逆变器的输出。

2.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，将u_oabc由abc-αβ坐标变换至u_{o αβ}的计算公式为：

其中，矩阵T_αβ为abc-αβ坐标变换矩阵；同理，i_Labc、i_oabc的变换过程与u_oabc相同。

3.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤4)中，阻性等效输出阻抗条件下的鲁棒下垂控制方法，参考电压相位角φ和参考电压幅值E的计算表达式为：

其中，ω^*、E^*分别空载角频率参考值和空载电压幅值参考值，m、n分别为下垂控制系数，U_o为A相滤波电容电压u_oa的电压幅值，K为控制系数，s为复频率。

4.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，两相向量u^* _{ref αβ}的计算公式为：

其中，矩阵T_αβ为abc-αβ坐标变换矩阵。

5.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤7)中，电压不平衡因数向量UCR_dq具体计算步骤为：

a)PLL锁相环对负载电压向量u_abc提取微电网角频率ω，分别利用ω和-ω对u_abc进行abc-dq变换，再经过二阶低通滤波器LPF滤波，就可分别得到正序分量u_dq ⁺和负序分量u_dq ^-，u_dq ⁺＝[u_d ⁺ u_q ⁺]^T，u_dq ^-＝[u_d ^- u_q ^-]^T；二阶低通滤波器的传递函数为：

其中，s为复频率；ω_c为滤波器的截止频率，取ω_c＝4π(rad/s)；ξ为阻尼比，取ξ＝0.707；

b)由u_dq ⁺和u_dq ^-计算电压不平衡率VUF,计算公式为：

c)电压不平衡率参考值VUF^*与电压不平衡率VUF之差，经过PI调节，得出的值乘以u_dq ^-，即为电压不平衡因数向量UCR_dq。

6.根据权利要求5所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述电压不平衡率参考值VUF^*取值0.5％。

7.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤9)中，i_{o αβ}的正序分量i_{o αβ} ⁺的计算公式为：

其中，q′为时域内的相移，q′＝e^{-j π /2}。

8.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤11)中，准谐振PR控制器的传递函数为：

其中，k_p、k_r分别为准谐振PR控制器的比例系数和谐振增益，ω_pr为截止频率，s为复频率。

9.根据权利要求1所述的一种低电压微电网多逆变器并联电压不平衡控制方法，其特征在于，所述步骤12)中，αβ坐标系下无差拍控制器计算输出占空比向量d_αβ的离散表达式为：

其中，d为调制系数；L为逆变器滤波电感值；T_c为采样周期；

d_αβ经αβ-abc坐标变换，得到三相桥各桥臂驱动脉冲的占空比向量d_abc，d_abc＝[d_a d_b d_c]^T，变换公式为：