CN103368191A - 一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，该方法包括不平衡补偿环、功率下垂控制环及电压电流环三个部分。在传统功率下垂控制基础上，通过检测三相负序电压和电流，并引入一个负序无功电导Q^--G不平衡下垂控制环，合成并修正指令电流参考值，以实现微电网电压的不平衡补偿。通过P-f、Q-E以及Q^--G下垂控制，各分布式电源逆变器能独立调节输出基波频率、电压幅值和不平衡补偿电导，并能实现各逆变器之间有功、无功均衡分配。电压电流控制环采用准谐振PR控制实现电压的无静差控制、采用无差拍控制实现内环电流的精准控制。本发明的方法使微电网中的三相逆变器具备不平衡补偿能力，从而维持微电网三相电压平衡。

Description

一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法

技术领域

本发明涉及新能源分布式发电、微电网运行与控制技术领域，特别是一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法。

背景技术

微电网作为分布式电源(distributed generation，DG)的有效载体，主要由电力电子变换装置、储能装置、保护以及负荷控制等设备构成，可运行于孤岛与并网两种状态，是分布式DG接入大电网的有效途径，也是智能电网的重要组成部分。

但在由三相逆变器构成的低压微电网中，三相负荷不对称是经常存在的，其会导致微电网支撑电压出现三相不平衡，从而造成较大的能量损失，影响微电网系统的稳定性。当微电网公共连接点(Point of Common Coupling，PCC)电压存在严重不平衡重时，甚至会影响感应电机、电力电子变换装置等的正常工作。我国电力系统公共连接点PCC正常电压不平衡度允许值为2%，短时不超过4%。因此，微电网电压不平衡补偿极其重要。

现有不平衡电压补偿主要是通过串联电能质量调节器，向线路注入负序电压来实现的。而采用并联电能质量调节器来抑制负荷不平衡引起的电压不平衡，是通过补偿线路电流来实现的。但在负荷出现严重不平衡的情况下，该并联电能质量调节器注入的补偿电流的幅值将急剧增加，甚至会超过电能质量调节器的额定值。同时，外接的电能质量调节器增加了微电网系统的复杂程度、不仅增加了系统硬件成本，而且还降低了系统可靠性。

由于分布式电源通常通过一个逆变器接口与微电网相连。若能通过调节DG逆变器输出电压的幅值和相位，从而调整DG向微电网中注入的有功和无功功率出力，支撑起微电网电压，实现不平衡补偿，则其将是一种极其有效的解决途径。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，在传统功率下垂控制的基础上，新增一个Q^--G负序无功电导下垂控制环，利用负序无功功率产生一个负序参考电导，由此产生一个负序补偿电流，实现三相电压的不平衡补偿，解决现有方法应用于多逆变器并联系统带非对称负荷时，微电网三相电压失衡的问题。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，包括多逆变器并联系统，所述多逆变器并联系统包括若干个并联的三相逆变器，所述三相逆变器包括依次连接的直流微源、三相逆变桥、LC滤波电路，所述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线，所述LC滤波电路与采样调理电路连接，所述采样调理电路与处理器连接，所述处理器通过驱动保护电路驱动所述三相逆变桥，该方法为：

1）处理器通过采样调理电路检测直流微源电压U_dc、LC滤波电路滤波电容电压向量u_nabc和滤波电感电流向量i_nabc，其中n为逆变器序号，u_nabc=[u_na u_nb u_nc]^T，i_nabc=[i_na i_nb i_nc]^T；

2）根据瞬时无功功率理论和坐标变换理论，提取u_nabc及i_nabc对应的基波电压向量u_noabc，和基波电流向量i_noabc；u_noabc及i_noabc通过αβ静止坐标系下的坐标变换，得到对应的两相基波电压u_noαβ、两相基波电流i_noαβ；其中，u_noabc=[u_noa u_nob u_noc]^T，i_noabc=[i_noa i_nob i_noc]^T，u_noαβ=[u_noα u_noβ]^T，i_noαβ=[i_noα i_noβ]^T；

3）利用两相基波电压u_noαβ，两相基波电流i_noαβ分别计算出αβ坐标系下的基波正序电压向量

基波正序电流向量

基波负序电压

和基波负序电流；其中， $u_{\mathrm{no\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\α}}^{+}\\ u_{\mathrm{no\β}}^{+}\end{array}\right],$ $u_{\mathrm{no\α\β}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\α}}^{-}\\ u_{\mathrm{no\β}}^{-}\end{array}\right],$ $i_{\mathrm{no\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\α}}^{+}\\ i_{\mathrm{no\β}}^{+}\end{array}\right],$ $i_{\mathrm{no\α\β}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\α}}^{-}\\ i_{\mathrm{no\β}}^{-}\end{array}\right];$

4）根据三相电路瞬时无功功率理论，计算出三相逆变器输出的正序有功功率P⁺、正序无功功率Q⁺、负序无功功率Q^-：

$P^{+}=u_{\mathrm{no\α}}^{+}{i}_{\mathrm{no\α}}^{+}+u_{\mathrm{no\β}}^{+}{i}_{\mathrm{no\β}}^{+}$

$Q^{+}=u_{\mathrm{no\α}}^{+}{i}_{\mathrm{no\β}}^{+}-u_{\mathrm{no\β}}^{+}{i}_{\mathrm{no\α}}^{+};$

$Q^{-}=u_{\mathrm{no\α}}^{-}{i}_{\mathrm{no\β}}^{-}-u_{\mathrm{no\β}}^{-}{i}_{\mathrm{no\α}}^{-}$

5）利用负序无功功率Q^-产生电导指令G^*：

G^*=G₀-uQ-

式中：G₀为额定电导；u为下垂系数；

6）根据电导指令G^*计算负序指令电流

$i_{\mathrm{no\α\β}}^{*-}=G^{*}\·u_{\mathrm{no\α\β}}^{-},$

其中， $i_{\mathrm{no\α\β}}^{*-}={\left[\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{no\α}}^{*-}& i_{\mathrm{no\β}}^{*-}\end{array}\right]}^T;$

7）根据基波功率下垂特性，得到三相逆变器输出电压参考角频率ω^*和参考电压幅值E^*：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}^{*}={\mathrm{\ω}}_0-m_p{P}^{+}\\ E^{*}=E_0-n_q{Q}^{+}\end{array}\right.$

式中：m_p、n_q为下垂控制系数；ω₀、E₀分别为额定角频率和额定电压幅值；

8）根据三相逆变器输出电压参考角频率ω^*和参考电压幅值E^*，计算出三相基波正序电压的参考向量u^* _noabc，其中 ${u^{*}}_{\mathrm{noabc}}={\left[\begin{array}{ccc}{u^{*}}_{\mathrm{noa}}& {u^{*}}_{\mathrm{nob}}& {u^{*}}_{\mathrm{noc}}\end{array}\right]}^T;$

9）将u^* _noabc通过abc-αβ坐标变换，得到αβ静止坐标下的基波正序电压的参考向量u^* _noαβ，其中， ${u^{*}}_{\mathrm{no\α\β}}={\left[\begin{array}{cc}{u^{*}}_{\mathrm{no\α}}& {u^{*}}_{\mathrm{no\β}}\end{array}\right]}^T;$

10）将u^* _noαβ和u_noαβ通过准谐振PR控制器，得到αβ静止坐标下的正序电流的参考向量i^*+ _noαβ；正序电流的参考向量i^*+ _noαβ减去负序指令电流得到两相基波电流的参考向量i^* _noαβ；其中，i^*+ _noαβ=[i^*+ _noα i^*+ _noβ]^T，i^* _noαβ=[i*_noα i*_noβ]^T；

11）两相基波电流的参考向量i^* _noαβ通过αβ-abc坐标反变换得到三相基波电流的参考向量i^* _noabc，将i^* _noabc、滤波电感电流向量i_nabc、LC滤波电路滤波电容电压向量u_nabc送入电流内环无差拍控制器；其中，i^* _noabc=[i^* _noa i^* _nob i^* _noc]^T；

12）电流内环无差拍控制器计算出三相逆变桥各桥臂的驱动脉冲的占空比向量d_nabc，其中，d_nabc=[d_na d_nb d_nc]^T。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明通过改变微电网中三相并联逆变器的控制方式，提供了一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，在传统功率下垂控制的基础上，新增一个Q^--G负序无功电导下垂控制环，利用负序无功功率产生一个负序参考电导，由此产生一个负序补偿电流，实现三相电压的不平衡补偿，解决现有方法应用于多逆变器并联系统带非对称负荷时，微电网三相电压失衡的问题。

附图说明

图1为本发明一实施例三相逆变器并联主电路示意图；

图2为本发明一实施例三相并联逆变器控制原理图；

图3和图4为本发明一实施例DG1和DG2补偿前后输出电压的仿真波形图；图3(a)和图4(a)分别为DG1和DG2补偿前输出电压仿真波形；图3(b)和图4(b)分别为DG1和DG2补偿后输出电压仿真波形。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例多逆变器并联系统包括若干个并联的三相逆变器，三相逆变器包括直流微源、三相逆变全桥电路、LC滤波电路、采样调理电路、DSP控制器、驱动保护电路。直流微源、三相逆变全桥电路、LC滤波电路依次连接，LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线；采样调理电路与LC滤波电路连接；DSP控制器与采样调理电路、驱动保护电路相连接，三相全桥逆变电路包括3个并联的桥臂，单个桥臂由2个全控型功率器件串联组成，驱动保护电路与三相逆变全桥电路的6个功率开关管连接。

采样调理电路和驱动保护电路分别可以采用申请号为201220052095.8的实用新型专利中的采样调理电路和驱动保护电路。

图2三相并联逆变器控制原理图，检测三相逆变器的三相电压u_nabc、三相电流i_nabc（即LC滤波电路滤波电容电压向量u_nabc和滤波电感电流向量i_nabc，u_nabc=[u_na u_nb u_nc]^T，i_nabc=[i_na i_nb i_nc]^T），n为逆变器序列号。根据三相电路瞬时无功功率理论提取出基波电压u_noabc和基波电流i_noabc，再通过坐标变换得到αβ坐标系下的两相基波电压u_noαβ、两相基波电流i_noαβ。正序电压电流模块分别计算出对应的αβ坐标系下的正序电压和电流；负序电压电流计算模块分别计算出αβ坐标系下的负序电压和电流；由此，计算得到基波正序有功功率P⁺、基波正序无功功率Q⁺、以及基波负序无功功率Q^-。其作为控制系统的输入，分别送入有功和无功下垂控制、电压不平衡补偿环节，实现三相逆变器并联的不平衡补偿控制。

根据对称分量法，在三相电路中，任一不对称的三相电量（电压或电流），均可通过对称分量法分解为3组三相对称的分量，即正序、负序和零序分量。在三相三线电路中，由于没有零序电流通道，因此，不存在零序电流，且零序电压对微电网系统的影响也可忽略。由瞬时对称分量法可知，瞬时电压正负序分量

和可以分别表示为：

$u_{\mathrm{noabc}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{noa}}^{+}\\ u_{\mathrm{nob}}^{+}\\ u_{\mathrm{noc}}^{+}\end{array}\right]=\left[T_{+}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{noa}}\\ u_{\mathrm{nob}}\\ u_{\mathrm{noc}}\end{array}\right]=\left[T_{+}\right]u_{\mathrm{noabc}}---\left(1\right)$

$u_{\mathrm{noabc}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{noa}}^{-}\\ u_{\mathrm{nob}}^{-}\\ u_{\mathrm{noc}}^{-}\end{array}\right]=\left[T_{-}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{noa}}\\ u_{\mathrm{nob}}\\ u_{\mathrm{noc}}\end{array}\right]=\left[T_{\_}\right]u_{\mathrm{noabc}}---\left(2\right)$

其中：

$\left[T_{+}\right]=\frac{1}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& a& a^2\\ a^2& 1& a\\ a& a^2& 1\end{array}\right]---\left(3\right)$

$T_{\_}=\frac{1}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& a^2& a\\ a& 1& a^2\\ a^2& a& 1\end{array}\right]---\left(4\right)$

且系数 $a=e^{j\frac{2}{3}\mathrm{\π}}.$

由αβ变换可得：

$u_{\mathrm{no\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\α}}\\ u_{\mathrm{no\β}}\end{array}\right]\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]u_{\mathrm{noabc}}---\left(5\right)$

$i_{\mathrm{no\α\β}}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\α}}\\ i_{\mathrm{no\β}}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]i_{\mathrm{noabc}}---\left(6\right)$

式中，矩阵向量 $\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right].$

因此，三相电压向量在αβ坐标系内的瞬时电压基波正负序分量和

可分别表示为：

$u_{\mathrm{no\α\β}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\α}}^{+}\\ u_{\mathrm{no\β}}^{+}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]u_{\mathrm{noabc}}^{+}$

$=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]\left[T_{+}\right]{\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]}^T,u_{\mathrm{no\α\β}}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& q^{\′}\\ q^{\′}& 1\end{array}\right]u_{\mathrm{no\α\β}}---\left(7\right)$

$u_{\mathrm{no\α\β}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\α}}^{-}\\ u_{\mathrm{no\β}}^{-}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]u_{\mathrm{noabc}}^{-}$

$=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]\left[T_{\_}\right]{{\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]}^{T}u}_{\mathrm{no\α\β}}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& q^{\′}\\ -q^{\′}& 1\end{array}\right]u_{\mathrm{no\α\β}}---\left(8\right)$

式中，系数q’为时域内的相移，

同理，可以得到三相电流向量在αβ坐标系内的瞬时基波正负序分量和可分别表示为：

$i_{\mathrm{no\α\β}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\α}}^{-}\\ i_{\mathrm{no\β}}^{-}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]i_{\mathrm{noabc}}^{-}$

$=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]\left[T_{\_}\right]{\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]}^T{i}_{\mathrm{no\α\β}}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& q^{\′}\\ {-q}^{\′}& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{no\α\β}}---\left(10\right)$

$i_{\mathrm{no\α\β}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\α}}^{-}\\ i_{\mathrm{no\β}}^{-}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]i_{\mathrm{noabc}}^{-}$

$=\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]\left[T_{\_}\right]{\left[T_{\mathrm{\α\β}}\right]}^T{i}_{\mathrm{no\α\β}}=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& q^{\′}\\ {-q}^{\′}& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{no\α\β}}---\left(10\right)$

由三相电路瞬时无功功率理论可知，三相瞬时有功功率和无功功率分别为：

$\left\{\begin{array}{c}p=u_{\mathrm{no\α}}{i}_{\mathrm{no\α}}+u_{\mathrm{no\β}}{i}_{\mathrm{no\β}}\\ q=u_{\mathrm{no\α}}{i}_{\mathrm{no\β}}-u_{\mathrm{no\β}}{i}_{\mathrm{no\α}}\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中：u_noα和u_noβ为αβ坐标系下的两相基波电压；i_noα和i_noβ为αβ坐标系下的两相基波电流。

计算出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q包含了直流分量和交流分量，其中，直流分量即为基波正序(fundamental positive sequence，FPS)有功功率少和基波正序无功功率Q⁺，可通过低通滤波器滤除p和q的交流分量得到。而交流分量是由电压电流的不平衡量和谐波分量所产生的。

式(11)中采用电压电流的基波正序分量来计算，得到的p和q将只包含直流分量P⁺和Q⁺，不再需要低通滤波器滤除交流分量。

$\left\{\begin{array}{c}{P}^{+}=u_{\mathrm{no\α}}^{+}{i}_{\mathrm{no\α}}^{+}+u_{\mathrm{no\β}}^{+}{i}_{\mathrm{no\β}}^{+}\\ Q^{+}=u_{\mathrm{no\α}}^{+}{i}_{\mathrm{no\β}}^{+}-u_{\mathrm{no\β}}^{+}{i}_{\mathrm{no\α}}^{+}\end{array}\right.---\left(12\right)$

同理，负序无功功率Q^-为：

$Q^{-}=u_{\mathrm{no\α}}^{-}{i}_{\mathrm{no\β}}^{-}-u_{\mathrm{no\β}}^{-}{i}_{\mathrm{no\α}}^{-}---\left(13\right)$

微电网中的负载不平衡将产生负序电压和负序电流，从而产生负序无功功率Q^-。根据负序无功功率Q^--G下垂控制，可得到电导指令G^*，表示为：

G^*=G₀-uQ^-   (14)

式中：G₀为额定电导；u为下垂系数。下垂系数u根据分布式电源输出的负序无功功率Q^-来确定，可以实现不平衡补偿量在各DG逆变器（即三相逆变桥）之间的均衡分配。

联合式（14）和式(8)可计算得出负序指令电流

表示为

$i_{\mathrm{no\α\β}}^{*-}=G*\·u_{\mathrm{no\α\β}}^{-}---\left(15\right)$

DG输出的基波正序有功功率和无功功率可分别表示为：

式中：E为DG逆变器输出相电压的基波正序有效值；U为DG公共连接点相电压有效值；

为E与V之间的相角差；Z和θ分别为连接阻抗的幅值和相角。

实际中很小，可近似认为

当连接阻抗Z接近感性，即有Z≈X和θ≈90时，式(16)可以分别改写为：

可见，FPS有功功率可通过DG单元FPS输出电压的相角控制，而FPS无功功率可通过DG单元FPS输出电压的幅值控制。又因电压相角差和角频率满足关系：因此，可通过下垂特性来实现孤岛微网中FPS有功和无功在分布式电源之间的分配。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}^{*}={\mathrm{\ω}}_0-m_p{P}^{+}\\ E^{*}=E_0-n_q{Q}^{+}\end{array}\right.---\left(18\right)$

式中：ω^*、E^*分别为FPS参考角频率和参考电压幅值；m_p、n_q为下垂控制系数；ω₀、E₀分别为空载角频率和空载电压幅值。

将式(12)计算得出的P⁺和Q⁺代入式(18)，可得出基波正序参考角频率ω^*和参考电压幅值E^*，计算出三相基波正序电压的参考向量u^* _noabc。三相基波正序电压的参考向量u^* _noabc、负序电流的参考向量

两相基波电压u_noαβ、直流侧电压U_dc、LC滤波器滤波电容电压向量u_nabc和滤波电感电流向量i_nabc作为输入，送入电压电流双环控制器。u^* _noabc通过abc-αβ坐标变换，得到αβ静止坐标下的基波正序电压的参考向量u^* _noαβ。u^* _noαβ和u_noαβ通过准谐振PR控制器，得到αβ静止坐标下的正序电流的参考向量i^* _noαβ；正序电流的参考向量i^*+ _noαβ减去负序电流的参考向量得到两相基波电流的参考向量i^* _noαβ。准谐振控制的传递函数为：

$G\left(s\right)=k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{{\mathrm{\ω}}_o}^2}---\left(19\right)$

其中，k_p和k_r分别为准谐振控制器的比例系数和谐振增益，2<k_p<3，120<k_r<150，ω_c为截止频率，s为复频率。

两相基波电流的参考向量i^* _noαβ通过αβ-abc坐标反变换得到三相基波电流的参考向量i^* _noabc，i^* _noabc、滤波电感电流向量i_nabc、LC滤波器滤波电容电压向量u_nabc送入电流内环无差拍控制器。三相基波电流的参考向量i^* _noabc的表达式为

$i_{\mathrm{noabc}}^{*}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{noa}}^{*}\\ i_{\mathrm{nob}}^{*}\\ i_{\mathrm{noc}}^{*}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{-}\right]i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{*}=\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{-}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{*}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}^{*}\end{array}\right]---\left(20\right)$

式中，矩阵向量 $\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{-}\right]{\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}\right]}^T=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right].$

电流内环无差拍控制器计算出三相逆变桥的各桥臂的驱动脉冲的占空比向量d_nabc。

$d_{\mathrm{abc}}=\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{na}}\\ d_{\mathrm{nb}}\\ d_{\mathrm{nc}}\end{array}\right]=\frac{2K}{U_{\mathrm{dc}}}\{(i_{\mathrm{noabc}}^{*}(k+1)-i_{\mathrm{nabc}}\left(k\right))+u_{\mathrm{nabc}}\left(k\right)\}---\left(20\right)$

$=\frac{2K}{U_{\mathrm{dc}}}\left\{\frac{L}{T_s}\right\{\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{noa}}^{*}(k+1)\\ i_{\mathrm{nob}}^{*}(k+1)\\ i_{\mathrm{noc}}^{*}(k+1)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{na}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{nb}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{nc}}\left(k\right)\end{array}\right]\}+\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{na}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{nb}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{nc}}\left(k\right)\end{array}\right]\}$

式中：K为校正系数（0.95<K<1）；T_s为PWM载波周期；k为采样序列号，L_s为LC滤波电路的滤波电感量。

为了验证上述控制方法的有效性，在Matlab/Simulink仿真平台搭建了含有2个分布式DG的微电网带单相阻性负载的仿真模型。两个分布式DG的控制系统和主电路参数是相同的,控制系统和主电路的仿真参数如表1所示。在t=2s时，加入电压不平衡补偿环节。载波频率设为12.8KHz。

表1系统参数

变量名称	参数值	变量名称	参数值
				mp	0.001	ωc	3.2
nq	0.18	G	0.03
				Eo	330	L(mH)	2
ωo	100.2π	C(μF)	5

kp	0.35	Ll1(mH)	2
				kr	25	Ll2(mH)	2
Udc(V)	650	ZL	46.6

DG1和DG2不平衡补偿之前和补偿之后的三相输出电压仿真波形分别如图3和图4所示。由图可见，加入补偿环节之后，电压不平衡现象基本消失，证明了本发明所提出的补偿方法平衡DG输出电压的有效性。

Claims (7)

1.一种微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，包括多逆变器并联系统，所述多逆变器并联系统包括若干个并联的三相逆变器，所述三相逆变器包括依次连接的直流微源、三相逆变桥、LC滤波电路，所述LC滤波电路通过线路阻抗接入交流母线，所述LC滤波电路与采样调理电路连接，所述采样调理电路与处理器连接，所述处理器通过驱动保护电路驱动所述三相逆变桥，其特征在于，该方法为：

1）处理器通过采样调理电路检测直流微源电压U_dc、LC滤波电路滤波电容电压向量u_nabc和滤波电感电流向量i_nabc，其中n为逆变器序号，u_nabc=[u_na u_nb u_nc]^T，i_nabc=[i_na i_nb i_nc]^T；

2）根据瞬时无功功率理论和坐标变换理论，提取u _nabc及i _nabc对应的基波电压向量u _noabc，和基波电流向量i _noabc；u _noabc及i _noabc通过αβ静止坐标系下的坐标变换，得到对应的两相基波电压u_noαβ、两相基波电流i_noαβ；其中，u_noabc=[u_noa u_nob u_noc]^T，i_noabc=[i_noa i_nob i_noc]^T，u_noαβ=[u_noα u_noβ]^T，i_noαβ=[i_noα i_noβ]^T；

3）利用两相基波电压u_noαβ，两相基波电流i_noαβ分别计算出αβ坐标系下的基波正序电压向量

基波正序电流向量基波负序电压

和基波负序电流

其中， $u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}\\ u_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}\end{array}\right],$ $u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{-}\\ u_{\mathrm{no\&beta;}}^{-}\end{array}\right],$ $i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}\end{array}\right],$ $i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{-}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}^{-}\end{array}\right];$

4）根据三相电路瞬时无功功率理论，计算出三相逆变器输出的正序有功功率P⁺、正序无功功率Q⁺、负序无功功率Q^-：

$P^{+}=u_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}+u_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}{i}_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}$

$Q^{+}=u_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}{i}_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}-u_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+};$

$Q^{-}=u_{\mathrm{no\&alpha;}}^{-}{i}_{\mathrm{no\&beta;}}^{-}-u_{\mathrm{no\&beta;}}^{-}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{-}$

5）利用负序无功功率Q^-产生电导指令G^*：

G^*=G₀-uQ^-，

式中：G₀为额定电导；u为下垂系数；

6）根据电导指令G^*计算负序指令电流

$i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{*-}=G^{*}\&CenterDot;u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{-},$

其中， $i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{*-}={\left[\begin{array}{cc}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{*-}& i_{\mathrm{no\&beta;}}^{*-}\end{array}\right]}^T;$

7）根据基波功率下垂特性，得到三相逆变器输出电压参考角频率ω^*和参考电压幅值E^*：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&omega;}}^{*}={\mathrm{\&omega;}}_0-m_p{P}^{+}\\ E^{*}=E_0-n_q{Q}^{+}\end{array}\right.$

式中：m_p、n_q为下垂控制系数；ω₀、E₀分别为额定角频率和额定电压幅值；

8）根据三相逆变器输出电压参考角频率ω^*和参考电压幅值E^*，计算出三相基波正序电压的参考向量u^* _noabc，其中u^* _noabc=[u^* _noa u^* _nob u^* _noc]^T；

9）将u^* _noabc通过abc-αβ坐标变换，得到αβ静止坐标下的基波正序电压的参考向量u^* _noαβ，其中，u^* _noαβ=[u^* _noα u^* _noβ]^T；

10）将u^* _noαβ和u_noαβ通过准谐振PR控制器，得到αβ静止坐标下的正序电流的参考向量i^*+ _noαβ；正序电流的参考向量i^*+ _noαβ减去负序指令电流

得到两相基波电流的参考向量i^* _noαβ；其中，i^*+ _noαβ=[i^*+ _noα i^*+ _noβ]^T，i^* _noαβ=[i^* _noα i^* _noβ]^T；

11）两相基波电流的参考向量i^* _noαβ通过αβ-abc坐标反变换得到三相基波电流的参考向量i^* _noabc，将i^* _noabc、滤波电感电流向量i _nabc、LC滤波电路滤波电容电压向量u _nabc送入电流内环无差拍控制器；其中，i^* _noabc=[i^* _noa i^* _nob i^* _noc]^T；

12）电流内环无差拍控制器计算出三相逆变桥各桥臂的驱动脉冲的占空比向量d_nabc，其中，d_nabc=[d_na d_nb d_nc]^T。

2.根据权利要求1所述的微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，其特征在于，所述三相逆变桥为包括三个并联的桥臂，每桥臂由两个全控型功率器件串联组成，所述驱动保护电路与三相逆变桥的六个全控型功率器件连接。

3.根据权利要求1所述的微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，其特征在于，所述步骤2）中，两相基波电压u_noαβ、两相基波电流i_noαβ的表达式分别为：

$u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\&alpha;}}\\ u_{\mathrm{no\&beta;}}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}\right]u_{\mathrm{noabc}},$

$i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}\right]i_{\mathrm{noabc}};$

其中， $\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right].$

4.根据权利要求1所述的微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，其特征在于，所述步骤3）中，αβ坐标系下的基波正序电压向量

基波正序电流向量

基波负序电压和基波负序电流

的表达式分别为：

$u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}\\ u_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& {-q}^{\&prime;}\\ q^{\&prime;}& 1\end{array}\right]u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}$

$u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{-}\\ u_{\mathrm{no\&beta;}}^{-}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& q^{\&prime;}\\ {-q}^{\&prime;}& 1\end{array}\right]u_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}$

$i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{+}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{+}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}^{+}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& {-q}^{\&prime;}\\ q^{\&prime;}& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}$

$i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{-}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{-}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}^{-}\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}1& q^{\&prime;}\\ {-q}^{\&prime;}& 1\end{array}\right]i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}$

其中，系数q'为时域内的相移，

5.根据权利要求1所述的微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，其特征在于，所述步骤10）中，准谐振PR控制器的传递函数为：

$G\left(s\right)=k_p+\frac{{2k}_r{\mathrm{\&omega;}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\&omega;}}_{c}s+{{\mathrm{\&omega;}}_o}^2},$

其中，k_p和k_r分别为准谐振PR控制器的比例系数和谐振增益，2<k_p<3，120<k_r<150，ω_c为截止频率，s为复频率。

6.根据权利要求1所述的微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，其特征在于，所述步骤11）中，三相基波电流的参考向量i^* _noabc的表达式为：

$i_{\mathrm{noabc}}^{*}=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{noa}}^{*}\\ i_{\mathrm{nob}}^{*}\\ i_{\mathrm{noc}}^{*}\end{array}\right]=\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{-}\right]i_{\mathrm{no\&alpha;\&beta;}}^{*}=\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{-}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{no\&alpha;}}^{*}\\ i_{\mathrm{no\&beta;}}^{*}\end{array}\right],$

其中， $\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}^{-}\right]={\left[T_{\mathrm{\&alpha;\&beta;}}\right]}^T=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right].$

7.根据权利要求1所述的微电网多逆变器并联电压不平衡补偿方法，其特征在于，所述步骤12）中，占空比向量d_nabc的表达式为：

$d_{\mathrm{abc}}=\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{na}}\\ d_{\mathrm{nb}}\\ d_{\mathrm{nc}}\end{array}\right]=\frac{2K}{U_{\mathrm{dc}}}\{\frac{L_s}{T_s}(i_{\mathrm{noabc}}^{*}(k+1)-i_{\mathrm{nabc}}\left(k\right))+u_{\mathrm{nabc}}\left(k\right)\}$

$=\frac{2K}{U_{\mathrm{dc}}}\left\{\frac{L_s}{T_s}\right\{\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{noa}}^{*}(k+1)\\ i_{\mathrm{nob}}^{*}(k+1)\\ i_{\mathrm{noc}}^{*}(k+1)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{na}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{nb}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{nc}}\left(k\right)\end{array}\right]\}+\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{na}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{nb}}\left(k\right)\\ u_{\mathrm{nc}}\left(k\right)\end{array}\right]\},$

式中：K为校正系数，0.95<K<1；T_s为PWM载波周期；k为采样序列号，L_s为LC滤波电路的滤波电感量。

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