CN102099992A - 电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种相比于现有技术能够有效增加输出电力的电源装置。电源装置具备：交流发电机(100)，具有交流发电部(110)、和将在交流发电部(110)中所产生的交流电压整流为直流的输出电压来进行输出的整流器(120)；以及DC/DC转换器(201)，将整流器(120)的输出电压转换为不同电压值的直流电压来进行输出，根据交流发电部(110)的转速和向连接在DC/DC转换器(201)上的电负荷的电力供给量，使整流器(120)的输出电压比DC/DC转换器(201)的输出电压还大，并且通过DC/DC转换器(201)进行降压并输出。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及一种能够提高向电负荷供给电力的能力的电源装置。

背景技术

作为现有的电源装置，例如具备：三相交流发电机，在定子的电枢铁心上设有三相电枢绕组，在转子的磁极铁芯上设有励磁线圈，通过车辆的内燃机等的旋转进行驱动来发电；整流器，对由上述交流发电机所发电的三相交流电压进行整流来转换为直流电压；以及励磁调整电路，检测所述整流器的输出电压来调整流过励磁线圈的激磁电流使得成为规定值(例如参照专利文献1)。

专利文献1：日本特开平5-292676号公报

发明内容

然而，在例如车辆用的电源装置中，不仅要对安装在车辆中的照明电气安装件、空调压缩器、加热器、蓄电池等各种电负荷(以下称作内部负荷)进行供电，而且有时还要在电源装置的插头(plug)上连接简易冰箱、吸尘器、外部照明等外部的电负荷(以下称作外部负荷)来进行供电。在电源装置上连接外部负荷来进行供电的情况下，与只对内部负荷进行供电的情况相比，更需要提高供给电力的能力。

在上述专利文献1所示的现有电源装置中，当交流发电机的转子的转速变大时，发电量增加。但是，交流发电机的发热量依赖于流过定子绕组的电流量，因此从安全性以及可靠性的角度出发，动作为使得当转速变大时抑制电流量。而且，上述电源装置的输出作为充电用而连接在预设电压(例如14V)的蓄电池上，因此存在难以增加电源装置的输出电力这样的问题。

本发明是为了解决如上述那样的问题而作出的，其目的在于，提供一种相比于现有技术能够提高向电负荷供给电力的能力的电源装置。

本发明的电源装置，具备：

交流发电机，具有交流发电部和将在该交流发电部产生的交流电压整流为直流的输出电压并输出的整流器；以及

DC/DC转换器，将整流器的输出电压转换为电压值不同的直流电压并输出，

其中，根据交流发电部的转速和向连接到DC/DC转换器的电负荷的电力供给量，使整流器的输出电压大于DC/DC转换器的输出电压，并且通过DC/DC转换器进行降压并输出。

本发明的电源装置，在整流器的输出侧设有DC/DC转换器，所述整流器将在交流发电部中所产生的交流电压整流为直流的输出电压来进行输出，DC/DC转换器在交流发电部的转速为预先设定的值以下的情况下，使来自整流器的输出电压在DC/DC转换器内进行旁路来按原样直接进行输出。

另外，在交流发电部的转速为预先设定的值以上的情况下，如果电负荷所需的电力量大，则使整流器的输出电压比DC/DC转换器的输出电压还大，并且通过DC/DC转换器进行降压来输出。另一方面，如果所需的电力量小，则使整流器的输出电压在DC/DC转换器内进行旁路来按原样直接进行输出。

由此，本发明的电源装置，根据电负荷所需的电力量来按原样直接输出来自整流器的输出电压、或转换为进行了降压的电压来进行输出，因此在转速为某一值以下的区域中能够得到与现有技术同等的输出电力，另外在转速为某一值以上的区域中能够得到现有技术以上的输出电力。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1中的电源装置的整体的结构图。

图2是表示实施方式1的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图3是表示实施方式1的电源装置的交流发电机的转速和输出电力相对于交流发电机输出电压的关系的特性图。

图4是表示本发明的实施方式2中的电源装置的整体的结构图。

图5是表示实施方式2的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图6是表示流过MOSFET的电流波形和栅极驱动信号波形的时序图，所述MOSFET构成实施方式2的电源装置所具备的DC/DC转换器。

图7是表示实施方式2的电源装置的交流发电机的转速和输出电力相对于交流发电机输出电压的关系的特性图。

图8是表示本发明的实施方式3中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图9是表示本发明的实施方式4中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图10是表示本发明的实施方式5中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图11是表示实施方式5的电源装置的交流发电机的转速和输出电力相对于交流发电机输出电压的关系的图。

图12是表示本发明的实施方式6中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图13是表示本发明的实施方式7中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图14是表示本发明的实施方式8中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图。

图15是表示本发明的实施方式9中的电源装置所具备的交流发电机的结构的电路图。

图16是表示本发明的实施方式10中的电源装置所具备的交流发电机的结构的电路图。

图17是表示本发明的实施方式11中的电源装置所具备的交流发电机的结构的电路图。

具体实施方式

实施方式1.

图1是表示本发明的实施方式1中的电源装置的整体的结构图，图2是表示同一装置的DC/DC转换器的结构的电路图。

在实施方式1中，举出车辆用的电源装置为例来进行说明。实施方式1的电源装置，具备：例如交流发电器(alternator)等的交流发电机100、DC/DC转换器201、以及控制交流发电机100和DC/DC转换器201的控制电路300。交流发电机100的转子，经由带(belt)、齿轮等机械地连接在作为车辆内燃机的引擎400的旋转部上(省略图示)。交流发电机100的输出电压端子VxH、VxL，连接在DC/DC转换器201的输入电压端子VaH、VaL上。在DC/DC转换器201的输出电压端子VbH、VbL上，连接有未图示的蓄电池、各种电负荷。

在控制电路300中，输入交流发电机100的输出电压端子VxH的电压V1、以及DC/DC转换器201的输出电压端子VbH的电压V2。另一方面，从控制电路300向交流发电机100输出栅极驱动信号GateK，向DC/DC转换器201输出栅极驱动信号Gate0。

接着，说明交流发电机100的结构。

交流发电机100具备：三相交流发电部110、整流器120、以及励磁调整电路130。三相交流发电部110具备：转子，具有励磁线圈KCL；以及定子，在转子外周部具有U相、V相、W相的定子绕组UCL、VCL、WCL。

整流器120是进行全波整流的二极管桥电路，具有二极管DUH、DUL、DVH、DVL、DWH、DWL。在这种情况下，二极管DUH、DVH、DWH的阴极端子连接在输出电压端子VxH上，二极管DUL、DVL、DWL的阳极端子连接在输出电压端子VxL上。二极管DUH的阳极和二极管DUL的阴极相连接，该连接点连接在定子的U相的绕组UCL的一端上。二极管DVH的阳极和二极管DVL的阴极相连接，该连接点连接在定子的V相的绕组VCL的一端上。二极管DWH的阳极和二极管DWL的阴极相连接，该连接点连接在定子的W相的绕组WCL的一端上。

励磁调整电路130具备MOSFET(MOS K)和二极管DK。励磁线圈KCL的一端，连接在二极管DK的阴极端子上并且连接在输出电压端子VxH上。励磁线圈KCL的另一端，连接在二极管DK的阳极端子和MOSFET(MOS K)的漏极端子之间的连接点上。MOSFET(MOS K)的源极端子被接地，栅极端子连接在控制电路300上。

接着，说明交流发电机100的动作。

控制电路300调整栅极驱动信号GateK的占空比使得所检测的电压V1成为与向电负荷的电力供给量相对应的目标电压值，并根据该被调整的栅极驱动信号GateK来驱动MOSFET(MOS K)。即该栅极驱动信号GateK通过控制电路300，在所检测的电压V1小于目标电压的情况下，被调整为占空比变大，在所检测的电压V1大于目标电压的情况下，被调整为栅极驱动信号GateK的占空比变小。

当如上述那样控制MOSFET(MOS K)的开关动作时，流过励磁线圈KCL的电流的大小得以控制，具备励磁线圈KCL的转子所产生的磁通量得以控制。根据转子所产生的磁通量，感应在U相、V相、W相的定子绕组UCL、VCL、WCL中的交流电压(交流电力)发生变化。而且，感应出的U相、V相、W相的交流电压通过整流器120转换为直流电压(直流电力)，在交流发电机100的输出电压端子VxH-VxL之间输出为电压V1。由此，控制电路300控制流过励磁线圈KCL的励磁电流使得电压V1成为目标电压，因此从交流发电机100中始终产生发电电力被控制的规定电压V1。

接着，说明DC/DC转换器201的结构。

如图2所示，该DC/DC转换器201与一般的降压型非绝缘DC/DC电力转换电路相同(例如参照电气学会·半导体电力转换系统调查专门委员会编：《パワ一エレクトロニクス回路》，オ一ム公司，pp.245-265，2000)。

DC/DC转换器201具备：作为开关元件的MOSFET(MOS 0)、二极管D0、根据MOSFET(MOS 0)的导通/关断控制以上述导通/关断的时间间隔来控制磁能的蓄积量、释放量的电感器Lc、以及两个平滑电容器Ci、Co。MOSFET(MOS 0)的漏极端子，连接在输入电压端子VaH、和平滑电容器Ci的第一端子上。MOSFET(MOS 0)的源极端子，连接在二极管D0的阴极端子、和电感器Lc的第一端子上。二极管D0的阳极端子，连接在输入电压端子VaL、输出电压端子VbL、平滑电容器Ci的第二端子、和平滑电容器Co的第二端子上。电感器Lc的第二端子，连接在输出电压端子VbH、和平滑电容器Co的第一端子上。在MOSFET(MOS 0)的栅极端子中，从控制电路300输入栅极驱动信号Gate0。

接着，说明DC/DC转换器201的动作。

控制电路300检测输出电压端子VbH的电压V2。而且，控制电路300比较所检测的电压V2和目标电压(在这种情况下为14V)，确定输入到MOSFET(MOS 0)的栅极端子中的栅极驱动信号Gate0的占空比。控制电路300在检测电压V2小于目标电压的情况下，进行调整使得栅极驱动信号Gate0的占空比变大，在检测电压V2大于目标电压的情况下，进行调整使得栅极驱动信号Gate0的占空比变小。

由此，通过由控制电路300如上述那样改变MOSFET(MOS 0)的栅极驱动信号Gate0的占空比，DC/DC转换器201对输入到其输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1，在其输出电压端子VbH-VbL之间降压调整为电压V2来进行输出。此时，电压V2被调整为14V。该DC/DC转换器201的动作原理，如同上述文献所述。

接着，说明具备上述交流发电机100、DC/DC转换器201、控制电路300的电源装置的整体动作。

首先，说明交流发电机100的输出特性。

在交流发电机100中，当将励磁线圈KCL的电流设为恒定时，伴随着三相交流发电部110的转速的上升，输出电力也上升。但是，根据该输出电力的上升，定子绕组UCL、VCL、WCL的电流增大，交流发电机100发热。从装置的可靠性、安全性的角度出发，交流发电机的发热量必须维持在某一值以下。由此，通过励磁调整电路130来调整励磁线圈KCL的电流，从而调整交流发电机100的输出电力(输出电流)。另外，发热量依赖于电流，因此为了得到大的电力，只要按原样保持输出电流而加大输出电压即可。

图3表示作为一个例子在交流发电机100的输出电压为14V、21V、28V时的转速和输出电力之间的关系。在图3中，14V的输出特性线(实线)和21V的输出特性线(点划线)的交点的转速设为α，21V的输出特性线(点划线)和28V的输出特性线(虚线)的交点的转速设为β。从图3中可知，在交流发电机的转速为α以下的区域R1中，能够以输出电压14V的设定来输出大的电力，在转速为α～β的区域R2中，能够以输出电压21V的设定来输出大的电力，在转速为β以上的区域R3中，能够以输出电压28V的设定来输出大的电力。

这里，当交流发电机100的转速为图3的a(α＜a＜β)时，未图示的上位控制器判断所需的电力供给量(发电量)，对控制电路300发出与该电力供给量相对应的电压设定值的指令。在此时的电压指令为14V的情况下、即不需要增加发电量的情况下，如上述那样，控制电路300通过根据励磁调整电路130来调整励磁线圈KCL的电流，将交流发电机100的输出电压设为14V，将DC/DC转换器201内的MOSFET(MOS 0)设为始终导通状态，交流发电机100的输出和DC/DC转换器201的输出设为短路状态。在该动作状态中，DC/DC转换器201的MOSFET不进行开关动作，因此能够实现电力损耗小的能量转移。

另一方面，在交流发电机100的转速为图3的a(α＜a＜β)、由未图示的上位控制器所提供的电压指令为21V的情况下、即需要增加发电量的情况下，控制电路300将交流发电机100的输出电压设为21V，使DC/DC转换器201内的MOSFET(MOS 0)如上述说明那样进行导通关断动作，进行从21V降压到14V的电力转换。此时，与只由交流发电机100构成的现有电源装置相比，能够增加输出电力。此时，DC/DC转换器201进行开关动作，因此产生MOSFET(MOS0)的开关损耗、电感器Lc的交流电流所伴随的损耗，电力损耗与上述电压指令14V的动作相比增加一些。

另外，当交流发电机100的转速为图3的b(y＜β)时，未图示的上位控制器判断所需的电力供给量，对控制电路300发出与该电力供给量相对应的电压设定值的指令。在此时的电压指令为14V的情况下、即不需要增加发电量的情况下，控制电路300将交流发电机100的输出电压设为14V，将DC/DC转换器201内的MOSFET(MOS 0)设为始终导通状态，交流发电机100的输出和DC/DC转换器201的输出设为短路状态。在该动作状态中，DC/DC转换器的MOSFET(MOS 0)不进行开关动作，因此能够实现电力损耗小的能量转移。

另一方面，在交流发电机100的转速为图3的b(y＜β)、且由未图示的上位控制器所提供的电压指令为21V的情况下、即需要增加发电量的情况下，控制电路300将交流发电机100的输出电压设为21V，通过DC/DC转换器201内的MOSFET(MOS 0)的导通关断动作，进行从21V降压到14V的电力转换。另外，由上位控制器所提供的电压指令为28V的情况下、即需要进一步增加发电量的情况下，控制电路300将交流发电机100的输出电压设为28V，通过DC/DC转换器201内的MOSFET(MOS 0)的导通关断动作，进行从28V降压到14V的电力转换。此外，在从28V降压到14V的情况下，与从21V降压到14V时相比，将栅极驱动信号Gete0的占空比设定得小。

由此，该实施方式1的电源装置，与只由交流发电机100构成的现有电源装置相比，能够增加输出电力。此外，DC/DC转换器201进行开关动作，因此产生MOSFET(MOS 0)的开关损耗、电感器Lc的交流电流所伴随的损耗，电力损耗与上述电压指令14V的动作相比增加一些。

例如在汽车中，引擎转速1000rpm～3000rpm的范围是通常经常使用的范围。如果通过调整连接交流发电机100的转子和引擎旋转部的齿轮比来得到如图3所示的特性，则能够得到所期望的输出电力。

实施方式2.

图4是表示该实施方式2中的电源装置的整体的结构图，图5是表示同一装置的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图1和图2所示的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

在该实施方式2中，交流发电机100、DC/DC转换器202、引擎400的连接关系与上述实施方式1相同，但是DC/DC转换器202的电路结构、以及与控制电路300的连接方式与实施方式1的情况不同。

从控制电路300中，对交流发电机100的励磁调整电路130输出栅极驱动信号GateK，对DC/DC转换器202输出四个栅极驱动信号Gate1L～Gate2H。在控制电路300中，输入DC/DC转换器202的输出电压端子VbH的电压V2。但是，在控制电路300中没有输入如实施方式1那样的交流发电机100的输出电压端子VxH的电压V1。

接着，说明DC/DC转换器202的电路结构。

如图5所示，DC/DC转换器202在输入电压端子VaH、VaL和输出电压端子VbH、VbL之间具备：电路A1，由连接作为低压侧和高压侧开关元件的两个MOSFET(MOS 1L、MOS 1H)而成的串联体、和并联连接在该串联体上的平滑电容器Cs1所构成；以及电路A2，由串联连接作为低压侧和高压侧开关元件的两个MOSFET(MOS2L、MOS 2H)而成的串联体、和并联连接在该串联体上的平滑电容器Cs2所构成。而且，这些电路A1、A2串联连接为两级。另外，如后述那样使电路A1、A2中的第一电路A1作为整流电路发挥功能，使第二电路A2作为驱动用逆变器电路发挥功能。

将各电路A1、A2的两个MOSFET(MOS 1L、MOS 1H)、(MOS2L、MOS 2H)的各自的连接点设为中间端子，在第一电路A1的中间端子和第二电路A2的中间端子之间连接有能量转移用的由电容器Cr以及电感器Lr的串联体所构成的LC串联体LC12。此外，各MOSFET是在源极、漏极之间形成有寄生二极管的功率MOSFET。此外，MOSFET不限于硅，也可以由碳化硅、氮化镓(gallium nitride)等其它材料的开关构成。

作为具体的连接状态，平滑电容器Cs1的低电压侧端子连接在输出电压端子VbL和输入电压端子VaL上。平滑电容器Cs1的高电压侧端子连接在输出电压端子VbH和平滑电容器Cs2的低电压侧端子上。平滑电容器Cs2的高电压侧端子连接在输入电压端子VaH上。MOS 1L的源极端子连接在输入输出电压端子VaL以及VbL上，MOS1H的漏极端子和MOS 2L的源极端子连接在平滑电容器Cs1的高电压侧端子上，MOS 2H的漏极端子连接在平滑电容器Cs2的高电压侧端子上。LC串联体LC12的一端连接在MOS 1L和MOS 1H的连接点上，另一端连接在MOS 2L和MOS 2H的连接点上。

而且，在各MOSFET(MOS 1L～MOS 2H)的栅极端子中，从控制电路300分别提供四个栅极驱动信号Gate1L～Gate2H。在这种情况下，各栅极驱动信号Gate1L～Gate2H，成为以相对应的MOSFET的源极端子电压为基准的电压信号。另外，关于栅极驱动的定时，Gate1L和Gate2L相同，另外Gate1H和Gate2H相同。

接着，说明DC/DC转换器202的动作。

该DC/DC转换器202将输入到输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1，降压为约1/2倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。

在该降压动作的情况下，根据来自控制电路300的各栅极驱动信号Gate1L～Gate2H来驱动各电路A1、A2，但是如上述那样第二电路A2作为驱动用逆变器电路进行动作，第一电路A1作为整流电路进行动作，该整流电路对由驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，从而使能量向低电压侧转移。

图6是表示高电压侧以及低电压侧的MOSFET的栅极驱动信号、和分别流过驱动用逆变器电路A2以及整流电路A1内的高压侧MOSFET(MOS 2H、MOS 1H)以及低压侧MOSFET(MOS 2L、MOS 1L)的电流的关系的时序图。

在驱动用逆变器电路A2内的MOSFET(MOS 2H、MOS 2L)中从漏极向源极流过电流，在整流电路A1内的MOSFET(MOS 1H、MOS 1L)中从源极向漏极流过电流。各MOSFET在栅极驱动信号为高(high)电压下导通。在这种情况下，栅极驱动信号在将基于电感器Lr和电容器Cr的LC串联体LC所决定的谐振周期设为T的情况下，成为占空比约为50％的导通关断信号。

这里，当根据向高压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate2H、Gate1H，作为各电路A2、A1的高压侧MOSFET的MOS 2H、MOS1H都成为导通状态时，有电压差，因此蓄积在平滑电容器Cs2中的一部分能量以下面所示的路径转移到电容器Cr中。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{MOS}2H\⇒\mathrm{Cr}\⇒\mathrm{Lr}\⇒\mathrm{MOS}1H$

接着，当根据向低压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate2L、Gate1L，作为各电路A2、A1的低压侧MOSFET的MOS 2L、MOS1L都成为导通状态时，有电压差，因此充电在电容器Cr中的能量以下面所示的路径转移到平滑电容器Cs1中。

$\mathrm{Cr}\⇒\mathrm{MOS}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1L\⇒\mathrm{Lr}$

由此，根据电容器Cr的充放电，能量从平滑电容器Cs2转移到平滑电容器Cs1中。而且，将输入到输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1降压为约1/2倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。此外，所输入的电压V1的电力，作为降压为电压V2的电力进行转移，因此，该电压V1成为比输出电压V2(14V)的两倍电压28V略微大的值。

在上述动作中，在电容器Cr上串联连接电感器Lr来构成LC串联体LC，因此上述能量的转移利用了谐振现象，当开关元件的状态发生变化(

)时没有过渡性的损耗，因此能够高效地转移大的能量的量。另外，在该实施方式2中，在作为整流电路进行动作的电路A1的开关元件中使用MOSFET，因此与使用二极管相比能够降低导通损耗，能够提高电力转换的效率。

如以上那样，在该实施方式2中，DC/DC转换器的电力损耗小于实施方式1，电力转换效率这点上优良。因此，能够减小用于冷却电路的散热器。另外，由于没有开关元件进行开关时的过渡性损耗，因此能够将开关频率设定得高，其结果能够加大LC串联体的谐振频率，能够将能量转移用的电感器Lr和电容器Cr的电感值和容量值都设定得小。由此，这些电路元件都成为小型。由此，在实施方式2中，能够使DC/DC转换器作为整体非常小型化。

此外，在实施方式2中，DC/DC转换器尽管是由MOSFET来构成作为整流电路进行动作的电路A1，但是即使由二极管来构成也能够实现同样的动作。二极管导通时的电压降大，因此电力损耗变得略微大，效率也略微恶化，但是还存在不需要用于起动MOSFET栅极端子的电路元件这样的优点。

另外，在实施方式2的DC/DC转换器中，作为能量转移用的元件使用了电感器Lr和电容器Cr的LC串联体，但是只由电容器Cr也能够实现同样的动作。但是，这种情况下由于能量转移量变小、流过电路内的电流的有效值变大，因此电力损耗变大，电力转换效率恶化一些。

接着，说明由实施方式2的交流发电机100、DC/DC转换器202、控制电路300所构成的电源装置的整体动作。

图7表示作为一个例子在交流发电机100的输出电压为14V和28V时的转速和输出电力的关系。在图7中，14V的输出特性线(实线)和28V的输出特性线(虚线)的交点的转速设为γ。从图7中可知，在交流发电机的转速为γ以下的区域R1中，能够以输出电压14V的设定来输出大的电力，另一方面在转速为γ以上的区域R2中，能够以输出电压28V的设定来输出大的电力。

这里，当例如交流发电机100的转速为图7的c(γ＜c)时，未图示的上位控制器判断所需的电力供给量(发电量)，对控制电路300发出与该电力供给量相对应的电压设定值的指令。在此时的电压指令为14V的情况下、即不需要增加发电量的情况下，控制电路300将DC/DC转换器202内的第二电路A2的MOSFET(MOS 2H以及MOS2L)设为始终导通状态，第一电路A1的MOSFET(MOS 1H和MOS1L、或者MOS 1H)设为始终关断状态，将交流发电机100的输出和DC/DC转换器202的输出设为短路状态。而且，通过以该状态如实施方式1中说明那样根据交流发电机100的励磁调整电路130来调整励磁线圈KCL的电流，将DC/DC转换器202的输出电压(V2)调整为14V。在该动作状态中，在DC/DC转换器202内不流过高频电流，因此能够实现电力损耗小的能量转移。

另一方面，在由未图示的上位控制器提供给控制电路300的电压指令为28V的情况下、即需要增加发电量的情况下，控制电路300如上述那样以LC谐振周期T来对DC/DC转换器202内的MOSFET进行导通关断控制，维持DC/DC转换器202的输出电压V2和从交流发电机100输出的电压V1的关系为V1＝2×V2。接着，控制电路300通过根据交流发电机100的励磁调整电路130来调整励磁线圈KCL的电流，将DCDC/DC转换器202的输出电压(V2)调整为14V。此时，交流发电机100的输出电压，成为比14V的两倍的28V略微大的值。

此外，当交流发电机100的转速为γ以下时，DC/DC转换器202内的第二电路A2的MOSFET(MOS 2H以及MOS 2L)设为始终导通状态，第一电路A1的MOSFET(MOS 1H和MOS 1L、或者MOS1H)设为始终关断状态，交流发电机100的输出和DC/DC转换器202的输出设为短路状态。

在该实施方式2中，与只由交流发电机100所构成的现有电源装置相比，也能够增加输出电力。此时，在DC/DC转换器202内流过高频电流，因此与上述电压指令为14V的动作相比，电力损耗将增加，但是DC/DC转换器202的电力转换效率高，因此当与实施方式1相比时，电力损耗变小。

另外，在该实施方式2中，DC/DC转换器202只是选择短路动作或者导通关断控制中的任意一个，交流发电机100只是始终将DC/DC转换器202的输出电压V2控制为规定值的14V。与实施方式1相比，电源装置的电压控制简单。而且，根据该控制方法的简单化，控制电路300变得简单，能够实现小型化、低成本化。

例如在汽车中，引擎转速1000rpm～3000rpm是通常经常使用的范围。如果此时也通过调整连接交流发电机100的转子和引擎旋转部的齿轮比来得到如图7所示的特性，则能够得到所期望的输出电力。

实施方式3.

图8是表示本发明的实施方式3中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图5所示的实施方式2的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

在该实施方式3的电源装置中，只有DC/DC转换器203的结构与实施方式2的情况不同。即构成DC/DC转换器203的能量转移用的电感器Lr，设在两电路A1、A2的连接点之间。即，电感器Lr设在电路A1的MOSFET(MOS 1H)的漏极端子和电路A2的MOS 2L的源极端子的连接点、以及平滑电容器Cs1、Cs2的连接点之间。电感器Lr的连接位置以外的结构与实施方式2(图5)相同，因此在此省略详细说明。

接着，说明DC/DC转换器203的动作。

提供给电路A1、A2的各MOSFET的四个栅极驱动信号Gate1L～Gate2H，与上述实施方式2相同。

这里，当根据向高压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate2H、Gate1H，作为电路A2、A1的高压侧MOSFET的MOS 2H、MOS 1H成为导通状态时，有电压差，因此蓄积在平滑电容器Cs2中的一部分能量，经由下面所示的路径转移到电容器Cr中。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{MOS}2H\⇒\mathrm{Cr}\⇒\mathrm{MOS}1H\⇒\mathrm{Lr}$

接着，当根据向低压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate2L、Gate1L，作为电路A2、A1的低压侧MOSFET的MOS 2L、MOS 1L成为导通状态时，有电压差，因此充电在电容器Cr中的能量，经由下面所示的路径转移到平滑电容器Cs1中。

$\mathrm{Cr}\⇒\mathrm{MOS}2L\⇒\mathrm{Lr}\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1L$

由此，根据电容器Cr的充放电，能量从平滑电容器Cs2转移到平滑电容器Cs1中。而且，DC/DC转换器203将输入到输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1降压为约1/2倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。

该实施方式3的电源装置中的DC/DC转换器203的动作基本与实施方式2的情况相同，因此电力损耗小于实施方式1的情况，另外与实施方式2相同，存在控制方法简单而实现控制电路300的小型化、低成本化这样的优点。

此外，具有该DC/DC转换器203的电源装置的整体动作、以及其它作用、效果与所述的实施方式2的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式4.

图9是表示本发明的实施方式4中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图5所示的实施方式2的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

在该实施方式4的电源装置中，只有DC/DC转换器204的结构与实施方式2、3的情况不同。即在该实施方式4中，构成DC/DC转换器204的电路A2的平滑电容器Cs2，连接到输入输出电压端子VaH、VaL之间。该平滑电容器Cs2的连接位置以外的结构与实施方式2(图5)相同，因此在此省略详细说明。

接着，说明DC/DC转换器204的动作。

电路A1、A2的各MOSFET的四个栅极驱动信号Gate1L～Gate2H，与上述实施方式2的情况相同。

这里，当根据向高压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate2H、Gate1H，作为高压侧MOSFET的MOS 2H、MOS 1H都成为导通状态时，有电压差，因此蓄积在平滑电容器Cs2中的一部分能量，经由下面所示的路径转移到电容器Cr中。

$\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{MOS}2H\⇒\mathrm{Cr}\⇒\mathrm{Lr}\⇒\mathrm{MOS}1H\⇒\mathrm{Cs}1$

接着，当根据向低压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate2L、Gate1L，作为低压侧MOSFET的MOS 2L、MOS 1L都成为导通状态时，有电压差，因此充电在电容器Cr中的能量，经由下面所示的路径转移到平滑电容器Cs1中。

$\mathrm{Cr}\⇒\mathrm{MOS}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1L\⇒\mathrm{Lr}$

这样，根据电容器Cr的充放电，能量从平滑电容器Cs2转移到平滑电容器Cs1中。而且，DC/DC转换器204将输入到输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1降压为约1/2倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。

如以上那样，该实施方式4的电源装置中的DC/DC转换器204的动作基本与实施方式2的情况相同，因此电力损耗小于实施方式1的情况，另外与实施方式2、3相同，存在控制方法简单而实现控制电路300的小型化、低成本化这样的优点。

此外，具有该DC/DC转换器204的电源装置的整体动作、以及其它作用、效果与所述的实施方式2的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式5.

图10是表示本发明的实施方式5中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图5所示的实施方式2的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

该实施方式5中的电源装置的DC/DC转换器205，除了实施方式2的结构之外，还与电路A2相邻地在电路A1相反侧设有电路A3。该电路A3与电路A1、A2相同，具备作为低压侧和高压侧开关元件的两个MOSFET(MOS 3L、MOS 3H)的串联体、以及并联连接在该串联体上的平滑电容器Cs3。而且，电路A1、A2、A3串联连接为三级，使电路A1、A2、A3中的第一电路A1作为整流电路进行动作，第二电路A2、第三电路A3作为驱动用逆变器电路进行动作。

电路A1、A2、A3内的各自两个MOSFET(MOS 1L、MOS 1H)、(MOS 2L、MOS 2H)、(MOS 3L、MOS 3H)的各连接点设为中间端子。而且，在第一电路A1的中间端子和第二电路A2的中间端子之间连接由能量转移用的电容器Cr12以及电感器Lr12的串联体所构成的LC串联体LC12，在第一电路A1的中间端子和第三电路A3的中间端子之间连接由能量转移用的电容器Cr13以及电感器Lr13的串联体所构成的LC串联体LC13。这种情况下的各LC串联体LC12、LC13的谐振周期设定为相同。此外，各MOSFET是在源极、漏极之间形成寄生二极管的功率MOSFET。

在各MOSFET(MOS 1L～MOS 3H)的栅极端子上，从控制电路300中分别提供六个栅极驱动信号Gate1L～Gate3H。各栅极驱动信号Gate1L～Gate3H，成为以相对应的MOSFET的源极端子电压为基准的电压信号。关于栅极驱动的定时，Gate1L、Gate2L、Gate3L相同，另外Gate1H、Gate2H、Gate3H相同。

接着，说明DC/DC转换器205的动作。

DC/DC转换器205将输入到输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1，降压为约1/3倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。

该DC/DC转换器205的降压动作，是通过根据来自控制电路300的各栅极驱动信号Gate1L～Gate3H驱动各电路A1、A2、A3来进行的。在这种情况下，如上述那样电路A2、A3作为驱动用逆变器电路进行动作，电路A1作为整流电路进行动作，所述整流电路对由驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，使能量向低电压侧转移。

首先，当根据向高压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate3H、Gate2H、Gate1H，作为高压侧MOSFET的MOS 3H、MOS 2H、MOS 1H都成为导通状态时，有电压差，因此蓄积在平滑电容器Cs2、Cs3中的一部分能量，经由下面所示的路径转移到电容器Cr12、Cr13中。

$\begin{array}{c}\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{MOS}3H\⇒\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{Lr}13\⇒\mathrm{MOS}1H\\ \mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{MOS}2H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{MOS}1H\end{array}$

接着，当根据向低压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate3L、Gate2L、Gate1L，作为低压侧MOSFET的MOS 3L、MOS 2L、MOS1L都成为导通状态时，有电压差，因此充电在电容器Cr12、Cr13中的能量，经由下面所示的路径转移到平滑电容器Cs1、Cs2中。

$\begin{array}{c}\mathrm{Cr}13\⇒\mathrm{MOS}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1L\⇒\mathrm{Lr}13\\ \mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{MOS}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1L\⇒\mathrm{Lr}12\end{array}$

由此，根据电容器Cr12、Cr13的充放电，能量从平滑电容器Cs2、Cs3转移到平滑电容器Cs1、Cs2中。而且，将输入到DC/DC转换器205的输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1降压为约1/3倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。此外，所输入的电压V1的电力，作为降压为电压V2的电力进行转移，因此，该电压V1成为比输出电压V2(14V)的三倍电压42V略微大的值。

关于该实施方式5的电源装置的DC/DC转换器205，也与实施方式2～4相同，存在其电力损耗与实施方式1相比小这样的优点。另外，与实施方式2～4相同，存在控制方法变得简单、实现了控制电路300小型化、低成本化这样的优点。并且，该实施方式5存在如下优点：通过将交流发电机100的输出和DC/DC转换器205的输出的电压比设为1∶3，能够进一步实现高输出化。

此外，应用于该实施方式5中的DC/DC转换器205的其它作用、效果与所述的实施方式2～4的情况相同，因此在此省略详细说明。

接着，说明由交流发电机100、DC/DC转换器205、控制电路300所构成的电源装置的整体动作。

图11表示作为一个例子在交流发电机100的输出电压为14V和42V时的转速和输出电力的关系。在图11中，14V的输出特性线(实线)和42V的输出特性线(虚线)的交点的转速设为δ。在交流发电机的转速为δ以下的区域R1中，当设定为输出电压14V时能够输出大的电力，在转速为δ以上的区域R2中，当设定为输出电压42V时能够输出大的电力。

接着，说明交流发电机100的转速为图11的d(δ＜d)时的动作。

未图示的上位控制器判断所需的电力供给量(发电量)，对控制电路300发出与该电力供给量相对应的电压设定值的指令。在此时的电压指令为14V的情况下、即不需要增加发电量的情况下，将DC/DC转换器205内的MOS 3H、MOS 3L、MOS 2H以及MOS 2L设为始终导通状态，MOS 1H和MOS 1L设为始终关断状态(或者只有MOS1H为始终关断状态)，交流发电机100的输出和DC/DC转换器205的输出设为短路状态。接着，通过如上述那样根据交流发电机100的励磁调整电路130来调整励磁线圈KCL的电流，将DC/DC转换器205的输出电压(V2)调整为14V。在该动作状态中，在DC/DC转换器205内不流过高频电流，因此能够实现电力损耗小的能量转移。

另一方面，在对控制电路300的电压指令为42V的情况下、即需要增加发电量的情况下，控制电路300如上述那样以LC谐振周期T来对DC/DC转换器205内的MOS 1L～MOS 3H进行导通关断控制，维持DC/DC转换器205的输出电压V2和从交流发电机100输出的电压V1的关系为V1＝3×V2。接着，通过根据交流发电机100的励磁调整电路130来调整励磁线圈KCL的电流，将DC/DC转换器205的输出电压(V2)调整为14V。此时，交流发电机100的输出电压，成为比14V的三倍的42V略微大的值。

此外，在该实施方式5中，如实施方式4那样，去除构成电路A3的平滑电容器Cs3，将该平滑电容器Cs3连接在输入电压端子VaH-VaL之间也能够同样地进行动作。

另外，该实施方式5的电源装置中的其它作用、效果与所述的实施方式2～4的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式6.

图12是表示本发明的实施方式6中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图10所示的实施方式5的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

在该实施方式6的电源装置中，只有DC/DC转换器206的结构与实施方式5的情况不同。包含在DC/DC转换器206中的电路A1、A2、A3内的两个MOSFET(MOS 1L、MOS 1H)、(MOS 2L、MOS 2H)、(MOS 3L、MOS 3H)的各连接点设为中间端子。而且，在第一电路A1的中间端子和第二电路A2的中间端子之间连接有能量转移用的由电容器Cr12以及电感器Lr12的串联体所构成的LC串联体LC12，另外，在第二电路A2的中间端子和第三电路A3的中间端子之间连接有能量转移用的由电容器Cr23以及电感器Lr23的串联体所构成的LC串联体LC23。此外，各LC串联体LC12、LC23的谐振周期变得相同。

接着，说明DC/DC转换器206的动作。

与实施方式5相同，通过由控制电路300所提供的六个各栅极驱动信号Gate1L～Gate3H来驱动电路A1、A2、A3。在这种情况下，第二电路A2以及第三电路A3作为驱动用逆变器电路进行动作，第一电路A1作为整流电路进行动作，所述整流电路对由驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，使能量向低电压侧转移，这点也与实施方式5相同。

首先，当根据向高压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate3H、Gate2H、Gate1H，作为高压侧MOSFET的MOS 3H、MOS 2H、MOS 1H都成为导通状态时，有电压差，因此蓄积在平滑电容器Cs1、Cs2中的一部分能量，经由下面所示的路径转移到电容器Cr12、Cr23中。

$\begin{array}{c}\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}3\⇒\mathrm{MOS}3H\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\\ \⇒\mathrm{MOS}1\mathrm{HCs}2\⇒\mathrm{MOS}2H\⇒\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}12\⇒\mathrm{MOS}1H\end{array}$

接着，当根据向低压侧MOSFET的栅极驱动信号Gate3L、Gate2L、Gate1L，作为低压侧MOSFET的MOS 3L、MOS 2L、MOS1L都成为导通状态时，有电压差，因此充电在电容器Cr12、Cr23中的能量，经由下面所示的路径转移到平滑电容器Cs1、Cs2中。

$\begin{array}{c}\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{Lr}23\⇒\mathrm{Cr}23\⇒\mathrm{MOS}3L\⇒\mathrm{Cs}2\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1\\ L\⇒\mathrm{Lr}12\mathrm{Cr}12\⇒\mathrm{MOS}2L\⇒\mathrm{Cs}1\⇒\mathrm{MOS}1L\⇒\mathrm{Lr}12\end{array}$

由此，根据电容器Cr12、Cr23的充放电，能量从平滑电容器Cs2、Cs3转移到平滑电容器Cs1、Cs2中。而且，DC/DC转换器206将输入到输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1降压为约1/3倍的电压V2(14V)来输出到输出电压端子VbH-VbL之间。

此外，在该实施方式6中，如实施方式4那样，去除构成电路A3的平滑电容器Cs3，将该平滑电容器Cs3连接在输入电压端子VaH-VaL之间也能够同样地进行动作。

另外，该实施方式6中，具备DC/DC转换器206的电源装置的整体动作与上述实施方式5相同，另外，其它作用、效果也与实施方式5相同，因此在此省略详细说明。

实施方式7.

图13是表示本发明的实施方式7中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图5所示的实施方式2的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

在所述的实施方式2～4中，不需要增加交流发电机100的发电量，交流发电机100的输出电压从28V变更为14V的情况下，变更为电路A2的MOS 2H、MOS 2L为始终导通、电路A1的MOS 1H和MOS1L为始终关断(或者MOS 1H始终关断)来使交流发电机100的输出和DC/DC转换器202～204的输出短路。此时，当MOS 2H和MOS2L进行导通动作时，在实施方式2以及3中施加在电容器Cs2的两端之间的电压从14V变化为0V，在实施方式4中从28V变化为14V，因此一瞬间有大电流流过DC/DC转换器的电路。根据该脉冲状的大电流，DC/DC转换器的电路元件过度发热，有时电路元件劣化。作为其对策，在实施方式7中，通过附加由两个MOSFET(MOSx、MOSy)所构成的开关电路SW，防止该脉冲状的大电流流过DC/DC转换器的电路。

图13作为一个例子表示对实施方式2(图5)的结构上附加上述改善时的实施方式7的DC/DC转换器207的电路结构。

实施方式7的DC/DC转换器207(图13)和实施方式2(图5)的DC/DC转换器的不同点在于，附设由两个MOSFET(MOSx、MOSy)所构成的开关电路SW，并且从控制电路300中输出用于驱动上述两个MOSFET的栅极驱动信号Gatex、Gatey，并输入到各MOSFET(MOSx、MOSy)的栅极端子中。

在图13中，MOSx的源极端子连接在低压侧的输入输出电压端子VaL、VbL上，MOSx的漏极端子连接在MOSy的源极端子和平滑电容器Cs2的低压侧端子上。MOSy的漏极端子连接在高压侧的输出电压端子VbH上。平滑电容器Cs2的低压侧端子连接在两个MOSx以及MOSy的连接点上，高压侧端子连接在输入电压端子VaH上。

在上述DC/DC转换器207中，在进行从输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1(28V)降压为输出电压端子VbH-VbL之间的电压V2(14V)的电力转换动作的情况下，使MOSy为导通，MOSx为关断。此时的连接方式与实施方式2相同。由此，DC/DC转换器207的动作与实施方式2的情况相同。

另外，在进行使交流发电机100的输出和DC/DC转换器207的输出短路的动作的情况下，尽管MOS 2H和MOS 2L设为始终导通、MOS 1H和MOS 1L设为始终关断(或者MOS 1H设为始终关断)，但是在这种情况下，将开关电路SW的MOSy设为关断，MOSx设为导通。由此，平滑电容器Cs2与平滑电容器Cs1并联连接。因此，当交流发电机100的输出电压从28V变化为14V时，在平滑电容器Cs1以及Cs2中分别蓄积14V的电压，因此在该从28V到14V的变化时，不产生从平滑电容器Cs2向平滑电容器Cs1的大电流。

该实施方式7的DC/DC转换器207除了附加开关电路SW这点之外，能够进行与实施方式2～6相同的降压动作，因此与实施方式1相比，DC/DC转换器207的电力损耗小，另外与实施方式2～6相同，存在控制方法变得简单、实现控制电路300小型化、低成本化这样的优点。

此外，具备该DC/DC转换器207的电源装置的整体动作，除了上述说明以外与实施方式2相同。另外，其它结构、以及作用、效果也与实施方式2的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式8.

图14是表示本发明的实施方式8中的电源装置所具备的DC/DC转换器的结构的电路图，对于与图10所示的实施方式5的结构相对应或者相当的部分，标记相同的符号。

在该实施方式8的电源装置中，DC/DC转换器208的结构与实施方式5不同。在所述的实施方式5、6中，交流发电机100的输出电压V1能够设为14V、42V。但是，在该实施方式8中，能够将交流发电机100的输出电压V1设为14V、28V、42V。由此，能够更细致地控制交流发电机100的电流，能够抑制发热。

在图14的实施方式8的DC/DC转换器208中，与图10的实施方式5的DC/DC转换器的不同点在于，附设由两个MOSFET(MOSx1、MOSy1)所构成的开关电路SW1、由两个MOSFET(MOSx2、MOSy2)所构成的开关电路SW2，并且从控制电路300中输出用于驱动这些MOSFET的栅极驱动信号Gatex1、Gatey1、Gatex2、Gatey2，并输入到各MOSFET(MOSx1、MOSy1、MOSx2、MOSy2)的栅极端子中。此外，在该实施方式8中，在MOSy1、MOSy2的开关元件中使用MOSFET，因此与使用二极管相比，能够降低导通损耗，能够提高电力转换的效率。

在图14的DC/DC转换器208中，MOSx1的源极端子连接在输出电压端子VbH上，MOSx1的漏极端子连接在MOSy1的源极端子和输入电压端子VaH上。MOSy1的漏极端子连接在MOSx2的漏极端子和MOSy2的源极端子上。MOSx2的源极端子，与MOS 2H的漏极端子和MOS 3L的源极端子相连接。MOSy2的漏极端子，连接在平滑电容器Cs3的高电压侧端子和MOS 3H的漏极端子上。

接着，说明DC/DC转换器208的动作。

与实施方式5相同，通过由控制电路300所提供的六个各栅极驱动信号Gate1L～Gate3H来驱动电路A1、A2、A3。在这种情况下，第二电路A2以及第三电路A3作为驱动用逆变器电路进行动作，第一电路A1作为整流电路进行动作，所述整流电路对由驱动用逆变器电路驱动的电流进行整流，使能量向低电压侧转移。

在进行从输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1(42V)降压为输出电压端子VbH-VbL之间的电压V2(14V)的电力转换动作的情况下，使MOSx1为关断，MOSy1为导通，MOSx2为关断，MOSy2为导通。此时的电路连接方式与实施方式5相同。由此，DC/DC转换器208的动作与实施方式5的情况相同。

在进行从输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1(28V)降压为输出电压端子VbH-VbL之间的电压V2(14V)的电力转换动作的情况下，使MOSx1为关断，MOSy1为导通，MOSx2为导通，MOSy2为关断。此时的连接方式与实施方式2相同。由此，DC/DC转换器208的动作与实施方式2的情况相同。

在从输入电压端子VaH-VaL之间的电压V1(14V)对输出电压端子VbH-VbL之间的电压V2(14V)进行短路的情况下，使MOSx1为导通，MOSy1为关断，MOSx2为关断，MOSy2为关断。

如以上那样，根据该实施方式8，能够将交流发电机100的输出电压V1设为14V、28V、42V，因此能够更细致地控制交流发电机100的电流，能够抑制发热。另外，该实施方式8的DC/DC转换器208除了附加开关电路SW1、SW2这点之外，能够进行与实施方式2和5相同的降压动作，因此与实施方式1相比，DC/DC转换器208的损耗小，另外与实施方式2和5相同，存在控制方法变得简单、实现控制电路300小型化、低成本化这样的优点。

此外，具备该DC/DC转换器208的电源装置的整体动作，除了上述说明以外与上述实施方式2和5相同。另外，其它结构、以及作用、效果也与实施方式2和5的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式9.

本发明的实施方式9中的电源装置，与实施方式1相比，交流发电机的结构不同。尽管在实施方式1中说明了通过励磁调整电路130来调节交流发电机100的输出电压的三相交流发电部110，但是在本实施方式中，说明本发明在具有例如永磁式的三相交流发电部的交流发电机中的应用，所述三相交流发电部不具有调整交流发电机的输出电压的功能。

图15是表示本发明的实施方式9中的电源装置所具备的交流发电机101的结构的电路图。本实施方式的交流发电机101具备：永磁式三相交流发电部111、以及与实施方式1相同的整流器120。三相交流发电部111具备：定子绕组UCL、VCL、WCL、以及在铁等磁性金属的转子铁芯中嵌入磁铁的转子。

在具有这种三相交流发电部111的电源装置中，也与实施方式1相同，在可以减小交流发电机101的输出电力的情况下，使用DC/DC转换器201内的开关来使DC/DC转换器201的输入输出电压端子VaH和VbH短路，向电负荷、蓄电池提供能量。另外，在要实现交流发电机101的高输出化的情况下，控制DC/DC转换器201使得交流发电机101的输出电压V1变得比DC/DC转换器201的输出电压V2大。即控制电路300检测输出电压端子VbH的电压V2。而且，控制电路300比较所检测的电压V2和目标电压(例如14V)，确定输入到MOSFET(MOS 0)的栅极端子中的栅极驱动信号Gate0的占空比。控制电路300在检测电压V2小于目标电压的情况下，进行调整使得栅极驱动信号Gate0的占空比变大，在检测电压V2大于目标电压的情况下，进行调整使得栅极驱动信号Gate0的占空比变小。

此外，具备本实施方式的交流发电机101的电源装置的整体动作、以及其它作用、效果与实施方式1的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式10.

本发明的实施方式10中的电源装置，与实施方式2～8相比，交流发电机的结构不同。本实施方式的交流发电机102，具备：与实施方式9相同的永磁式三相交流发电部111、用于通过对三相交流发电部111的输出端子之间进行短路控制来调整输出电力的短路电路140、以及与实施方式2相同的整流器120。尽管在实施方式2中通过励磁调整电路130来调节交流发电机100的输出电压，但是在本实施方式中，通过短路电路140来调节交流发电机102的输出电压。

图16是表示本发明的实施方式10中的电源装置所具备的交流发电机102的结构的电路图。

在图16中，短路电路140具备MOSFET、晶闸管、IGBT等开关元件。在此，说明作为开关元件使用MOSFET时的电路连接的详细情况。短路电路140具备MOSFET(MOSU、MOSV、MOSW)。MOSU的漏极连接在构成整流器120的二极管DUL的阴极上，源极连接在输出电压端子VxL上。MOSV的漏极连接在构成整流器120的二极管DVL的阴极上，源极连接在输出电压端子VxL上。MOSW的漏极连接在构成整流器120的二极管DWL的阴极上，源极连接在电压端子VxL上。在MOSU、MOSV、MOSW的栅极中，从控制电路300中分别输入栅极驱动信号。

而且，控制电路300检测整流器120或者DC/DC转换器的输出电压，将栅极驱动信号输出到MOSU、MOSV、MOSW中。此时，控制电路300通过根据MOSU、MOSV、MOSW的开关控制来使三相交流发电部111的输出端子短路或者开放，将三相交流发电部111的输出电压控制为规定值，得到所期望的电力供给量。

在实施方式2～8的DC/DC转换器的结构中，输入输出电压比固定为1/n(n为自然数)，因此无法进行输出电力的连续调整。此外，在实施方式1中能够通过交流发电机或者DC/DC转换器来调整输出电力。在实施方式2～8中，能够通过交流发电机来调整输出电力。在实施方式9中，能够通过DC/DC转换器来调整输出电力。在本发明的实施方式10中，设有短路电路140，通过使三相交流发电部111的输出端子之间短路或开放来调整输出电力。

此外，具备该交流发电机102的电源装置的整体动作、以及其它作用、效果，与实施方式2～8的情况相同，因此在此省略详细说明。

实施方式11.

在上述的实施方式1～10中，说明了使用交流发电器(alternator)等交流发电机、永磁式交流发电机的电源装置。在本实施方式中，如图17所示，也可以针对具备不仅有发电功能还具有动力运转功能的例如怠速停止(idle reduction)用电动发电机(motor generator)112、和由MOSFET(MOSUH～MOSWL)等半导体元件所构成的逆变器121的系统，组合由上述实施方式所说明的DC/DC转换器来进行上述说明的动作，从而在发电时增加输出。

另外，在上述实施方式1～11中，举出车辆用的电源装置为例来进行了说明，但是只要是包含发电机的系统，则也能够应用于车辆用以外。

本发明的电源装置不仅能应用于车辆用的电源装置，还能够广泛地应用于包含发电机的系统中。

Claims (17)

1.一种电源装置，具备：

交流发电机，具有交流发电部和将在所述交流发电部产生的交流电压整流为直流的输出电压并输出的整流器；以及

DC/DC转换器，将所述整流器的输出电压转换为电压值不同的直流电压并输出，

其中，根据所述交流发电部的转速和向连接到所述DC/DC转换器的电负荷的电力供给量，使所述整流器的输出电压大于所述DC/DC转换器的输出电压，并且通过所述DC/DC转换器进行降压并输出。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，

检测所述整流器或者所述DC/DC转换器的输出电压，来调整所述交流发电部的励磁线圈的激磁电流，使所述整流器的输出电压成为规定值来控制电力供给量。

3.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于，

所述交流发电机是所述交流发电部具有动力运转功能的电动发电机，代替所述整流器而设有逆变器，通过所述逆变器将在所述电动发电机中产生的交流电压整流为直流的输出电压并输出。

4.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，

具备短路电路，该短路电路检测所述整流器或者所述DC/DC转换器的输出电压，通过开关动作使所述交流发电部的输出端子短路或者开放，从而使输出电压平均地成为规定值来控制电力供给量。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器具备开关元件，该开关元件对连接到所述整流器的输出侧的输入电压端子和连接到所述电负荷侧的输出电压端子之间的连接进行导通/关断控制，

在所述电力供给量大于预先设定的值的情况下，通过所述开关元件的导通/关断控制来进行降压动作，而在所述电力供给量小于预先设定的值的情况下，停止由所述开关元件进行的降压动作来输出所述整流器的输出电压。

6.根据权利要求5所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器具备电感器，该电感器的磁能的蓄积量或者释放量是根据所述开关元件的导通/关断控制以时间间隔被控制的。

7.根据权利要求5所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器具备能量转移用的电容器，该电容器通过基于所述开关元件的导通/关断控制的充放电来转移能量。

8.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器在所述输入电压端子和所述输出电压端子之间设有多个电路，该多个电路由作为所述开关元件的高压侧和低压侧的开关元件的串联体和与该串联体并联连接的平滑电容器构成，将各电路中的至少一个作为整流电路，将其它电路作为驱动用逆变器电路，来使所述各电路相互串联连接，并且将所述各电路内的所述高压侧和低压侧的各开关元件的连接点作为中间端子，在所述各电路的中间端子之间配设所述能量转移用的电容器。

9.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器省略构成连接到所述输入电压端子的高电压侧的驱动用逆变器电路的所述平滑电容器，代替地在所述输入电压端子之间连接平滑电容器。

10.根据权利要求8或者9所述的电源装置，其特征在于，

所述能量转移用的电容器分别连接在所述整流电路和所述驱动用逆变器电路之一间的所述各中间端子之间。

11.根据权利要求8或者9所述的电源装置，其特征在于，

所述能量转移用的电容器分别连接在相互邻接的所述各电路的所述中间端子之间。

12.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于，

在所述DC/DC转换器中，所述整流电路和所述驱动用逆变器电路分别是单一的，并且具备由高压侧开关元件和低压侧开关元件的串联体构成的开关电路，且使构成所述驱动用逆变器电路的平滑电容器的低压侧端子连接到所述开关电路内的高压侧开关元件和低压侧开关元件的连接点。

13.根据权利要求12所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器在对所述整流器的输出电压进行降压并输出的情况下，使所述开关电路的高压侧开关元件为导通，使低压侧开关元件为关断，在不对所述整流器的输出电压进行降压而直接输出的情况下，使所述开关电路的低压侧开关元件为导通，使高压侧开关元件为关断。

14.根据权利要求8～13中任一项所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器在所述能量转移用的电容器进行充放电的路径内配设电感器。

15.根据权利要求14所述的电源装置，其特征在于，

将由所述各能量转移用的电容器的电容器容量和所述各电感器的电感所确定的谐振周期设定为彼此相等。

16.根据权利要求8或者9所述的电源装置，其特征在于，

所述DC/DC转换器具备开关电路，该开关电路将构成所述DC/DC转换器的所述各电路的高压侧端子和所述DC/DC转换器的高压侧的输入电压端子之间控制为连接或者非连接。

17.根据权利要求5～16中任一项所述的电源装置，其特征在于，

所述各开关元件是在源极/漏极之间具有寄生二极管的功率MOSFET或者将二极管反并联连接的元件。

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