JP2006074965A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小容量直流電力源からの入力一次電圧でスイッチング・コンバータのスイッチング素子に過大な電流が流れないように、電流検出素子を用いずに制御すること。
【解決手段】スイッチング・コンバータは、直流電力源１からの入力一次電圧をオン・オフさせるＦＥＴ３０およびこのＦＥＴ３０のオン・オフに応じて充放電されるチョークコイル３１を含む。スイッチング部１３は、出力電圧検出部１２で検出した出力電圧を目標電圧に収斂するようにＦＥＴを駆動する。入力一次電圧とＦＥＴ３０のデューティ比とチョークコイル３１のインダクタンスとからＦＥＴ３０に流れる電流Ｉを算出する手段を設ける。スイッチング部１３は、推定電流値Ｉが許容電流値以上にならないように設定されたデューティ比でＦＥＴ３０を駆動するか、推定電流値Ｉが許容電流値以上ではスイッチングを停止する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電源装置に関し、特に、電圧安定化のために設けられるスイッチング・コンバータのスイッチング素子を保護する機能を有する電源装置に関するものである。

図５は、チョッパ式の昇圧レギュレータを構成したときの電力ラインを含む従来の電源装置の一例を示すブロック図である。直流電力源１００からの入力一次電圧は、スイッチング・コンバータ１１０に入力される。

スイッチング・コンバータ１１０は、スイッチング素子１１１、コイル１１２、ダイオード１１３、並びに平滑コンデンサ１１４，１１５からなる。スイッチング・コンバータ１１０に入力された電圧により、スイッチング素子１１１のオン期間にコイル１１２にエネルギが貯えられ、スイッチング素子１１１のオフ期間に、そのエネルギはダイオード１１３を介して放出される。エネルギ放出時には、このエネルギは入力電圧に重畳されるので昇圧作用を生じる。スイッチング・コンバータ１１０の出力はインバータ１２０で所定の交流に変換されて電源装置の出力となる。

このような電源装置のスイッチング・コンバータは、直流電力源１００がエンジン発電機で発電された電力を直流変換したものであったり、小型燃料電池であったりして、比較的出力容量が大きくない場合にインバータの入力電圧を安定に維持するために用いられることが多い。

このスイッチング・コンバータ１１０は、出力電圧を安定に維持するために、次のようなフィードバック制御が行われている。誤差増幅部１３０で、スイッチング・コンバータ１１０の出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの偏差を増幅し、さらに、この偏差を比較部１３１で所定の許容誤差と比較する。そして、許容誤差内に偏差が収まるようにデューティ比（オン時間デューティ比）を決定し、このデューティ比に従ってスイッチング部１３２でスイッチング素子１１１を駆動する。

このデューティ制御において、スイッチング素子１１１の保護回路を設ける場合、この保護回路には、出力電圧を所定値に維持した状態、つまり出力を停止させないで過電流から保護する機能が要求される。そこで、電圧検出型の短絡保護回路ではなく、スイッチング素子１１１の通電状態を検出してスイッチング素子１１１の動作を制限する回路が必要である。図５の例では、そのための電流検出器１３３とスイッチング素子１１１の動作を制限する制限部１３４が設けられている。スイッチング・コンバータの例は、特開２００２−６４９７６号公報や、特開２００４−４０８５８号公報等に開示されている。
特開２００２−６４９７６号公報 特開２００４−４０８５８号公報

前記電流検出器を設けると、直流電流による損失が発生するという問題があり、上記特開２００２−６４９７６号公報に開示されたコンバータでも、損失低減の工夫がなされている。しかし、まだ十分に改善できたとはいえないし、電流検出器等の電流検出系回路が必要になり、部品点数も大幅に増加してしまうという問題がある。

本発明の目的は、前記の課題を解決し、部品点数の削減と負荷への安定した電力供給を可能にする電源装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、本発明は、エンジン駆動発電機や電池等の直流電力源からの入力一次電圧をスイッチング素子でオン・オフさせ、このオン・オフに応じてリアクトルを充放電させて出力電圧を調整することができるスイッチング・コンバータを有する電源装置において、前記出力電圧値を検出して、この出力電圧値を目標電圧値に収斂するように前記スイッチング素子を駆動するスイッチング手段と、入力一次電圧と前記スイッチング素子のデューティ比とを使って前記スイッチング素子に流れる電流値を推定する電流値推定手段とを備え、推定された前記電流値に基づいて、この推定電流値が所定の許容電流値以上とならないように前記スイッチング素子を駆動するように構成された点に第１の特徴がある。

また、本発明は、前記スイッチング手段が、前記推定電流値が所定の許容電流値以上になった場合に前記スイッチング素子の駆動を停止するように構成された点に第２の特徴がある。

また、本発明は、前記スイッチング・コンバータの出力電圧を所定周波数の交流に変換して負荷側へ出力するインバータをさらに具備した点に第３の特徴がある。

本発明によれば、入力一次電圧とデューティ比とインダクタンス等、電流検出以外の検出手法で検出された値からスイッチング素子に流れる電流値を推定し、この推定電流値に基づいてスイッチング素子を許容電流値以内で駆動することができるので、電流検出素子を設けることなくスイッチング素子を保護することができる。電流検出素子を設けないので、電流検出素子を設けるのに比べて回路損失を低減することができるし、部品点数も削減できる。

特に、本発明によれば、スイッチング素子を過電流から保護するために、推定電流値が許容電流値を超えないようにスイッチング素子が制御されるし、推定電流値が許容電流値以上ではスイッチング素子の駆動が停止される。

また、本発明によれば、例えば、エンジン発電機を含む電力源や、小型燃料電池など、出力容量が比較的小さくて、インバータに接続される負荷の影響を受けやすい直流電力源であっても、スイッチング・コンバータでインバータへの入力電圧を安定させることができる。したがって、負荷への安定した電力供給が可能となる。

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。図２は、本発明の一実施形態に係る電源装置の概念を示すブロック図である。ここでは、発電機を備えた発電装置として電源装置が具現化されている。同図において、発電機１は、例えば、図示しないエンジンによってロータが駆動される３相の多極磁石式エンジン発電機である。発電機１は、エンジン始動用電動機として動作することもできる電動機兼用発電機とすることができる。

整流回路２は、ブリッジ接続された整流素子を有し、発電機１の出力を全波整流する。整流素子には、ＦＥＴなどのスイッチング素子が並列接続されている。

これらのスイッチング素子は、発電機用エンジンを始動する際には、発電機１を電動機として駆動するよう制御される。整流回路２のスイッチング素子のオン、オフにより、バッテリ５から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４を介して印加される直流電圧を３相のＡＣ電圧に変換して発電機１に供給することができる。つまり、整流回路２は、電動機の駆動用インバータとしての機能を有する。

逆変換部３は、ＤＣレギュレータ（スイッチング・コンバータ）３−１とインバータ３−２とを有し、整流回路２の出力を所定周波数の交流電力に変換して出力する。このスイッチング・コンバータ３−１は、発電機１やバッテリ５の出力変動がインバータ３−２の入力電圧に影響を及ばないようにする機能を有する。インバータ３−２には、一時的に大きい電流が流れる水銀灯や電動機等を含めた種々の負荷２０が接続される。

バッテリ５は、発電機１の電力による直流電源に対し、必要に応じて補助電力を供給する外部直流電源である。バッテリ５の電圧を昇圧して逆変換部３に印加するため、整流回路２の出力側つまり逆変換部３の入力側に昇圧型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４が接続される。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、整流回路２の出力つまり発電機出力が十分であり、かつバッテリ５の残量が少ないときに、整流回路２の出力でバッテリ５を充電する機能を有する。以下では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４のバッテリ５側を一次側、整流回路２側を二次側と呼ぶことがある。バッテリ５は、例えば、エンジン始動用モータ用に一般的に使用されている１２Ｖのバッテリである。

上記電源装置の動作を説明する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、一次側と二次側とが完全同期するように同一の駆動信号で駆動する。この駆動形態により双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、以下に説明するように双方向で電力変換を行うものとなる。

エンジンの始動時、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４のトランスの巻線比による一次側と二次側との相対電圧差に基づいて、バッテリ５のＤＣ電圧が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４で昇圧され、昇圧されたＤＣ電圧が駆動用インバータ（整流回路）２に与えられる。駆動用インバータ２は、図示しない制御部からの始動指令によってスイッチング駆動され、このＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換して発電機１に与え、発電機１をエンジン始動用電動機として起動する。

エンジンが始動すると、発電機１はエンジンにより駆動され、駆動用インバータ２のスイッチング動作は停止される。発電機１の出力は、整流回路（駆動用インバータ）２で整流され、逆変換部３のスイッチング・コンバータ３−１で電圧調整され、さらにインバータ３−２で所定周波数の交流電力に変換されて出力される。

過負荷状態でないときには、整流回路２から負荷量に対して十分な出力が得られており、発電機１のみによって負荷へ電力が供給される。このとき、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４を通してバッテリ５から電力は供給されない。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４は整流回路２の出力側に接続されているため、過負荷状態でなくて、バッテリ５の残量が少なければ、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４を通して整流回路２の出力によりバッテリ５は充電される。すなわち、バッテリ５の変換出力が整流回路２の出力電圧より低ければ、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４のトランスの巻線比による一次側と二次側の相対電圧差に基づいて、バッテリ５が整流回路２の出力で充電されるように電力変換が行われる。

一方、負荷量が増加して発電機１の出力では負荷に対応しきれなくなると、整流回路２の出力が低下する。この低下に伴い双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４の一次側から二次側への電力変換が行われ、バッテリ５からも電力が供給されるようになる。したがって、負荷量が増加した場合は、発電機１の変換出力にバッテリ５の変換出力が重畳され、発電機１がバッテリ５にアシストされた形で負荷へ電力が供給される。また、発電機１が停止しているときには、バッテリ５単独で双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４、逆変換部３を通して負荷２０に電力を供給することが可能である。

図３は、本発明に係る発電装置の一実施形態の具体的な回路図であり、図２と同一あるいは同等部分には同じ番号を付してある。３相の発電機１は、エンジン（図示せず）に連結される。発電機１の出力側は、駆動用インバータ２に接続される。駆動用インバータ２は、例えば、ＦＥＴなどの６つのスイッチング素子（以下、ＦＥＴと記す。）２−１〜２−６をブリッジ接続して構成される。

ＦＥＴ２−１〜２−６のそれぞれには、ダイオードなどの整流素子Ｄ１〜Ｄ６が並列に接続されて整流回路２を構成する。これらの整流素子Ｄ１〜Ｄ６は、これらがＭＯＳ−ＦＥＴの場合、ＭＯＳ−ＦＥＴの構造上生じる寄生ダイオードであってもよいし、別途接続されるダイオードであってもよい。

整流回路２の出力側は、逆変換部３のスイッチング・コンバータ３−１に接続される。図３の例では、スイッチング・コンバータ３−１は降圧型であり、例えばＦＥＴ３０、チョークコイル３１、コンデンサ３２，３３、ダイオード３４などを含み、インバータ３−２は、例えば４つのＦＥＴ３−２−１〜３−２−４をブリッジ接続して構成される。

整流回路２と逆変換部３の接続点は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４の二次側に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の一次側は、バッテリ５に接続される。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、バッテリ５と整流回路２の出力との間で双方向に電力を融通するものであり、一次側の低圧側巻線４−１−１と二次側の高圧側巻線４−１−２を備えるトランス４−１含む。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４の昇圧比は、低圧側巻線４−１−１と高圧側巻線４−１−２の巻線比により決定される。

低圧側スイッチング部４−２は、低圧側巻線４−１−１側に挿入され、高圧側スイッチング部４−３は、高圧側巻線４−１−２側に挿入される。低圧側スイッチング部４−２は、例えば、４つのＦＥＴ４−２−１〜４−２−４をブリッジ接続して構成され、高圧側スイッチング部４−３も同様に４つのＦＥＴ４−３−１〜４−３−４で構成される。

低圧側スイッチング部４−２および高圧側スイッチング部４−３の各ＦＥＴ４−２−１〜４−２−４、４−３−１〜４−３−４にはダイオードなどの整流素子Ｄ７〜Ｄ１０、Ｄ１１〜Ｄ１４が並列接続される。これらの整流素子Ｄ７〜Ｄ１０、Ｄ１１〜Ｄ１４もＦＥＴの寄生ダイオードであってもよいし、別途接続したダイオードでもよい。並列接続された整流素子Ｄ７〜Ｄ１０、Ｄ１１〜Ｄ１４を合わせれば、低圧側スイッチング部４−２および高圧側スイッチング部４−３はそれぞれ、スイッチング・整流部と考えることができる。

トランス４−１の高圧側巻線４−１−２側にはＬＣ共振回路４−４が挿入される。ＬＣ共振回路４−４は、低圧側スイッチング部４−２および高圧側スイッチング部４−３の少なくとも一方が駆動されたときに流れる電流を正弦波状にし、スイッチング損失を低減し、また、大電流によるＦＥＴ破壊を招かないように機能する。これは、正弦波状の電流の零クロス点付近でＦＥＴをオン、オフさせることができるからである。なお、ＬＣ共振回路４−４は、二次側ではなく一次側に設けてもよい。

低圧側スイッチング部４−２のＦＥＴ４−２−１〜４−２−４および高圧側スイッチング部４−３のＦＥＴ４−３−１〜４−３−４は、ＣＰＵなどからなる制御回路（図示せず）によりスイッチング制御される。なお、一次側および二次側に接続されているコンデンサ６、７は、出力平滑用コンデンサである。

次に、図３に従って動作を説明する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４が双方向で電力変換を行うように、その低圧側スイッチング部４−２と高圧側スイッチング部４−３とを同一の信号で駆動して完全同期させる。この駆動は、周知のように、低圧側スイッチング部４−２においてはＦＥＴ４−２−１と４−２−４のペア、ＦＥＴ４−２−２と４−２−３のペアを交互にオン、オフし、高圧側スイッチング部４−３においてはＦＥＴ４−３−１と４−３−４のペア、ＦＥＴ４−３−２と４−３−３のペアを交互にオン、オフすることで行われる。

エンジンの始動時には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４の一次側から二次側への電力変換が行われ、これにより昇圧されたバッテリ５のＤＣ電圧が駆動用インバータ（整流回路）２に与えられる。駆動用インバータ２は、このＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換して発電機１に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。この起動は、駆動用インバータのＦＥＴ２−１〜２−６を周知のようにＰＷＭ駆動することにより行われる。この際、発電機（電動機）１の動きに従って生じる逆起電圧で電流分配が変化することを利用して位相判別し、センサレス制御で同期駆動することができる。

エンジンが始動すると、発電機１はエンジンにより駆動されて出力を発生する。発電機１の出力は、整流回路（駆動用インバータ）２で整流される。このとき、駆動用インバータを構成するＦＥＴ２−１〜２−６は駆動されず、発電機１の出力は、整流回路２の整流素子Ｄ１〜Ｄ６で全波整流される。整流回路２の出力は、逆変換部３のスイッチング・コンバータ３−１で平滑・調整され、さらにインバータ３−２で所定周波数の交流電力に変換されて出力される。スイッチング・コンバータ３−１のＤＣレギュレートは、ＦＥＴ３０をＰＷＭ変調することにより行われる。

バッテリ５の残量が少なければ、図２に関して説明したように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４で降圧された整流回路２の出力でバッテリ５が充電される。また、負荷量の増大時に発電機１の出力だけでは負荷に対応しきれなくなると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４を通してバッテリ５からも負荷に電力が供給される。

このように双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、トランス４−１の巻線比による一次側と二次側の相対電圧差に従い一次側と二次側とで電力のやり取りを行い、相互に電力を融通する。

続いて、スイッチング・コンバータ３−１の制御について説明する。図１は、制御部を含むスイッチング・コンバータ３−１のブロック図であり、図３と同一または同等部分には同一符号を記した。図１において、制御部８は、出力電圧検出部９、誤差増幅部１０、基準電圧発生部１１、デューティ比設定部１２、スイッチング部１３、および入力電圧検出部１４からなる。

出力電圧検出部９は、スイッチング・コンバータ３−１の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して誤差増幅部１０に入力する。基準電圧発生部１１は出力電圧Ｖｏｕｔを制御するための基準電圧Ｖｒｅｆを誤差増幅部１０に入力する。誤差増幅部１０は、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を増幅してデューティ比設定部１２に入力する。デューティ比設定部１２は、前記偏差が許容誤差内に収まるように決定したデューティ比Ｄ（Ｄ＝オン時間Δｔ／キャリア周期Ｔ）をスイッチング部１３に供給する。スイッチング部１３は、このデューティ比Ｄに従ってＦＥＴ３０を駆動する。

スイッチング部１３の指令に従ってＦＥＴ３０がオンになったとき、入力電圧Ｖｉｎによる電流Ｉによってチョークコイル３１に電気エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサ３３も充電される。一方、ＦＥＴ３０がオフになったときには、チョークコイル３１およびコンデンサ３３に蓄積されているエネルギが負荷側（インバータ３−２側）へ放出される。

このＦＥＴ３０のデューティ比Ｄの制御において、ＦＥＴ３０の保護のために入力電圧検出部１４で検出されるスイッチング・コンバータ３−１の入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔが使用される。すなわち、後述する推定電流値Ｉが予め設定された許容電流値Ｉｐを超えないように、ＦＥＴ３０のデューティ比を決定する。また、推定電流値Ｉが許容電流値Ｉｐに対して予め設定した許容電流値Ｉｐを超えないように、この許容電流値Ｉｐに対して予定の範囲内まで推定電流値Ｉが至ったときにＦＥＴ３０のスイッチング動作を停止するようにしてもよい。

図４は、スイッチング・コンバータ３−１を昇圧型に構成した例を示すブロック図であり、図１と同符号は同一または同等部分を示す。昇圧型スイッチング・コンバータは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧させて出力電圧Ｖｏｕｔとするために、ＦＥＴ３０がチョークコイル３１と並列に接続されている点で、図１の降圧型スイッチング・コンバータと異なる。

ＦＥＴ３０がオンになると、そのオン時間Δｔ中にスイッチング・コンバータ３−１ａに入力された電圧Ｖｉｎにより、チョークコイル３１にエネルギが貯えられ、ＦＥＴ３０のオフ時間に、そのエネルギはダイオード３４を介して放出される。エネルギ放出時には、このエネルギは入力電圧Ｖｉｎに重畳されて昇圧作用を生じさせる。

なお、この昇圧型スイッチング・コンバータ３−１でも、降圧型スイッチング・コンバータ３−１と同様、推定電流値Ｉが許容電流値Ｉｐを超えないようにデューティ比Ｄが決定される。なお、昇圧型スイッチング・コンバータ３−１では、後述するように、出力電圧Ｖｏｕｔは使用しないで推定電流値Ｉを推定することができる。

上記降圧型および昇圧型スイッチング・コンバータ３−１において、ＦＥＴ３０を保護するために、ＦＥＴ３０に流れる電流を推定する計算式を挙げる。

まず、図４の昇圧型スイッチング・コンバータ３−１における推定電流値の計算式を説明する。昇圧型スイッチング・コンバータ３−１では、入力電圧Ｖｉｎが印加されており、チョークコイル３１がインダクタンスＬを有している回路では、オン時間ΔｔにおけるＦＦＴ３０に流れる電流変化量ΔＩは、次式で求められる。ΔＩ＝Ｖｉｎ／Ｌ×Δｔ…式１。推定電流値Ｉは前回のＦＥＴ３０のスイッチング時の電流推定値Ｉ-1に電流変化量ΔＩを加算した値として、次式で求められる。Ｉ＝ΔＩ＋Ｉ-1…式２。また、オン時間Δｔはデューティ比Ｄとキャリア周期Ｔによって次式で求められる。Δｔ＝Ｄ×Ｔ…式３。これらの式により、デューティ比ＤでＦＦＴ３０を駆動した場合にＦＦＴ３０に流れる電流値は次式を使って推定することができる。Ｉ＝Ｖｉｎ／Ｌ×Ｄ×Ｔ…式４。

この式４を使って、電流推定値Ｉが許容電流値Ｉｐを超えないように決定されたデューティ比Ｄに従ってＦＦＴ３０を駆動する。つまり、電流推定値Ｉが許容電流値Ｉｐに対して所定の範囲内に入った時点で、それ以上デューティ比Ｄを大きくしないように制限することでＦＥＴ３０は過電流から保護される。

また、電流推定値Ｉが許容電流値Ｉｐに対して所定の範囲内に入った時点で、ＦＦＴ３０の駆動を停止することでもＦＦＴ３０は過電流から保護される。

一方、降圧型スイッチング・コンバータ３−１においてデューティ比ＤでＦＥＴ３０を駆動したときにオン時間Δｔの間の電流変動値ΔＩは、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧ＶｏｕｔおよびインダクタンスＬに基づいて次式で計算される。ΔＩ＝（Ｖｉｎ×Ｄ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×Δｔ…式５。そして、推定電流値Ｉは電流変化量ΔＩに前回のＦＥＴ３０のスイッチング時の推定電流値Ｉ-1を加算したものであるから、結果的に、推定電流値Ｉは次式を使って推定できる。Ｉ＝（Ｖｉｎ×Ｄ−Ｖｏｕｔ／Ｌ×Δｔ＋Ｉ-1…式６。降圧型スイッチング・コンバータ３−１においても、昇圧型スイッチング・コンバータ３−１と同様、電流推定値Ｉが許容電流値Ｉｐを超えないように制限されたデューティ比Ｄに従ってＦＦＴ３０を駆動するか、電流推定値Ｉが許容電流値Ｉｐに対して所定の範囲内に入った時点で、ＦＦＴ３０の駆動を停止することでＦＥＴ３０は過電流から保護される。

このように、本実施形態によれば、電流検出素子を設けることなく、推定されたＦＥＴ３０の電流値を使って、このＦＥＴ３０を過電流から保護することができる。

本発明の一実施形態に係る降圧型スイッチング・コンバータのブロック図である。 本発明に係る電源装置の概念を示すブロック図である。 本発明に係る電源装置の一実施形態の具体的回路を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係る昇圧型スイッチング・コンバータのブロック図である。 従来技術に係るスイッチング・コンバータのブロック図である。

符号の説明

１…発電機、 ２…整流回路（駆動用インバータ）、 ３…逆変換部、 ３−１…ＤＣレギュレータ、 ３−２…インバータ、 ４…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、 ４−１…トランス、 ５…バッテリ、 ６，７…平滑用コンデンサ、 ９…出力電圧検出部、 １２…デューティ比設定部、 １３…スイッチング部、 １４…入力電圧検出部、 ３０…ＦＥＴ、 ３１…チョークコイル

Claims (6)

1. 直流電力源と、この直流電力源からの入力一次電圧をオン・オフさせるスイッチング素子およびこのスイッチング素子のオン・オフに応じて充放電されるリアクトルを含むスイッチング・コンバータとからなり、前記リアクトルの充放電により出力電圧を調整することができる電源装置において、
   前記出力電圧値を検出して、この出力電圧値を目標電圧値に収斂するように前記スイッチング素子を駆動するスイッチング手段と、
   前記入力一次電圧値と前記スイッチング素子のデューティ比と前記リアクトルのインダクタンスとを使って前記スイッチング素子に流れる電流値を推定する電流値推定手段とを備え、
   前記スイッチング手段が、推定された前記電流値に基づいて、この推定電流値が所定の許容電流値以上とならないように前記スイッチング素子を駆動するように構成されたことを特徴とする電源装置。
2. 直流電力源と、この直流電力源からの入力一次電圧をオン・オフさせるスイッチング素子およびこのスイッチング素子のオン・オフに応じて充放電されるリアクトルを含むスイッチング・コンバータとからなり、前記リアクトルの充放電により出力電圧を調整することができる電源装置において、
   前記出力電圧値を検出して、この出力電圧値を目標電圧値に収斂するように前記スイッチング素子を駆動するスイッチング手段と、
   前記入力一次電圧値と前記スイッチング素子のデューティ比と前記リアクトルのインダクタンスとを使って前記スイッチング素子に流れる電流値を推定する電流値推定手段とを備え、
   前記スイッチング手段が、推定された前記電流値に基づいて、この推定電流値が所定の許容電流値以上になった場合に前記スイッチング素子の駆動を停止するように構成されたことを特徴とする電源装置。
3. 前記スイッチング・コンバータの出力電圧を所定周波数の交流に変換して負荷側へ出力するインバータをさらに具備したことを特徴とする請求項１または２記載の電源装置。
4. 前記スイッチング・コンバータが昇圧型であり、前記入力電圧値Ｖｉｎ、前記リアクトルのインダクタンスＬ、前記スイッチング素子のキャリア周期Ｔ、前記スイッチング素子のオン時間Δｔ、および前記スイッチング素子のオン時間デューティ比Ｄ（Ｄ＝オン時間Δｔ／キャリア周期Ｔ）、に基づいて、
   前記スイッチング素子に流れる電流値ＩをＩ＝Ｖｉｎ／Ｌ×Ｄ×Ｔで推定し、この推定電流値Ｉが許容電流値Ｉｐを超えないように、前記オン時間デューティ比Ｄが制御されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記スイッチング・コンバータが降圧型であり、前記入力電圧値Ｖｉｎ、前記リアクトルのインダクタンスＬ、前記スイッチング素子のキャリア周期Ｔ、前記スイッチング素子のオン時間Δｔ、および前記スイッチング素子のオン時間デューティ比Ｄ（Ｄ＝オン時間Δｔ／キャリア周期Ｔ）、前記出力電圧値Ｖｏｕｔ、および前回の推定電流値Ｉ-1に基づいて、
   前記スイッチング素子に流れる電流値ＩをＩ＝（Ｖｉｎ×Ｄ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×Δｔ＋Ｉ-1で推定し、この推定電流値Ｉが許容電流値Ｉｐを超えないように、前記オン時間デューティ比Ｄが制御されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記直流電力源が、エンジン駆動式発電機とこの発電機の出力交流を整流する整流器とからなることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。

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