CN110858753A

CN110858753A - 具有次级侧整流电压感测的隔离开关模式功率转换器的前馈增强反馈控制

Info

Publication number: CN110858753A
Application number: CN201910772686.9A
Authority: CN
Inventors: B·唐; 丁红英; S·佩拉诺斯基; R·皮尔逊; D·奇尔哈特
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2018-08-22
Filing date: 2019-08-21
Publication date: 2020-03-03
Also published as: EP3614548A1; US20200067416A1; US10601333B2

Abstract

本公开涉及具有次级侧整流电压感测的隔离开关模式功率转换器的前馈增强反馈控制，例如，一种隔离开关模式功率转换器将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。初级侧功率级内的功率开关控制输入至功率转换器、并最终提供给输出负载的功率量。功率转换器的次级侧的数字控制器生成信号来控制功率开关。这种生成是基于闭环(反馈)控制和前馈控制。前馈控制补偿输入源的电压的变化。通过感测隔离变压器的次级绕组和输出滤波器之间的节点处的整流电压来估计输入电压。前馈补偿基于感测到的整流电压修改生成的开关控制信号。

Description

具有次级侧整流电压感测的隔离开关模式功率转换器的前馈增强反馈控制

技术领域

本申请涉及隔离开关模式功率转换器，并且具体涉及用于通过基于感测功率转换器的次级侧上的整流电压的前馈补偿来响应输入电压瞬变的技术。

背景技术

隔离开关模式直流(DC)-DC功率转换器使用变压器以将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。这种功率转换器包括功率开关，其将DC输入功率转换为被馈送给变压器的初级侧的交流电(AC)。在变压器的次级侧上提供的AC功率被整流以将其重新转换为DC功率，DC功率被滤波并提供给输出负载。初级侧功率开关通常由脉宽调制(PWM)控制信号来控制。控制器生成PWM控制信号，其频率和占空比适合于满足输出负载的功率需求。

控制器通常使用线性闭环反馈技术来将输出电压维持在期望目标附近。控制器可使用模拟或数字电路来实施，并且可以位于功率转换器的初级侧或次级侧。为了保持功率转换器的隔离势垒的完整性，初级侧和次级侧之间的任何信号必须通过隔离器，例如变压器、光耦合器。模拟控制器通常优选位于功率转换器的初级侧，在这里输入电压和/或电流可以被容易地感测到并用于增强闭环控制。然而，这种初级侧控制器的缺点是：为了实施闭环控制，必须使用一个或多个模拟隔离器来将输出电压和/或电流信息从次级侧传输到初级侧。此外，系统管理器通常位于次级侧，这意味着来自系统管理器的通信信号也必须通过隔离器。由于这些原因以及成本、尺寸和灵活性的优势，隔离开关模式功率转换器越来越多地使用位于次级侧的数字控制器。

当输入提供稳定的功率且负载电流相当恒定时，或者如果大输出电容被用于维持良好的瞬变响应，闭环控制为功率转换器提供良好的输出电压调节。由于开关模式功率转换器的尺寸减小，例如由于增加的开关频率和较小的电感器，输出电容消耗功率转换器尺寸的较大相对部分，使得具有明显减小输出电容器尺寸的趋势。对于给定的输出电容，功率转换器的线性闭环控制设计表示快速瞬变响应和环路稳定性之间的折中。为了在使用较小输出电容器的同时提供良好的稳定性和快速的瞬变响应，增强控制技术可用于补充传统的线性反馈控制。例如，这种增强控制技术可用于更快速地调整负载瞬变或输入电压瞬变。

前馈控制技术可监控功率转换器的输入电压，以检测线性闭环反馈控制技术可能无法充分跟踪的输入电压瞬变(变化)。然后，这种检测可用于增强闭环控制，以便快速地响应输入瞬变。因为这种前馈补偿通常要求跟踪(测量)输入电压，所以前馈补偿通常很难或不容易在位于功率转换器次级侧的数字控制器内实施，因为输入电压不容易用于这种控制器。

期望快速补偿输入瞬变且易于在次级侧控制器内实施的功率转换器控制技术。除了闭环反馈控制所需之外，这些技术应该要求非常少或不要求附加电路装置。

发明内容

根据具有隔离拓扑的开关模式功率转换器的第一实施例，功率转换器将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。功率转换器包括功率级、变压器、整流电路、滤波电路和次级侧控制器。功率级耦合至输入源，并且包括用于通过功率转换器控制功率转移的一个或多个功率开关。变压器在功率转换器的初级侧和次级侧之间提供隔离，并且包括耦合至功率级的初级绕组以及次级绕组。整流电路耦合至次级绕组，并且配置为在整流电压节点处提供整流电压。滤波电路介于整流电压节点和功率转换器的输出之间。滤波器电路被配置为对整流电压进行滤波，以在输出处提供滤波电压。次级侧控制器被配置为接收或生成为输出电压提供调节目标的参考电压。次级侧控制器还被配置为感测输出电压和整流电压。次级侧控制器进一步被配置为生成用于控制功率开关的控制信号，其中这种生成基于参考电压、感测电压和感测整流电压。

根据方法的一个实施例，该方法在用于将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率的隔离开关模式功率转换器内执行。功率转换器包括：功率级，包括一个或多个开关；变压器，包括耦合至功率级的初级绕组以及次级绕组；整流电路，耦合至次级绕组并且被配置为在整流电压节点处提供整流电压；以及滤波电路，介于整流电压节点和开关模式功率转换器的输出之间。该方法包括接收或生成用于为功率转换器的输出处的输出电压提供调节目标的参考电压的第一步骤。该方法还包括感测到的输出电压和整流电压的步骤。该方法还包括生成用于控制一个或多个功率开关的开关控制信号的步骤，其中这种生成是基于参考电压、感测到的输出电压和感测到的整流电压。

根据具有隔离拓扑的开关模式功率转换器的第二实施例，功率转换器将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。如上文在第一实施例中所描述的，功率转换器包括功率级、变压器、整流器电路和滤波器电路。功率转换器包括次级侧控制器，其被配置为感测整流电压并基于感测到的整流电压生成用于控制功率级的功率开关的开关控制信号。

本领域技术人员将在阅读以下详细描述并查看附图之后认识到附加特征和优点。

附图说明

附图中的元素不一定相对于彼此按比例绘制。类似的参考数字表示相应的相似部分。各种所示实施例的特征可以组合，除非它们彼此排除。在以下附图中示出并且在说明书中详细描述实施例。

图1示出了隔离开关模式功率转换器的电路图，其中开关控制使用基于次级侧整流电压的前馈补偿。

图2示出了用于诸如图1包括的功率开关控制器的示意图。

图3示出了针对输入电压增加的情形的与图1的功率转换器中的电压和控制信号相对应的波形。

图4示出了针对输入电压降低的情形的与图1的功率转换器中的电压和控制信号相对应的波形。

图5示出了用于基于前馈补偿技术生成开关控制信号的方法，其使用在隔离开关模式功率转换器的次级侧上感测到的整流电压。

图6示出了用于生成开关控制信号的方法，该开关控制信号具有使用前馈技术生成的频率和使用反馈控制生成的占空比。

图7示出了用于生成开关控制信号的方法，其中当感测整流电压幅度的变化超过阈值时激活前馈补偿技术。

图8示出了隔离开关模式功率转换器的电路图，其具有有源钳位正向(ACF)拓扑和半波整流器并且其中可以使用基于整流电压的前馈补偿。

图9示出了与图8的功率转换器中的电压和控制信号相对应的波形。

图10示出了隔离开关模式功率转换器的电路图，其具有交错的ACF功率级和半波整流器，并且其中可以使用基于整流电压的前馈补偿。

图11示出了与图10的功率转换器中的电压和控制信号相对应的波形。

图12示出了隔离开关模式功率转换器的电路图，其具有半桥功率级和全波整流器，并且其中可以使用基于整流电压的前馈补偿。

图13示出了与图12的功率转换器中的电压和控制信号相对应的波形。

图14示出了隔离开关模式功率转换器的电路图，其具有半桥功率级和倍流整流器，并且其中可以使用基于整流电压的前馈补偿。

图15示出了与图14的功率转换器中的电压和控制信号相对应的波形。

图16示出了作为AC-DC转换器的一部分并且其中可以使用基于整流电压的前馈补偿的隔离开关模式功率转换器的电路图。

具体实施方式

本文所述的实施例提供了用于快速响应隔离开关模式功率转换器的输入处的功率瞬变的技术和电路。这些技术避免了稳定性问题和输出电压中不希望的振荡，因为仅打开闭环控制的环路带宽。快速响应通过使用增强闭环反馈控制的前馈补偿器来实现。与其他前馈补偿器不同，本文描述的前馈补偿器基于感测隔离功率转换器的次级侧上的整流电压。因此，上述技术可以在位于隔离功率转换器的次级侧上的数字控制器内有利地实施。

将数字控制器定位在隔离功率转换器的次级侧上提供了多个优点。例如，控制器可以在不使用任何隔离电路装置的情况下通过数字系统总线与同样位于功率转换器的次级侧上的系统管理器进行通信。系统管理器通常直接与由功率转换器供电的负载(例如，微处理器)通信，并且自身可由隔离功率转换器供电。因此，系统管理器优选位于次级侧。作为将控制器定位在次级侧的另一示例性优点，考虑使用闭环反馈技术的控制器感测功率转换器的输出电压(可能是输出电流)，从而为功率转换器的功率开关生成控制信号。通过将控制器定位在次级侧，这种感测不要求对应于输出电压的信号通过功率转换器的初级-次级边界处的模拟隔离电路装置。除了增加隔离功率转换器的成本和电路尺寸外，这种模拟隔离电路装置不期望地在感测信号中引入延迟和一些噪声量。将控制器定位在功率转换器的次级侧避免了这些问题。

然而，将控制器定位在次级侧对于基于功率转换器的输入电压实施前馈补偿存在一些困难。如果要保持隔离势垒的完整性，通过次级侧控制器感测输入电压要求模拟信号通过功率转换器的初级-次级边界处的隔离电路装置。特别是用于支持模拟信号的传输的这种隔离电路装置对隔离功率转换器的成本和尺寸具有重要影响，并且优选避免。

本文描述的隔离开关模式功率转换器的实施例避免和/或最小化了上述问题。这些实施例的技术和电路使用位于隔离开关模式功率转换器的次级侧的数字控制器。除了提供闭环反馈控制外，数字控制器还提供前馈补偿。该前馈补偿基于在隔离功率转换器的次级侧的整流电压节点处感测到的整流电压。由于功率转换器输入处的电压扰动以很小的滤波延迟传播到整流电压节点，因此这种前馈控制可用于快速地响应(补偿)功率转换器的输入处的电压瞬变。然而，这种前馈控制不要求用于横跨功率转换器的初级/次级边界传送输入电压的专用模拟隔离电路装置。在本发明的典型实施例中，如图1的电路所例示，唯一要求的隔离电路装置(变压器除外)包括数字隔离器，其用于将开关控制信号从次级侧数字控制器传送到位于隔离功率转换器的初级侧的功率级的开关。

可通过数字控制器感测整流电压用于其他目的，例如有源整流，在这种情况下，不需要附加电路部件来实施本文的技术。整流电压可用于估计输入电压并以最小延迟检测输入电压瞬变。整流电压节点耦合至隔离变压器的次级绕组，尤其是将次级绕组耦合至功率转换器的输出(负载)的滤波电路装置的绕组侧。因此，整流电压不招致通常与变压器和负载(例如，由电感器和输出电容器组成的低通滤波器)之间的次级侧滤波电路装置相关联的显著延迟。这使得前馈补偿快速地响应输入电压瞬变，并且在速度方面具有类似的性能，因为解决方案要求模拟隔离器横跨初级/次级边界传送输入电压，用于被次级侧控制器感测。如本文所述，基于整流电压的前馈补偿比基于隔离功率转换器的输出电压(例如，由基于滤波输出电压的闭环反馈所提供)的控制技术对输入电压瞬变提供更快的响应。

在以下详细说明和相关附图中提供了功率转换器电路和功率转换器内的方法的实施例。所述实施例提供了用于解释的特定示例，并且不意味是限制性的。来自示例实施例的特征和方面可以进行组合或重新布置，除非上下文不允许这样做。

这些技术主要在DC-DC转换器的上下文中进行描述，但是也可用于使用初级侧功率开关和变压器以控制流向负载的功率流的AC-DC转换器。(这些类型的AC-DC转换器可被视为耦合至隔离DC-DC转换器的初级侧AC整流器。)因此，所述前馈技术可用于快速地响应AC电压扰动，诸如由主电源提供的AC电压降低的降压条件。类似地，当从DC电源供电时，当负载电流瞬变超过DC电源的电流或功率能力时会发生DC电压扰动，并且输入电压随着DC电源进入限流或返回操作而下降。

首先描述隔离开关模式功率转换器的实施例的技术，其使用位于初级侧的全桥功率级以及中心抽头次级绕组。接下来描述使用前馈补偿技术的方法的实施例，包括线性和非线性控制技术，其基于感测功率转换器的次级侧上的整流电压。所述技术可容易地应用于具有其他初级和次级侧拓扑的功率转换器。接下来描述这种实施例的采样，其中基于次级侧整流电压的前馈补偿技术应用于具有其他电路拓扑的功率转换器。

使用基于整流电压感测的前馈补偿的功率转换器

图1示出了隔离开关模式功率转换器100，其中功率控制使用基于功率转换器100的次级侧的整流电压V_RECT的前馈补偿。功率转换器100包括输入102、输出104、整流电压节点106、功率级110、变压器120、隔离器130、整流器140、滤波器150、系统管理器160和数字控制器170。输入102用于耦合至输入电源，并且提供有输入电压V_IN。输出104用于耦合至输出负载(例如，微处理器)，并且提供输出电压Vo。如图1所示，通过变压器120和隔离器130提供电(电流)隔离，变压器120和隔离器130一起将功率转换器100分为初级侧和次级侧。

输入电源V_IN被提供给功率级110，功率级使用功率开关将输入电源耦合至变压器120。所示功率级110包括四个功率开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，它们以全桥配置进行定向。功率开关经由驱动器(为了便于说明而未示出)进行控制，它们连接至从隔离器130输出的开关控制信号V_{Q1_CTL}、V_{Q2_CTL}、V_{Q3_CTL}、V_{Q4_CTL}。在功率转换器100的正半周期内的激活间隔期间，开关Q₁和Q₃被设置为导通，从而在其输入V_AB两端向变压器120提供正电压。在功率转换器100的负半周期内的激活间隔期间，开关Q₂和Q₄被设置为导通，从而在其输入V_AB两端向变压器120提供负电压。此外，可以存在空闲间隔，在此期间开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄中没有开关导通并且也没有电压在V_AB两端提供给变压器120。

图1所示的功率开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄是增强模式金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是也可以使用其他类型的开关。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其他类型的功率晶体管可以是优选的。

变压器120包括初级绕组122(具有N1匝)、次级绕组124a、124b(每个具有N2匝)和磁芯126。次级绕组124a、124b在中心抽头处连接在一起。具有整流电压V_RECT的整流电压节点106耦合至该中心抽头。忽略诸如变压器120的电阻损耗和泄露电感的实际影响，匝数比N2/N1确定整流电压V_RECT与变压器120的输入电压V_AB的比率。

整流电路140被配置为整流从次级绕组124a、124b输出的电压，以在整流电压节点106处提供整流电压V_RECT。如图1所示，整流电路140包括整流开关SR1和SR2，每一个都具有相关联的驱动器。整流开关SR1、SR2由控制器170内的整流器控制器176控制。可以使用其他整流电路或技术。例如，二极管可将次级绕组124a、124b的每个外部端子耦合至整流电压节点，而中心抽头耦合至负载的地。在另一种备选配置中，桥接配置中的四个二极管可与没有中心抽头的次级绕组一起使用。一般地，与图1所示的使用功率开关SR1、SR2的有源整流相比，由于与二极管相关联的功率损失，基于二极管的整流并不是优选的，尤其是对于低次级侧电压。所示整流开关SR1、SR2是增强模式MOSFET，但与功率开关Q₁、Q₂、Q₃、Q₄一样，在一些应用中其他开关类型可以是优选的。

输出滤波器150使用输出电感器Lo和输出电容器Co对整流电压V_RECT进行低通滤波(在一些应用中，可以优选其他滤波器类型，包括高阶滤波器和/或有源滤波器)。所得到的滤波输出电压Vo被提供给输出104，用于耦合至功率转换器100的负载。应注意，整流电压V_RECT由一系列脉冲组成，它们的频率与功率级110的开关频率相对应，而经滤波的输出电压相对恒定。另外，应注意，滤波器150在其输入(整流电压节点106)和输出节点104处的电压变化之间产生显著延迟。

系统管理器160通过数字系统总线与控制器170通信。系统管理器160还与其他系统部件通信，例如包括输入电源和连接至功率转换器100的负载。系统管理器160执行诸如向控制器170提供目标输出电压、输出电流信息等的任务。

控制器170及其组成部分可以使用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)和处理器电路装置(主要包括数字部件)的组合来实施。处理器电路装置可包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或多个。控制器170还可以包括存储器(例如，非易失性存储器(诸如闪存)，包括供处理器电路使用的指令或数据)以及一个或多个定时器。控制器170输入传感器信号，诸如与V_O和V_RECT对应的信号。

控制器170负责控制功率转换器100，以便为负载提供必要的功率。控制器感测整流电压V_RECT和输出电压Vo，并且利用感测电压生成控制信号V_{PWM_SR1}、V_{PWM_SR2}、V_{PWM_Q1}、V_{PWM_Q2}、V_{PWM_Q3}、V_{PWM_Q4}，用于控制整流电路140和功率级110的功率开关。调节电路107调节整流电压V_RECT，以提供适合被控制器170内的V_RECT传感器172感测的电压电平V_{RECT_SEN}。虽然调节电路107在图1中被示为电阻分压器，但在一些实施方式中，其可以附加地或备选地包括滤波器、放大器等。类似的调节电路105调节输出电压V_O，以提供适合被V_O传感器174感测的电压电平V_{OUT_SEN}。调节电路105也被示为电阻分压器，但在一些应用中可以包括其他部件。在典型的实施方式中，传感器172、174包括模数转换器(ADC)，并且调节电路107、105将电压V_RECT、Vo转换为这些ADC的输入极限(例如，电平、频率)内的电压。在一些实施方式中，调节电路105、107可以不是必需的，并且控制器170可以直接感测电压V_RECT、Vo。

整流器控制器176为整流器开关SR1、SR2生成控制信号V_{PWM_SR1}、V_{PWM_SR2}，以便在整流电压节点106处提供(非负)整流电压V_RECT。这些控制信号V_{PWM_SR1}、V_{PWM_SR2}可基于整流电压V_RECT的感测版本V_{RECT_SEN}、由PWM发生器186提供的信号和/或流过整流器开关SR1、SR2的感测电流。(为了便于说明，未示出这种电流感测。)由于这种整流技术在本领域是公知的，因此不提供关于整流器控制器176的进一步细节。

控制器170还包括功率开关控制器180，其生成用于控制功率级110的功率开关的开关控制信号。功率开关控制器180包括反馈补偿器184、前馈补偿器182和PWM发生器186。反馈补偿器184输入输出电压V_O的感测版本。前馈补偿器182输入整流电压V_RECT的感测版本。反馈和前馈补偿184、182向PWM发生器186提供控制参数，PWM发生器186基于所提供的控制参数生成控制信号V_{PWM_Q1}、V_{PWM_Q2}、V_{PWM_Q3}、V_{PWM_Q4}，用于控制功率级110的功率开关。

功率开关控制器180及其PWM发生器186可使用一种或多种控制技术。例如，PWM发生器186可生成生具有固定频率和可变占空比的控制信号，在这种情况下，由补偿器182、184提供的控制参数是占空比参数。备选地，PWM发生器186可生成具有固定脉宽和可变频率的控制信号，在这种情况下，由补偿器182、184提供的控制参数是频率参数。在另一备选方案中，PWM发生器186可生成相移调制(PSM)信号，在这种情况下，由补偿器182、184提供的控制参数是相移参数。这些和其他技术在反馈补偿领域是公知的，例如基于线性控制技术。因此，以下描述将主要关注前馈补偿技术。

从控制器170输出的开关控制信号V_{PWM_Q1}、V_{PWM_Q2}、V_{PWM_Q3}、V_{PWM_Q4}提供给隔离器130的次级侧，次级侧又输出初级侧控制信号V_{Q1_CTL}、V_{Q2_CTL}、V_{Q3_CTL}、V_{Q4_CTL}。

图2示出了功率开关控制器280的一个实施例，可以在图1的控制器170中使用。功率开关控制器280最初描述为使用具有固定频率和可变占空比的PWM。随后将描述备选技术。

V_OUT传感器174输入输出电压V_O或其变型V_{OUT_SEN}，并且向功率开关控制器280提供该电压的数字版本。类似地，V_RECT传感器172输入整流电压V_RECT或其变型V_{RECT_SEN}，并且向功率开关控制器280提供该电压的数字版本。第一加法器283从目标电压V_TARGET中减去数字化输出电压，以生成误差电压V_ERR。目标电压V_TARGET可存储在功率开关控制器280的存储器中。反馈补偿器284使用误差电压V_ERR以生成反馈占空比d_FB。反馈补偿器284通常包括线性控制器，诸如比例积分微分(PID)控制器，以生成反馈占空比d_FB。在电压调节领域内，线性控制器通常输入误差信号，并使用该误差信号生成控制参数，例如占空比。线性控制器(更具体地，遵循叠加原理)通常意味着输出控制参数与误差信号成比例。例如，考虑在输出占空比中产生特定的对应变化的特定误差信号。误差信号(其是特定误差信号的两倍)将导致是占空比的特定对应变化的两倍的占空比变化。由于闭环控制(诸如PID控制)是本领域公知的，因此本文不提供这种控制的进一步细节。

前馈补偿器282有效地使用整流电压V_RECT直接或间接地估计输入电压V_IN。当整流电压V_RECT激活(非零)时，其电平跟踪输入电压V_IN。前馈补偿器282表征当整流电压V_RECT在激活脉冲内时的整流电压V_RECT。有多种方式可以实现这一点。在第一子实施例中，在整流电压V_RECT的激活脉冲内捕获单个采样。例如，可以在激活脉冲的中间或激活脉冲的末端捕获采样。在第二子实施例中，在激活脉冲内捕获多个采样，并且平均这些采样以生成用于激活脉冲的特性值。在第三子实施例中，例如使用加权平均对激活脉冲内的采样进行过滤，以提供特性值，该特性值去除了高频噪声成分但与被测激活脉冲末端的整流电压V_RECT非常接近。

例如基于与目标电压V_TARGET的比较，V_RECT的激活脉冲的特性值用于生成前馈占空比d_FF。前馈占空比d_FF可被视为为开关控制信号占空比提供粗略设置的基线，而反馈占空比d_FB提供相对缓慢变化的微调。为了解释的目的，考虑以下示例：功率转换器的输入电压V_IN预计为48V，变压器120的匝数比(N2:N1)为6，目标电压V_TARGET为5V，并且负载从功率转换器100中提取额定的稳定电流。忽略诸如开关损耗、泄露电感等的实际影响，整流电压V_RECT的激活脉冲的期望值为8V。为了在滤波后实现5V的目标电压V_TARGET，前馈补偿器282可以为8V的感测整流电压波形V_RECT设置5/8(62.5％)的前馈占空比。为了解决噪声问题和/或避免急剧转换，前馈补偿器282可包括低通滤波器和/或其可以应用偏移来减少计算的占空比，然后在其输出处提供这种值。这种技术可用于确保在前馈补偿器282的输出处提供的前馈占空比d_FF不会导致由功率转换器100提供的功率(电压和电流)的过度变化或振荡。

如上所述，前馈补偿器282不一定需要计算目标电压V_TARGET与整流电压V_RECT的精确比率。在备选子实施例中，可基于检测到的与额定整流电压的偏差来计算与额定占空比的偏差。例如，在额定输出(目标)电压为5V且额定整流电压为8V时，额定占空比将为5/8或62.5％。如果感测到的整流电压比该额定整流电压高10％，即在本示例中V_RECT＝8.8V，则前馈补偿器提供相对于额定占空比减少10％的占空比，即占空比被设置为56.25％。这种占空比接近理想的比率5/8.8(56.82％)，并且可以在与额定输出电压和输入电压的偏差被良好界定时被有效地使用。这种技术的优点是只要求整流电压信息，即不明确地使用参考目标电压，并且计算更加简单。

对于上述示例中的任一个，对应于降低的整流电压V_RECT(即，低于8V)的感测电压V_RECT将导致更大的前馈占空比d_FF，而对应于更高整流电压V_RECT(即，高于8V)的感测电压V_RECT将导致更小的前馈占空比d_FF。(这将进一步参照图3和图4的波形进行解释)

前馈占空比d_FF通过第二加法器285添加至反馈占空比d_FB中，所得到的占空比d_PWMN被提供给PWM发生器286。PWM发生器286基于占空比d_PWMN生成开关控制信号，例如V_{PWM_Q1}、V_{PWM_Q2}、V_{PWM_Q3}、V_{PWM_Q4}。然后，这些开关控制信号控制由功率级110传输给变压器120、并最终传输给功率转换器100的负载的功率量。

上文功率开关控制器280的描述基于使用固定开关频率和可变占空比的控制技术。然而，上述技术很容易外推以使用其他控制技术。例如，使用固定脉冲宽度和可变频率的控制技术可以被使用。在这种情况下，反馈和前馈补偿器将提供频率值而不是占空比值，并且PWM发生器将其使开关控制信号基于这些频率值。在另一示例中，可以使用相移调制(PSM)，在这种情况下，反馈和前馈补偿器将提供相移值，PWM发生器将使用相移值来生成其开关控制信号。如下文进一步将要描述的，功率开关控制器也可以使用控制技术的组合。

图3示出了与诸如图1所示的功率转换器的操作相关联的波形300。这些波形300对应于输入电压V_IN在时间t₁和t₂之间从48V增加到75V的情况。负载电流(例如，图1的功率转换器100中从输出104流出的电流)在图3所示的整个时间段内是稳定的(相对恒定)。

表示为V_{PWM_A}的波形310对应于开关控制信号V_{PWM_Q1}、V_{PWM_Q3}，它们用于横跨V_AB向变压器120施加正电压脉冲。表示为V_{PWM_B}的波形320对应于开关控制信号V_{PWM_Q2}、V_{PWM_Q4}，它们用于横跨V_AB向变压器120施加负电压脉冲。如周期31和32所示，每个波形310、320的占空比约为30％，意味着能量在变压器120上传输的时间约为60％。应注意，这些波形310、320内的每个脉冲V_{PWMN_A}、V_{PWMN_B}在整流电压V_RECT中都具有对应脉冲，如V_{RECT_SEN}波形380所示。每个开关控制信号波形310、320的占空比是对应于整流电压V_RECT的波形380的占空比的一半。

波形330对应于前馈占空比d_FF，如图2的前馈补偿器282所输出的。波形340对应于反馈占空比d_FB，如图2的反馈补偿器284所输出的。波形350对应于PWM占空比d_PWM，其是例如前馈和反馈占空比d_FF、d_FB的组合(例如，求和)。

波形360对应于功率转换器的输出电压V_O。输出电压V_O的目标值为5V，除了小波纹和时间t₁开始处的轻微增加外，该值保持不变。波形370对应于输入电压V_IN，如图所示，其开始处于48V并且在时间t₁处开始增加到75V。波形380对应于整流电压V_RECT的感测版本V_{RECT_SEN}。例如，调节电路(诸如图1中的分压器107)可被配置为将整流电压V_RECT降低到可接受的范围，例如0至1V，以进行感测。对于所示的输入电压V_IN和变压器匝数比N2/N1＝6，约20的分压提供了所示的感测整流电压V_{RECT_SEN}，即0.4至0.6V的整流脉冲幅度。

从时间t₁开始(周期33的开始)，输入电压V_IN开始升高，导致感测整流电压V_{RECT_SEN}的增加382。响应于该增加382，前馈占空比D_FF降低332。这种降低332是低通滤波的，使其全部影响发生在功率转换器的开关周期的大约一半之后。

输入电压V_IN线性上升，直到时间t₂，在该点保持75V的电平。上升感测整流电压V_{RECT_SEN}的第二脉冲384跟随输入电压V_IN的这种变化，并且导致前馈占空比d_FF的进一步下降334。

在周期34的开始处(时间t₃)，输入电压V_IN已稳定，使得感测整流电压V_{RECT_SEN}的脉冲386具有稳定电压。由于脉冲386的感测电压高于脉冲384的感测电压，前馈占空比d_FF再次减小336。对于感测整流电压V_{RECT_SEN}的每个脉冲，可计算新的前馈占空比d_FF，并用于为功率级110生成开关控制信号。因此，在该示例中，对功率转换器的每个半周期更新前馈补偿。

如图3中的波形300的图示时间范围所示，PWM占空比D_PWM与前馈占空比d_FF变化不大。前馈占空比d_FF极大地补偿了输入电压V_IN的瞬时增加，并且以非常快速且有效的方式进行补偿。尽管输入电压V_IN从48V增加到75V(56％)，但输出电压V_O仅从略低的4.995增加到约5.03V(0.7％)。虽然在所示时间范围内没有示出，但反馈补偿(及其反馈占空比d_FB)将缓慢地将输出电压V_O调节回到其约为5V的目标电压。(反馈补偿的作用相对缓慢，并且其影响被过滤到在功率转换器的几个周期上发生。)

图4示出了输入电压V_IN在时间t₁和t₂之间从75V降至48V的情况下的波形400。波形400类似于图3中的波形300，并且下文的描述集中于与图4的不同场景(降低输入电压)相关的方面。

随着输入电压V_IN从时间t₁到时间t₂下降时，感测整流电压V_RECT的脉冲也下降，如标记为482、484和486的脉冲所示。响应于第一降低脉冲482，在脉冲482之后立即开始前馈占空比d_FF增加432。响应于脉冲484中显示的进一步降低，前馈占空比d_FF增加434在脉冲484之后进一步开始。感测整流电压V_RECT通过脉冲486达到稳定状态。响应于脉冲486相对于先前脉冲484的较低电压，进行前馈占空比d_FF的又一增加436。

应注意，前馈补偿不完全补偿输入电压变化，如图所示，输出电压V_O从约4.99V降低到约4.955V。然而，使用前馈补偿响应于27％的输入电压下降提供仅0.7％的输出电压下降。如周期43和44所示，反馈占空比d_FB缓慢增加，以补偿输出电压的轻微下降。虽然没有在图4的形400的时间范围内示出，但反馈占空比d_FB将继续增加，以使输出电压V_O回到其5V的目标。

基于整流电压的前馈补偿的方法

以下描述基于在隔离开关模式功率转换器的次级侧感测的整流电压使用前馈补偿的方法的实施例。这些方法可以在诸如图1所示的功率转换器内实施。在第一方法实施例中，描述上文参照图1至图4描述的技术密切对应的方法。描述了该方法的变型，其中不同的参数用于控制变型。在第二方法实施例中，描述基于前馈补偿技术的开关频率和基于反馈补偿技术的开关占空比的控制技术。在第三方法实施例中，前馈补偿仅在整流电压的变化超过阈值时使用。在该方法的子实施例中，超过阈值的整流电压变化触发非线性前馈补偿技术的使用。

图5示出了用于基于功率转换器的次级侧上的整流电压V_RECT使用前馈补偿的方法500。该方法开始于在整流电压V_RECT的激活脉冲期间感测整流电压V_RECT(510)。例如，可在激活脉冲期间对整流电压V_RECT或其变型进行一次或多次采样。如果捕获了多个采样，则可以进行滤波或者将单个采样视为激活脉冲的特性。在典型的实施中，使用ADC对一个或多个采样进行数字化。接下来，基于感测到的整流电压生成控制参数X_PWM(520)。接下来为感测功率转换器的输出电压V_O的步骤(530)以及基于输出电压V_O和目标电压V_TARGET的比较生成反馈控制参数X_FB的步骤(540)。例如，反馈控制参数X_FB可以是使用PID控制技术从线性控制器输出的占空比、频率或相移。反馈控制参数X_FB用于调整控制参数X_PWM(550)，例如经由加法、减法、乘法。然后，得到的控制参数X_PWM用于生成开关控制信号(560)。开关控制信号驱动功率转换器的初级侧上的功率开关，以便控制从输入电源传输到功率转换器的功率量，并最终传输至与功率转换器的输出连接的负载。

在图5的方法500的第一子实施例中，控制参数X_PWM和反馈控制参数X_FB均为占空比，并且开关控制信号使用固定频率。功率转换器的输入电压的降低将导致感测整流电压的降低。对于该子实施例，这种电压降低将在用于生成开关控制信号的占空比中生成增加，以补偿由输入电压降低而导致的功率传输降低。在方法500的第二子实施例中，控制参数X_PWM和反馈控制参数X_FB均为频率，并且开关控制信号使用固定的脉冲宽度。这些频率的增加会引起功率传输间隔的增加，这可以补偿输入电压的降低。在方法500的第三子实施例中，控制参数X_PWM和反馈控制参数X_FB均为相移，并且开关控制信号是相移调制的(PSM)。可以调整相移，以增加从输入电源传输的功率的时间量，由此可用于补偿电源的输入电压的增加或减少。

如上所述，方法500使用如步骤510和520提供的前馈补偿技术以由步骤530、540和550提供的反馈补偿技术。如虚线框530、540和550所示，反馈补偿技术是可选的，并且可以在一些应用中省略，例如不要求严格电压调节的应用和/或负载具有相当恒定电流消耗的应用。通过省略反馈补偿步骤530、540和550，方法500仅描述前馈补偿技术的步骤。

虽然上述方法500使用基于整流电压V_RECT的前馈技术(例如，方法500的步骤520)和基于输出电压V_O的反馈技术(例如，方法500的步骤540)生成相同类型的控制参数，但这些控制参数不必相同。图6示出了生成不同控制参数类型的方法的示例。

图6示出了用于基于前馈和反馈补偿技术生成开关控制信号的方法600。该方法类似于图5的方法500，下文仅解释不同的步骤。该方法包括步骤620，用于使用基于感测整流电压V_RECT的前馈补偿技术生成开关控制频率freq_FF。在可选步骤625中，使用基于感测到的整流电压V_RECT的前馈补偿技术生成开关控制占空比d_FF。在步骤640中，基于输出电压V_O和目标电压V_TARGET生成反馈开关控制占空比d_FB。在最后步骤660中，基于频率freq_FF、占空比d_FB以及(可选地)占空比d_FF生成开关控制信号。图6的方法600可在输入电压(和感测到的整流电压V_RECT)的大变化导致开关控制信号的占空比大幅降低时具有特定优势。较小的所得占空比意味着在整流电压V_RECT的激活脉冲之间存在较长的时间间隔，这又意味着输出电压V_O中存在不必要的高电平的波纹。通过使用前馈频率freq_FF增加开关频率(缩短开关周期)，可以降低输出波纹。频率的这种变化通常伴随有前馈占空比d_FF的相应减少。

功率转换器的输入电压V_IN和对应的整流电压V_RECT包括一些(相对较低)噪声水平，这些噪声水平无法通过前馈补偿技术有效跟踪。此外，可以通过反馈控制回路有效地补偿输入电压以及对应感测整流电压V_RECT的缓慢变化。因此，可以期望仅在感测整流电压V_RECT的变化率超过一些阈值水平时才使能前馈补偿。图7示出了使用这种技术的方法的一个实施例。

图7示出了与图5的方法相似的方法700，但仅在感测到的整流电压V_RECT的变化超过一些阈值时才使用前馈补偿技术。为了便于解释，使用占空比作为开关控制参数来描述方法700。然而，应该理解，可以使用其他开关参数类型和/或不同开关参数类型的组合，如上文参照图5和图6的方法500、600所述。

方法700开始于在整流电压V_RCT的激活脉冲期间感测整流电压V_RECT(710)。将该感测的结果与来自先前激活脉冲的感测整流电压V_RECT进行比较(712)，以得到差ΔV_{RECT_SEN}。将该差值电压ΔV_{RECT_SEN}与阈值ΔV_THR进行比较(714)。阈值ΔV_THR可设置为略高于感测到的整流电压V_RECT的预期噪声分量的值和/或高于其反馈控制回路无法有效地将输出电压V_O保持在目标电压V_TARGET的可接受公差内的值。如果该差电压ΔV_{RECT_SEN}的幅度变化大于阈值ΔV_THR，则基于当前激活脉冲的感测整流电压V_RECT生成(更新)前馈占空比d_FF(720)。否则，将跳过更新步骤720，并且前馈占空比d_FF相对于先前存储的值保持不变。(先前存储的值可以是功率转换器的先前开关周期或半周期中发生的生成720的结果，或者也可以是方法开始前预加载的初始值。)

该方法继续采用反馈补偿技术700FB，包括感测输出电压V_O(730)以及基于感测到的输出电压V_O和目标电压V_TARGET生成反馈开关控制占空比d_FB(740)。前馈和反馈占空比d_FF、d_FB相加(750)以创建开关控制占空比d_PWM。然后基于开关控制占空比d_PWM生成开关控制信号(760)。开关控制信号驱动功率转换器的功率级中的功率开关，并且控制从输入电源传输到功率转换器以及最终传输到由功率转换器供电的负载的功率的量。

方法700的步骤可重新排列，除非参数相关性不允许这样做。例如，反馈补偿步骤700FB可以在前馈补偿和相关步骤710、712、714、720之前执行。

图7的方法700可用于在功率转换器的启动期间(例如，当输入电压最初耦合至功率转换器或以其他方式从零(或接近零)电压斜升时)快速增加开关控制占空比d_PWM。与仅依靠闭环反馈及其缓慢调整/稳定速度的技术相比，这提供了显著的启动优势。在功率转换器启动时，包含与先前激活脉冲的感测到的整流电压V_RECT和前馈占空比d_FF相对应的值的存储(存储器)可以设置为初始值，例如零。随着输入电压的升高，感测到的整流电压V_RECT也将升高，使得超过电压阈值ΔV_THR，并且激活前馈补偿，以便基于当前激活脉冲的感测到的整流电压V_RECT生成(更新)前馈占空比d_FF(720)。这使得开关控制占空比d_PWM和输出电压V_O迅速达到稳定阶段的期望值，此时耦合至功率转换器的负载可开始其操作。

图7中的方法700与参照图5和图6描述的方法不同在于，方法700使用非线性前馈补偿，其与阈值ΔV_THR的比较714有关。在一些应用中，其他线性或非线性前馈补偿技术可以是优选的。例如，检测到电压差ΔV_{RECT_SEN}的幅度高于一些阈值ΔV_{THR_DIS}会在功率转换器的一个或多个周期内禁用反馈控制回路700FB，在这种情况下，基于前馈补偿参数(例如，d_FF)生成开关控制信号，而不使用来自反馈控制回路的任何输入(例如，d_FB设置为零)。在另一示例中，检测到(有符号的)电压差ΔV_{RECT_SEN}低于一些阈值Δ_{THR_LOW}或高于一些阈值ΔV_{THR_HIGH}引起控制方法的变化。例如，控制信号生成可从占空比作为控制参数变为频率或相移作为控制参数。在又一示例中，根据非线性技术，ΔV_{RECT_SEN}的大变化可触发开关控制信号的立即截断以减小输入功率，或者相反地，可以触发开关控制信号的立即激活，以便立即提供输入功率。这种前馈技术可对输入电压变化迅速作出反应，从而防止输出电压V_O出现明显的过压或欠压情况。

其他功率转换器拓扑中的前馈补偿技术

在具有全桥功率级、中心抽头次级绕组和全波整流器的隔离功率转换器的上下文中描述了上述实施例。所述前馈补偿技术容易应用于其他隔离拓扑，其特征在于，它们使用反相器来将输入DC电压转换为使用初级侧功率级或开关耦合至变压器的AC电压、次级侧整流器以使用功率级或开关将AC电压转换为DC电压、以及输出滤波器。例如，初级侧功率级可包括半桥拓扑、有源钳位正向拓扑或推挽(push-pull)拓扑。变压器次级绕组可包括中心抽头次级绕组、多个次级绕组或单个(非抽头)次级绕组。此外，在功率转换器的次级侧，整流电路装置可包括半波整流器、全波整流器、电流倍增器或交错整流器。由于多种不同的拓扑组合以及由于前馈技术对于不同拓扑是相同或相似的，所以下文只描述附加拓扑的采样。对于每一种拓扑，前馈补偿技术包括至少感测功率转换器的次级侧上的第一整流电压V_RECT，以及基于感测到的整流电压V_RECT生成或调整用于控制功率转换器的功率级内的初级侧开关的信号。用于感测整流电压V_RECT的特定节点和开关控制信号的生成可根据拓扑结构的不同而改变。为了便于在图8-图16的功率转换器中进行说明和描述，省略了与参照图1-图4所述部件相似或相同的部件。例如，电压传感器、隔离器和控制器连接在下图中没有示出，因为这些元件容易从图1中推断出来。

图8示出了基于有源钳位正向(ACF)拓扑的隔离开关模式功率转换器800。与图1的功率级110不同，功率级810包括用于将输入电压V_IN耦合至变压器的两个功率开关Q₁、Q₂以及电容器。此外，与图1的功率转换器不同，变压器次级绕组仅具有两个端子，并且耦合至次级绕组的整流器840为半波整流器。由于半波整流，整流电压节点106处的激活脉冲的最大占空比为50％。控制器870感测整流电压V_RECT并生成开关控制信号。

图9示出了对应于图8的ACF功率转换器800的波形900。这些波形900包括用于经由驱动器和隔离器(为了便于说明而未示出)耦合至功率开关Q₁、Q₂的栅极的开关控制信号910。还示出了与用于作为半波整流器840的一部分的同步整流开关SR1、SR2的开关控制信号相对应的波形990。进一步示出了对应于整流电压节点106处的整流电压V_RECT的波形980。前馈补偿技术感测整流电压V_RECT，并且基于该感测电压生成前馈补偿参数，例如d_FF。例如，如果控制器870感测整流电压V_RECT指示出输入电压V_IN降低到预期或期望值以下，则在下一开关周期内控制器870增加Q₁的开关控制信号的占空比(并降低Q₂的开关控制信号的占空比)，以便增加V_RECT下一激活脉冲的间隔。V_RECT下一激活脉冲的增加宽度补偿了降低的V_RECT电压，从而保持相对恒定的功率输出。

图8的功率转换器800可以最多在半个开关周期内传输功率。与不使用半波整流器的功率转换器相比，这导致输出电压V_O中的波纹增加或者需要更多的滤波，例如更大的输出电容器C_O。这些问题可通过交错ACF拓扑来克服。

图10示出了使用交错ACF拓扑的功率转换器1000。功率转换器1000使用两个功率级1010、1012以将来自具有电压V_IN的输入电源的功率耦合至两个隔离变压器。变压器的次级绕组均耦合至半波整流器1040、1042。如图11所示，初级侧功率开关控制信号1110、1112和整流开关控制信号1190、1192交错，使得整流电压V_RECT1、V_RECT2波形1180、1182交错。控制器1070感测整流电压节点1006、1008处的整流电压V_RECT1、V_RECT2，并使用这些感测电压向初级侧开关控制信号提供前馈补偿。在前馈补偿使用之前，可将整流电压V_RECT1、V_RECT2组合(例如，平均、相加)，或者均可以提供给控制器1070内的单独前馈补偿器。

图12示出了在初级侧采用半桥功率级1210以及在次级侧采用全波整流器1240的功率转换器1200。变压器包括(无抽头)次级绕组，并且四个开关SR1、SR2、SR3、SR4用于整流次级绕组的电压。图13示出了对应于初级侧开关Q₁、Q₂的控制信号1310、对应于整流开关控制信号1390以及对应于整流电压节点1206处的整流电压V_RECT1380的波形1300。与前文描述的拓扑一样，整流电压V_RECT被控制器1270感测，并且用于通过调整初级侧功率开关的控制信号(例如，占空比)提供前馈补偿。

图14示出了功率转换器1400，其也在其初级侧使用半桥功率级1210，但在其次级侧包括倍流整流器1440。倍流整流器1440耦合在变压器的次级绕组两端，并且包括整流开关SR1、SR2。这些开关SR1、SR2在将次级绕组的第一和第二端子接地之间交替，从而提供两个整流电压节点1406、1408。这些节点1406、1408处的电压V_RECT1、V_RECT2使用输出电感器L_O1、L_O2和输出电容器C_O进行滤波。相对于其他整流电路，倍流整流器在其输出处提供双倍电流和一半电压。

图15示出了对应于初级侧开关Q₁、Q₂的控制信号1510的波形1500和对应于整流开关SR1、SR2的控制信号1590的波形。进一步示出了对应于整流电压节点1406、1408处的整流电压V_RECT1、V_RECT2的波形1580、1582。控制器1470感测整流电压V_RECT1、V_RECT2，并且使用上述前馈补偿技术来生成或调整开关控制信号。

图16示出了隔离AC-DC开关模式功率转换器1600。该功率转换器1600与前文描述的不同之处在于，AC电源V_AC向输入整流器1601提供AC电源，输入整流器1601又在输入1602处提供DC输入电压V_IN。虽然未示出，但输入整流器1601可附加地包括功率因数校正(PFC)电路和/或滤波。输入电压V_IN被提供给隔离DC-DC开关模式功率转换器，该转换器可使用各种初级侧和次级侧电路拓扑，包括上述拓扑。次级侧控制器1670感测第一整流电压V_r1，并且对于一些拓扑感测第二整流电压V_r2，并且使用该电压或这些电压来使用上文描述的前馈技术为反相器生成开关控制信号。

根据具有隔离拓扑的第一开关模式功率转换器的第一实施例，功率转换器将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。功率转换器包括功率级、变压器、整流电路、滤波器电路和次级侧控制器。功率级耦合至输入源，并且包括用于控制通过功率转换器的功率传输的一个或多个功率开关。变压器在功率转换器的初级侧和次级侧之间提供隔离，并且包括耦合至功率级的初级绕组以及次级绕组。整流器电路耦合至次级绕组，并且被配置为在第一整流电压节点处提供第一整流电压。滤波器电路介于第一整流电压节点和功率转换器的输出之间。滤波器电路被配置为对第一整流电压进行滤波，以在输出处提供滤波电压。次级侧控制器被配置为接收或生成为输出电压提供调节目标的参考电压。次级侧控制器还被配置为感测输出电压和第一整流电压。次级侧控制器进一步被配置为生成用于控制功率开关的控制信号，其中这种生成是基于参考电压、感测到的电压和感测到的第一整流电压。

根据具有隔离拓扑的第二开关模式功率转换器的第二实施例，功率转换器将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。如上述第一实施例，功率转换器包括功率级、变压器、整流器电路和滤波器电路。功率转换器包括次级侧控制器，其被配置为感测第一整流电压并且基于感测到的第一整流电压生成用于控制功率级的功率开关的开关控制信号。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，第一整流电压是与所生成的开关控制信号同步的脉冲波形，并且第一整流电压的感测包括感测第一整流电压的电压幅度和转换时间。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，次级侧控制器进一步被配置为基于感测到的输出电压和参考电压生成反馈误差信号，基于感测的第一整流电压生成前馈信号，以及基于反馈和前馈信号生成开关控制信号。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，次级侧控制器进一步被配置为在开关模式功率转换器的当前半周期内发生的第一整流电压的脉冲期间，基于一个或多个数字采样感测第一整流电压，以及使用当前半周期感测到的第一整流电压，为功率转换器的后续半周期生成前馈信号。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，次级侧控制器被配置为基于感测到的第一整流电压来估计输入源的输入电压。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，控制器进一步被配置为检测感测到的第一整流电压的变化高于电压变化阈值，并且响应于该检测，针对开关模式功率转换器的一个或多个周期改变控制器的操作模式。根据子实施例，操作模式的改变是从固定频率脉宽调制(PWM)模式变为具有可变频率的操作模式。根据另一个子实施例，操作模式的改变是从线性操作模式变为非线性操作模式。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，功率级的一个或多个功率开关以全桥拓扑进行布置。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，开关模式功率转换器具有初级侧拓扑，该初级侧拓扑是反激拓扑、半桥拓扑和有源钳位正向拓扑中的一个。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，次级绕组是中心抽头次级绕组，并且一个或多个整流电压节点包括中心抽头次级绕组的中心抽头。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，整流器电路包括两个电流阻断器件，并且被配置为电流倍增器，第一电压节点包括次级绕组的第一端子，整流器电路还包括第二整流电压节点，第二整流电压节点包括次级绕组的第二端子，并且滤波器电路包括耦合至第一端子的第一电感器和耦合至第二端子的第二电感器。

根据第一或第二功率转换器的任何实施例，整流器电路包括被配置为全波整流器的四个整流开关，第一整流电压节点包括整流器电路的输出整流端子，滤波器电路包括耦合至输出整流端子的电感器。

根据方法的一个实施例，该方法在隔离开关模式功率转换器内用于将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率。功率转换器包括：功率级，包括一个或多个开关；变压器，包括耦合至功率级的初级绕组以及次级绕组；整流器电路，耦合至次级绕组并且被配置为在第一整流电压节点处提供第一整流电压；以及滤波器电路，介于第一整流电压节点和开关模式功率转换器的输出之间。该方法包括接收或生成参考电压的第一步骤，参考电压为功率转换器的输出处的输出电压提供调节目标。该方法还包括感测输出电压和第一整流电压的步骤。该方法还包括生成用于控制一个或多个功率开关的开关控制信号的步骤，其中这种生成是基于参考电压、感测到的输出电压和感测到的第一整流电压。

根据该方法的任何实施例，第一整流电压是与所生成的开关控制信号同步的脉冲波形，并且第一整流电压的感测包括感测第一整流电压的电压幅度和转换时间。

根据该方法的任何实施例，该方法还包括基于感测到的输出电压和参考电压生成反馈误差信号，基于感测到的第一整流电压和参考电压生成前馈信号，以及基于反馈和前馈信号生成开关控制信号。

根据该方法的任何实施例，第一整流电压的感测包括在开关模式功率转换器的当前半周期内发生的第一整流电压的脉冲期间，数字地采样第一整流电压，以及为开关模式功率转换器的后续半周期生成前馈信号是基于当前半周期的感测到的第一整流电压。

根据该方法的任何实施例，该方法还包括基于感测到的第一整流电压来估计输入源的输入电压。

根据所述方法的任何实施例，该方法还包括：检测感测到的第一整流电压的变化高于电压变化阈值，以及响应于该检测，针对开关模式功率转换器的一个或多个周期改变操作模式。根据子实施例，操作模式的改变是从固定频率脉宽调制(PWM)模式变为具有可变频率的操作模式。根据另一子实施例，操作模式的改变是从线性操作模式变为非线性操作模式。

如本文所使用的，“具有”、“包含”、“包括”等术语是开放式术语，表示所提元素或特征的存在，但不排除附加元素或特征。冠词“一个”和“该”用于包括复数和单数，除非上下文另有明确说明。

应理解，除非另有特别说明，否则本文所述的各种实施例的特征可以相互结合。

尽管本文示出并描述了特定实施例，但本领域技术人员应理解，在不背离本发明的范围的情况下可以对所示和所述的特定实施例进行各种改变和/或等效实施方式。本申请用于涵盖本文讨论的特定实施例的任何改编或变化。因此，本发明仅通过权利要求及其等效物来限制。

Claims

1.一种使用隔离拓扑的开关模式功率转换器，用于将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率，所述开关模式功率转换器包括：

功率级，耦合至所述输入源，并且包括一个或多个功率开关；

变压器，包括初级绕组以及次级绕组，所述初级绕组耦合至所述功率级；

整流器电路，耦合至所述次级绕组，并且被配置为在第一整流电压节点处提供第一整流电压；

滤波器电路，介于所述第一整流电压节点与所述开关模式功率转换器的输出之间，并且被配置为对所述第一整流电压进行滤波，从而在所述输出处提供滤波电压；以及

次级侧控制器，被配置为：

接收或生成参考电压，该参考电压为所述输出处的输出电压提供调节目标；

感测所述输出电压；

感测所述第一整流电压；并且

基于所述参考电压、感测到的所述输出电压和感测到的所述第一整流电压，生成用于控制所述一个或多个功率开关的开关控制信号。

2.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，

其中所述第一整流电压是脉冲波形，该脉冲波形与生成的所述开关控制信号是同步的，并且

其中所述第一整流电压的感测包括感测所述第一整流电压的电压幅度和转换时间。

3.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中所述次级侧控制器进一步被配置为：

基于感测到的所述输出电压和所述参考电压生成反馈误差信号；

基于感测到的所述第一整流电压生成前馈信号；以及

基于所述反馈和所述前馈信号生成所述开关控制信号。

4.根据权利要求3所述的开关模式功率转换器，其中所述次级侧控制器进一步被配置为：

在所述开关模式功率转换器的当前半周期内发生的所述第一整流电压的脉冲期间，基于一个或多个数字采样感测所述第一整流电压，以及

使用所述当前半周期感测到的所述第一整流电压，为所述开关模式功率转换器的后续半周期生成前馈信号。

5.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中所述次级侧控制器被配置为：基于感测到的所述第一整流电压来估计所述输入源的输入电压。

6.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中所述控制器被进一步配置为：

检测感测到的所述第一整流电压的变化高于电压变化阈值，并且

响应于该检测，针对所述开关模式功率转换器的一个或多个周期改变所述控制器的操作模式。

7.根据权利要求6所述的开关模式功率转换器，其中所述操作模式的改变是从固定频率脉宽调制(PWM)模式变为具有可变频率的操作模式。

8.根据权利要求6所述的开关模式功率转换器，其中所述操作模式的改变是从线性操作模式变为非线性操作模式。

9.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中所述功率级的所述一个或多个功率开关以全桥拓扑进行布置。

10.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中所述开关模式功率转换器具有初级侧拓扑，该初级侧拓扑是反激拓扑、半桥拓扑和有源钳位正向拓扑中的一个。

11.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中所述次级绕组是中心抽头次级绕组，并且所述第一整流电压节点包括所述中心抽头次级绕组的中心抽头。

12.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中：

所述整流器电路包括两个电流阻断器件，并且被配置为电流倍增器，

所述第一整流电压节点包括所述次级绕组的第一端子，

所述整流器电路还包括第二整流电压节点，所述第二整流电压节点包括所述次级绕组的第二端子，并且

所述滤波器电路包括耦合至所述第一端子的第一电感器和耦合至所述第二端子的第二电感器。

13.根据权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中：

所述整流器电路包括被配置为全波整流器的四个整流开关；

所述第一整流电压节点包括所述整流器电路的输出整流端子；

所述滤波器电路包括耦合至所述输出整流端子的电感器。

14.一种在隔离开关模式功率转换器内用于将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率的方法，其中所述功率转换器包括：功率级，包括一个或多个开关；变压器，包括初级绕组以及次级绕组，所述初级绕组耦合至所述功率级；整流器电路，耦合至所述次级绕组并且被配置为在第一整流电压节点处提供第一整流电压；以及滤波器电路，介于所述第一整流电压节点和所述开关模式功率转换器的输出之间，所述方法包括：

接收或生成参考电压，所述参考电压为所述开关模式功率转换器的输出处的输出电压提供调节目标；

感测所述输出电压；

感测所述第一整流电压；以及

生成用于控制所述一个或多个功率开关的开关控制信号，所述生成是基于所述参考电压、感测到的所述输出电压和感测到的所述第一整流电压。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所述整流电压是脉冲波形，该脉冲波形与生成的所述开关控制信号是同步的，并且其中所述第一整流电压的感测包括感测所述第一整流电压的电压幅度和转换时间。

16.根据权利要求14所述的方法，还包括：

基于感测到的所述第一整流电压生成前馈信号；以及

基于所述反馈和所述前馈信号生成所述开关控制信号。

17.根据权利要求16所述的方法，

其中所述第一整流电压的感测包括：在所述开关模式功率转换器的当前半周期内发生的所述第一整流电压的脉冲期间，数字地采样所述第一整流电压；以及

其中为所述开关模式功率转换器的后续半周期生成所述前馈信号是基于所述当前半周期的感测到的所述第一整流电压。

18.根据权利要求14所述的方法，还包括：

基于感测到的所述第一整流电压来估计所述输入源的输入电压。

19.根据权利要求14所述的方法，还包括：

检测感测到的所述第一整流电压的变化高于电压变化阈值；以及

响应于该检测，针对所述开关模式功率转换器的一个或多个周期改变操作模式。

20.根据权利要求19所述的方法，其中所述操作模式的改变是从固定频率脉宽调制(PWM)模式变为具有可变频率的操作模式。

21.根据权利要求19所述的方法，其中所述操作模式的改变是从线性操作模式变为非线性操作模式。

22.一种使用隔离拓扑的开关模式功率转换器，用于将来自输入源的功率转换为用于输出负载的功率，所述开关模式功率转换器包括：

整流器电路，耦合至所述次级绕组，并且被配置为在整流电压节点处提供整流电压；

滤波器电路，介于所述整流电压节点与所述开关模式功率转换器的输出之间，并且被配置为对所述整流电压进行滤波，从而在所述输出处提供滤波电压；以及

控制器，被配置为：

感测所述整流电压；并且

基于感测到的所述整流电压，生成用于控制所述一个或多个功率开关的开关控制信号。