JP4897686B2

JP4897686B2 - 電力供給装置、力率改善装置及び力率改善方法

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Publication number: JP4897686B2
Application number: JP2007531368A
Authority: JP
Inventors: ジャンセン、アライアン
Original assignee: フレクストロニクスエーピー，リミテッドライアビリティカンパニー
Priority date: 2004-09-07
Filing date: 2005-09-07
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2025-09-07
Also published as: ATE487173T1; WO2006029323A2; EP1800198B1; EP1800198A2; WO2006029323A3; DE602005024593D1; US7205752B2; JP2008512982A; US20060077604A1; CA2575716C; CA2575716A1; EP1800198A4

Description

関連出願

本出願は、米国特許法第１１９条（ｅ）項に基づき、２００４年９月７日に出願された係属中の米国特許仮出願番号６０／６０９，５０８号、発明の名称「マスタ／スレーブ臨界導通モード電力コンバータ（MASTER SLAVE CRITICAL CONDUCTION MODE POWER CONVERTOR）」の優先権を主張する。この文献は、引用により全体が本願に援用される。

本発明は、負荷に電力を供給する電力供給装置に関し、詳しくは、複数の電源を用いて、高出力且つ均一な電力を供給する電力供給装置に関する。

電力変換装置の構成には、幾つかの問題がある。これらのうち、最も重要な問題は、入力電力に雑音をもたらすことなく、無雑音の出力電力を生成することが困難であるという問題である。この問題を解決するための技術は既に提案されているが、これまでの技術は、複雑で高価であった。従来の電力変換装置では、入力電流の成分が周期的に変化して、電力損失が起こることがある。また、従来の電力変換装置は、電力の入力側から見て、単純な抵抗負荷に見えない。

力率改善（power factor correction：ＰＦＣ）のためのブーストコンバータの従来の設計では、リプル電流を最小化するために、周知の２つの手法が用いられる。この従来の力率改善（ＰＦＣ）ブーストコンバータ５００の構成を図５に示す。図５に示すような力率改善のための２つの手法は、不連続モード（discontinuous mode：以下、ＤＭともいう。）と、連続モード（continuous mode：以下、ＣＭともいう。）である。

ブーストコンバータ５００では、交流（ＡＣ）電源Ｖ_ＡＣが全波整流のブリッジ整流器Ｂｒの入力端子の両端に接続されている。ブリッジ整流器Ｂｒの第１の出力端子は、インダクタＬの第１の端子に接続されている。インダクタＬの第２の端子は、トランジスタスイッチＭのドレインと、ダイオードＤのアノードとに接続されている。ダイオードＤのカソードは、出力コンデンサＣの第１の端子に接続されている。ブリッジ整流器Ｂｒの第２の出力端子は、検出抵抗器（sensing resistor）Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}の第１の端子に接続されている。検出抵抗器Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}の第２の端子、トランジスタスイッチＭのソース及び出力コンデンサＣの第２の端子は、それぞれ接地されている。検出抵抗器Ｒ_{ＳＥＮＳＥ}の第１の端子に現れる信号電圧−Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}は、交流電源Ｖ_ＡＣからブーストコンバータ５００に流れる電流を表している。信号電圧−Ｉ_{ＳＥＮＳＥ}は、接地電位を基準とした抵抗器Ｒ_{ＳＥＮＳＥ} の両端の電圧降下によって形成されるので、負の極性を有する。トランジスタスイッチＭのゲートには、切換制御電圧信号Ｖ_ＳＷが供給されており、トランジスタスイッチＭを導通する（スイッチを閉じる）か、導通しない（スイッチを開く）かが制御される。

トランジスタスイッチＭが閉じられたとき、ブリッジ整流器Ｂｒからの電流は、インダクタＬからトランジスタスイッチＭを通して流れる。このような状態では、ダイオードＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴによって逆方向にバイアスされる。インダクタＬ中を流れている電流は、エネルギを、その磁界として蓄える。トランジスタスイッチＭが開かれたとき、この蓄積エネルギは、ダイオードＤを通して流れる電流によって、出力コンデンサＣに伝達される。このような状態では、ダイオードＤは、順方向にバイアスされている。出力コンデンサＣに蓄えられたエネルギは、出力コンデンサＣの両端に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを形成し、このエネルギは、負荷、例えば次段の電力変換器を駆動するために使用することができる。交流電源Ｖ_ＡＣから出力コンデンサＣへのエネルギ伝達の割合は、切換制御信号Ｖ_ＳＷのデューティサイクルに依存する。

図５に示すブーストコンバータ５００は、交流電源Ｖ_ＡＣからブーストコンバータ５００に流れる電流が交流電源Ｖ_ＡＣによって供給される電圧と実質的に同期するように、トランジスタスイッチＭの切換時間を制御するとともに、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが一定のレベルに維持されるように、トランジスタスイッチＭのデューティサイクルを制御する。トランジスタスイッチＭの切換を制御するためには、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと信号電圧−Ｉ_{ＳＥＮＳＥ} との両方が監視される。

このようにブーストコンバータ５００が連続モード（ＣＭ）で動作するとき、インダクタＬ中を流れている電流は、常にゼロよりも大きい。したがって、トランジスタスイッチＭを閉じた瞬間にも、ダイオードＤには電流が流れている。ダイオードＤの接合部にエネルギが蓄積されていると、ダイオードＤには有限の回復時間が必要となり、ダイオードＤは、直ちにはオフとはならない。むしろ、ダイオードＤの接合部に蓄積されたエネルギは、トランジスタスイッチＭを閉じた瞬間に、トランジスタスイッチＭを通して放電される。トランジスタスイッチＭに大きな電流（high level of current）が流れることによって、過度の電力損失及びトランジスタスイッチＭの早期破損が生じる可能性がある。また、この大電流は、トランジスタスイッチＭを閉じる毎に生じるので、スイッチング周波数（switching frequency）が制限される。特に、次段の電力変換装置を駆動するブーストコンバータでは、出力コンデンサＣの両端の電圧が通常約４００ボルトに制限されるので、上述したような問題は、深刻である。また、力率改善のブーストコンバータ５００では、交流電源Ｖ_ＡＣから供給される電圧と電流とが互いに同期するように、切換時間が制御されるので、トランジスタスイッチＭに大きな電流が流れるこの問題は、これまで、ブーストコンバータ５００が不連続モード（ＤＭ）で動作している場合のように、トランジスタスイッチＭを閉じる前に、ダイオードＤを流れる電流をゼロにすることによっては、回避することができなかった。

一方、ＤＭモードで動作する場合、ブーストコンバータ５００では、インダクタＬ中を流れる電流の最小値をゼロに落とすことができ、同時に、最大電流値を大きくすることができるように、通常、リプルを大きくしている。このＤＭモードのブーストコンバータに許容される電流値の範囲の拡大は、動作モードにかかわらず、インダクタＬ中の電流の平均値が一定に維持されることを意味する。このように電流の平均値が一定に維持されることにより、ＤＭモードのブーストコンバータは、ＣＭモードのブーストコンバータに比べて損失が少ないスイッチングと、効率の向上との両方を達成するが、ＤＭモードによって、入力電流及び出力電流の両方に大きなリプルがもたらされてしまう。

従来の電力変換装置では、上述した設計の複数のブーストコンバータを用い、各ブーストコンバータ間で位相を変え、これらの出力電力を結合することによって、リプルの影響を低減しようとしている。各ブーストコンバータの位相は、ブーストコンバータのリプル成分が互いにキャンセルされるように、他のブーストコンバータに対して変えられる。このような力率改善装置を図６に示す。

負荷を駆動するために、力率改善装置に供給される入力リプル電流をキャンセルする技術は周知である。更に、２つの電源を並列に接続し、位相が１８０°ずれたスイッチング周波数で２つの電源を動作させることによって、入力リプル電流をキャンセルできることが知られている。図６に示す従来の力率改善装置２０は、この手法に基づいて、入力リプル電流をキャンセルする。力率改善装置２０は、第１のブーストコンバータ２１（第１の電源）を備え、第１のブーストコンバータ２１は、ＰＷＭコントローラ２２と、ＦＥＴ電力スイッチＭ１と、インダクタＬ１と、整流器Ｄ１と、平滑コンデンサＣ１とを有する。第１のブーストコンバータ２１の動作は周知であるので、ここでは詳細には説明しない。第１のブーストコンバータ２１によって負荷２６に供給される電力は、フィードバック回路２７及びＰＷＭコントローラ２２によって安定化制御されており、ＰＷＭコントローラ２２の出力は、ＦＥＴ電力スイッチＭ１のゲート電極に供給される。フィードバック回路２７の抵抗器Ｒ３、Ｒ４によって形成された分圧器は、第１のブーストコンバータ２１の出力電圧を分圧し、増幅器Ｕ６は、この分圧電圧を基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３と比較する。そして、増幅器Ｕ６の出力電圧は、ＰＷＭコントローラ２２の制御入力に供給され、ＰＷＭコントローラ２２は、ＦＥＴ電力スイッチＭ１のオン時間（ON time）を制御する。

また、力率改善装置２０は、第２のブーストコンバータ２３（第２の電源）を備え、第２のブーストコンバータ２３は、ＰＷＭコントローラ２４と、ＦＥＴ電力スイッチＭ２と、インダクタＬ２と、整流器Ｄ２と、平滑コンデンサＣ２とを有する。第２のブーストコンバータ２３の動作は周知であるので、ここでは詳細には説明しない。また、第２のブーストコンバータ２３によって負荷２６に供給される電力は、フィードバック回路２７及びＰＷＭコントローラ２４によって安定化制御されており、ＰＷＭコントローラ２４の出力は、ＦＥＴ電力スイッチＭ２のゲート電極に供給される。また、増幅器Ｕ６からの出力電圧は、ＰＷＭコントローラ２４の制御入力にも供給され、ＰＷＭコントローラ２４は、ＦＥＴ電力スイッチＭ２のオン時間を制御する。

周知のように、ブーストコンバータ２１、２３のインダクタＬ１、Ｌ２中を流れる電流は、それぞれ三角波状の波形を有する。固定周波数発振器２５は、ＰＷＭコントローラ２２のクロック入力に直接接続されているとともに、インバータＮ２を介してＰＷＭコントローラ２４のクロック入力に接続されており、固定周波数発振器２５は、ＰＷＭコントローラ２２、２４に、位相が１８０°異なるクロック波形を供給する。この結果、インダクタＬ１、Ｌ２の三角波状の電流波形は、互いに位相が１８０°異なっている。したがって、入力電流の三角波成分はキャンセルされ、入力電流の直流成分だけが残る。なお、図６の回路では、負荷２６への電流又は電力が均等に配分されていない。更に、２つの電源を構成する部品は、同一ではないので、通常、僅かな位相差が生じる。これにより生じるリプル電流は大きく、この回路は、大電力装置には適用することができない。

また、負荷に電力を供給する２つの可変周波数電源に組み合わせて、各電源毎に負荷に供給する電流を均等にするための位相検出を用いて、力率改善装置に入力される入力電流のリプル成分をキャンセルする手法も知られている。

図７は、負荷３６に電力を供給する力率改善装置３０のブロック図である。力率改善装置３０は、第１及び第２の電源３１、３２を備え、第１及び第２の電源３１、３２は、入力端子が互いに接続されており、電力を同じ負荷３６に供給する。第１及び第２の電源３１、３２は、それぞれ可変周波数電源であり、スイッチング周波数と、負荷３６に供給する電力との間に所定の関係を有する。例えば、各電源３１、３２は、スイッチング周波数と、負荷３６に供給する電力との間に、線形又は非線形の関係を有する。同時に、各電源３１、３２は、スイッチング周波数と、負荷３６に供給する電力との間に、電力及びスイッチング周波数が同じ方向に増減するような線形関係、あるいは電力及びスイッチング周波数がそれぞれ反対の方向に変化するような逆の関係を有する。力率改善装置３０の第１及び第２の電源３１、３２は、スイッチング周波数と、負荷３６に供給する電力との間に同じ関係を有する。第１及び第２の電源３１、３２は、図７に示すように、互いに並列に接続することができる。

図７に示すように、力率改善装置３０は、第１及び第２の電源３１、３２にそれぞれ第１及び第２の接続されたフィードバック回路３３、３４を備える。第１のフィードバック回路３３は、第１の電源３１の出力電圧の一部を第１の電源３１の制御端子ＣＴＲＬに供給して、第１の電源３１の第１のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ１を変化させ、これにより、第１の電源３１から負荷３６に供給される電力を調整する。同様に、第２のフィードバック回路３４は、第２の電源３２の出力電圧の一部を第２の電源３２の制御端子ＣＴＲＬに供給して、第２の電源３２の第２のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ２を変化させ、これにより、第２の電源３２から負荷３６に供給される電力を調整する。

位相検出器３５は、第１の電源３１の第１のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ１と第２の電源３２の第２のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ２間の位相差を表す誤差信号を生成する。第１の電源３１の端子からの第１のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ１は、位相検出器３５の一方の入力端子に供給される。同様に、第２の電源３２の端子からの第２のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ２は、位相検出器３５の他方の入力端子に供給される。位相検出器３５が出力する誤差信号は、フィードバック回路３３、３４に供給される。これにより、第１及び第２のスイッチング周波数のｆ_ｓｗ１、ｆ_ｓｗ２は、互いにロックされる。

更に、第１及び第２の電源３１、３２は、スイッチング周波数と、負荷３６に供給する電力との間に同様の関係を有するので、第１の電源３１から負荷３６に供給される電力は、第２の電源３２から負荷３６に供給される電力と実質的に等しい。図７に示す構成では、第１及び第２の電源３１、３２が互いに並列に接続されており、同じ電圧を負荷３６に印加するので、第１及び第２の電源３１、３２から負荷３６に供給される電力を均等にすることは、各電源３１、３２から負荷３６に供給される電流が実質的に均等になることを意味する。

図７の回路では、２つの電源３１、３２間の相対的な位相が１８０°シフトした状態でロックするように設計された制御ループを利用している。しかしながら、２つの電源３１、３２のデューティサイクルは、必ずしも５０％でないので、位相は、必ずしも逆相にはならない。更に、図７の回路は、安定化のための制御ループ（regulation loop）の制限によって、位相ロック状態を失い、この結果、入力リプル電流のキャンセル動作を完全に喪失し、この回路から可聴雑音を生じることがある。

本発明は、マスタ／スレーブ構成を有し、スレーブ電源が所望の特性の出力電力を生成するように変調された複数の電源を用いて、負荷に電力を供給する電力供給装置及び力率改善方法を提供する。

本発明は、ＡＣ／ＤＣ電力変換装置及びＤＣ／ＤＣ電力変換装置の両方において絶縁構成及び非絶縁構成で用いられるバックコンバータ、ブーストコンバータ、バック／ブーストコンバータ、フライバックコンバータ及びフォワードコンバータを含む、あらゆる種類の臨界導通モード（critical conduction mode：ＣＣＭ）コンバータで、実施することができる。

３００Ｗ以上の出力電力を有する電源で用いることを意図された力率改善（ＰＦＣ）フロントエンドを含む幾つかの応用において、入力電圧の全範囲に亘る良好な負荷電流バランス（current sharing）、可変周波数動作、入力電流のリプルの効果的なキャンセル及び入力電力変換部における干渉の最小化が望まれる。本発明は、これらの所望の特性を有し、簡単で容易に製造できる電力供給装置を提供する。また、本発明により、従来の多くの力率改善装置で採用されている大きくて嵩張る効率の悪い部品、例えば電流検出抵抗器の使用を避けることができる。

本発明は、同期した（coherent）電力を負荷に供給する複数の可変周波数電源を用いる電力供給装置、力率改善装置及び力率改善方法を提供する。この電力供給装置、力率改善装置及び力率改善方法では、マスタ電源のオフ切換（switch-off）に応じて、スレーブ電源のオン切換（switch-on）をトリガし、また、電力特性を最適化するために、位相検出器を用いて、スレーブ電源のオフ切換を調整する。

本発明の他の実施の形態においては、局部電圧制御発振器（以下、ＶＣＯともいう。）を用いて、トリガ動作を行う。この実施の形態においては、マスタ電源のオン切換は、ＶＣＯにロックされている。ＶＣＯの周波数は、マスタ電源の周波数に等しくなるように制御されている。また、ＶＣＯは、対称の出力波形を有する。スレーブ電源は、（マスタ電源のオン切換に同期した）ＶＣＯ出力の立上がりエッジから位相が実質的に１８０°ずれた立下がりエッジでトリガされる。したがって、スレーブ電源のオン切換は、マスタ電源のオン切換から位相が実質的に１８０°ずれている。この手法によって、入力リプル電流及び出力リプル電流の両方が最小化される。

以下、図面を用いて、本発明の好ましい及び他の実施の形態を詳細に説明する。本発明を、特定の実施の形態に用いて説明するが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。すなわち、本発明は、特許請求の範囲によって定義される本発明の思想及び範囲内に含まれる代替、変更及び等価物を包含する。また、本発明の以下の詳細な説明では、本発明を完全に理解できるように、多くの特定の詳細を説明する。しかしながら、本発明は、これらの特定の詳細によらずに、実施することができる。また、本発明の特徴を不必要に曖昧にしないために、周知の方法、手順、部品及び回路については、詳細には説明しない。

図１は、本発明に基づいて負荷に電力を供給する力率改善装置１００のブロック図である。力率改善装置１００は、マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０の２つの電源を備える。マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０は、それぞれ、電源入力１１２、１３２と、電流センサ出力１１４、１３４と、電源出力１１６、１３６と、内部の単安定マルチバイブレータの入力（以下、単安定マルチバイブレータ入力という。）１１８、１３８と、内部の単安定マルチバイブレータの遅延回路入力（internal monostable delay circuit drives、以下、単に遅延回路入力ともいう。）１２２、１４２と、内部の単安定マルチバイブレータの出力（以下、単安定マルチバイブレータ出力という。）１２４、１４４とを備える。マスタ電源１１０は、スレーブ電源１３０に接続されており、力率改善装置１００の入力端子１０２から供給された電力を、入力端子１０２及び力率改善装置１００のダイオード接続された出力端子（以下、単に接続出力端子という。）１０４の両方におけて干渉を最小限にしながら、接続出力端子１０４から出力する電力に変換する。

力率改善装置１００のマスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０は、当分野において周知のスイッチング電源回路であり、したがって、マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０は、オンに切り換えられたときのみ、それぞれの電源出力１１６、１３６から電力を出力する。マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０は、いずれも内部の単安定マルチバイブレータ（図示せず）に基づいて動作し、内部のスイッチング素子（図示せず）を制御する。単安定マルチバイブレータ入力１１８、１３８に駆動トリガ（drive trigger）が入力されることによって、マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０の切換状態（switching state）が決定される。単安定マルチバイブレータ入力１１８、１３８に電圧が入力されたときに、各単安定マルチバイブレータは、内部のスイッチング素子及び単安定マルチバイブレータ出力１２４、１４４の両方に電圧を供給する。単安定マルチバイブレータによって供給される電圧は、内部の単安定マルチバイブレータの遅延回路入力（以下、単に遅延回路入力という。）１２２、１４２によって決定される遅延時間持続される。マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０において、スイッチング素子と単安定マルチバイブレータが供給する電圧との関係は、単安定マルチバイブレータが電圧を供給し、すなわち「オン」になったときに、スイッチング素子が閉じられ、これは、電源の「オフ」状態に対応している。なお、マスタ電源１１０の単安定マルチバイブレータ出力１２４とスレーブ電源１３０の単安定マルチバイブレータ入力１３８間にはインバータ１８０が挿入されているので、スレーブ電源１３０の単安定マルチバイブレータは、実質的に、マスタ電源１１０の単安定マルチバイブレータとは逆の位相で動作する。要約すれば、マスタ電源１１０及びスレーブ電源１３０は、単安定マルチバイブレータ入力１１８、１３８に信号が供給されると、オフに切り換わり、単安定マルチバイブレータは、遅延回路入力１２２、１４２の遅延回路によって決定される時間、単安定マルチバイブレータ出力１２４、１４４に電圧を出力する。

マスタ電源１１０がオフ状態（off configuration）中に、電源入力１１２に供給された電力が蓄えられ、マスタ電源１１０がオン状態（on configuration）になったときに、この蓄積電力は、電源出力１１６を介して接続出力端子１０４に供給され、そして、負荷（図示しない）に供給される。同時に、接続出力端子１０４からの信号は、単安定マルチバイブレータの遅延回路入力１２２に供給され、ここで、単安定マルチバイブレータがオン（active）であるとき、遅延回路を駆動する電流が蓄えられる。マスタ電源１１０は、自励共振回路構成（self resonant configuration）となっており、すなわち、マスタ電源１１０の電流がゼロになったときに、電流センサ出力１１４からのフィードバック信号が単安定マルチバイブレータ入力１１８に供給される。この信号は、ゼロ以下になる共振電流の固有減衰（natural resonant decay）を利用するために、任意で遅延回路１３１を通して供給される。そして、単安定マルチバイブレータは、電圧を供給して、マスタ電源１１０をオフ状態に切り換え、同時に、単安定マルチバイブレータ出力１２４に電圧を出力する。単安定マルチバイブレータは、遅延回路入力１２２の遅延回路に基づく時間、電圧を出力する。遅延回路入力１２２の遅延回路は、力率改善装置１００の出力電力によって充電される。

単安定マルチバイブレータ出力１２４からの信号は、インバータ１８０を通してスレーブ電源１３０の単安定マルチバイブレータ入力１３８に供給される。したがって、マスタ電源１１０がオフ状態に切り換えられた後に、スレーブ電源１３０は、オン状態に切り換えられる。スレーブ電源１３０は、帰還機構を用いて、オン状態を持続する時間を調整する。スレーブ電源１３０は、遅延回路入力１４２の遅延回路によって決定される時間、オン状態を維持する。遅延回路入力１４２の遅延回路は、力率改善装置１００の出力電力と、単安定マルチバイブレータ出力１４４及び電流センサ出力１３４とを用いたフィードバックループによって充電される。このフィードバックループにより、スレーブ電源１３０は、スレーブ電源１３０に電流が実質的に流れなくなるまで、オフ状態とはならない。位相検出器１６０は、単安定マルチバイブレータ出力１４４からの信号と、電流センサ出力１３４からの信号とを比較する。位相検出器１６０の出力信号は、力率改善装置１００の出力電力に比例した電流を表す信号に加算され、加算された信号は、遅延回路入力１４２に供給される。位相検出器１６０の電圧出力は、オフ切換状態（switch-off）のスレーブ電源１３０に存在する電流がゼロになった時点からのずれを表す。この誤差信号によって、スレーブ電源１３０に存在する電流が実質的にゼロになったときに、オフ切換イベント（switch-off）が起こるように、スレーブ電源１３０のパルス幅を変調する負帰還がかかる。

マスタ電源１１０は、自励共振回路構成を有し、接続出力端子１０４及び電流センサ出力１１４からのフィードバック信号に応じた切換状態を有する。スレーブ電源１３０の切換状態は、マスタ電源１１０の単安定マルチバイブレータ出力１２４と、電流センサ出力１３４及び単安定マルチバイブレータ出力１４４の比較に基づく補正によって調整された接続出力端子１０４からのフィードバックとによって制御される。このように、スレーブ電源１３０の切換状態は、マスタ電源１１０の切換状態と逆になり、スレーブ電源１３０のパルス幅は、その切換状態に適合するように最適化される。

入力端子１０２を通して外部から供給される電力は、電源入力１１２を通してマスタ電源１１０に供給されるとともに、電源入力１３２を通してスレーブ電源１３０にも並列に供給される。マスタ電源１１０がオン状態のとき、スレーブ電源１３０は、オフ状態である。電源入力１１２から供給され、マスタ電源１１０に蓄えられた電力は、電源出力１１６から接続出力端子１０４に供給される。同時に、電源入力１３２からスレーブ電源１３０に供給された電力は、スレーブ電源１３０に蓄えられ、この電力は、電源出力１３６から出力されない。マスタ電源１１０内の電流がゼロになったときに、フィードバック信号が電流センサ出力１１４から単安定マルチバイブレータ入力１１８に供給され、マスタ電源１１０は、オフ状態に切り換わり、このオフ状態では、マスタ電源１１０は、遅延回路入力１２２の遅延回路によって決定される時間、オフ状態を維持する。同時に、信号がマスタ電源１１０の単安定マルチバイブレータ出力１２４からスレーブ電源１３０の単安定マルチバイブレータ入力１３８に供給され、この信号は、スレーブ電源１３０をオフ状態からオン状態に切り換える切換をトリガする。スレーブ電源１３０は、このオン状態を、遅延回路入力１４２の遅延回路によって決定される時間維持する。この遅延時間の長さは、負帰還機構によって、複数のスイッチングサイクルの過程に亘って変調され、最適な遅延時間からのずれによって、遅延回路入力１４２に供給される電圧が調整される。一方、マスタ電源１１０は、遅延回路入力１２２の遅延回路に基づき、オフ状態を維持する。遅延回路入力１２２、１４２の遅延回路は、同じ信号源（same source）によって動かされるので、スレーブ電源１３０がオフに切り換わった後、直ちにマスタ電源１１０はオンに切り換わる。

図２は、図１のマスタ電源１１０又はスレーブ電源１３０の電源２００の機能ブロック図である。電源２００は、電圧入力端子２１０と、電圧出力端子２３０と、単安定マルチバイブレータ２７６と、演算増幅器２７４と、スイッチング素子２７８と、インダクタ２７０と、ダイオード２８０と、インダクタ２７２とを備える。電圧入力端子２１０に入力された電圧は、インダクタ２７０に印加され、インダクタ２７２に誘導電流を誘導する。スイッチング素子２７８が開き、適切な方向に電流が流れている場合、インダクタ２７０からの電流は、ダイオード２８０を順方向にバイアスし、電圧出力端子２３０を通して出力される。スイッチング素子２７８が閉じている場合、インダクタ２７０からの電流は、接地に流れ、ダイオード２８０は、逆方向にバイアスされる。

スイッチング素子２７８の状態は、単安定マルチバイブレータ２７６の出力Ｑによって決定される。出力Ｑは、２つの状態をとることができ、デフォルトでは第１の状態であり、単安定マルチバイブレータ２７６の入力Ａに電圧が印加されたとき、出力Ｑは、第２の状態となり、単安定マルチバイブレータ２７６の入力ＲＣによって決定される時間、この第２の状態を維持する。単安定マルチバイブレータ２７６に対する入力Ａ、ＲＣは、電源２００の単安定マルチバイブレータ入力２４０及び遅延回路入力２５０によって、それぞれ決定される。単安定マルチバイブレータ２７６の出力Ｑは、電源２００の単安定マルチバイブレータ出力２６０から出力される。

インダクタ２７２に誘導された誘導電流は、演算増幅器２７４の一方の入力端子に入力され、演算増幅器２７４の他方の入力端子は接地されている。演算増幅器２７４の出力は、電源２００の電流センサ出力２２０から出力される。

図３は、本発明の他の実施の形態の機能ブロック図である。図３の力率改善装置３００の動作は、実質的に図１の力率改善装置１００と同じである。力率改善装置３００は、入力端子３０１から電力が入力されて、出力端子３０２から電力を出力する。入力端子３０１からの電力は、一方がマスタ電源であり、他方がスレーブ電源である並列した２つの電源に供給される。

入力電力は、インダクタ３１０に供給され、インダクタ３１０は、インダクタ３１８に誘導電流を誘導する。インダクタ３１０からの電流は、スイッチング素子３１４の状態に応じて、２つの経路のうちの１つを流れる。すなわち、スイッチング素子３１４が開いている場合、電流は、ダイオード３１２を通して出力端子３０２に供給され、スイッチング素子３１４が閉じている場合、電流は、スイッチング素子３１４を通して接地に流れる。インダクタ３１８の誘導電流による信号は、演算増幅器３２０の一方の入力端子に入力される。演算増幅器３２０の他方の入力端子は、接地されている。演算増幅器３２０の出力は、遅延回路３２２を通して、単安定マルチバイブレータ３１６のトリガ入力Ａに供給される。

また、入力電力は、スレーブ電源にも供給されている。電力は、インダクタ３５０に供給され、インダクタ３５０は、インダクタ３５８に誘導電流を誘導する。インダクタ３５０からの電流は、スイッチング素子３５４の状態に応じて、２つの経路のうちの１つを流れる。すなわち、スイッチング素子３５４が開いている場合、電流は、ダイオード３５２を通して出力端子３０２に供給され、スイッチング素子３５４が閉じている場合には、電流は、スイッチング素子３５４を通して接地に流れる。インダクタ３５８の誘導電流による信号は、演算増幅器３６０の一方の入力端子に入力される。演算増幅器３６０の他方の入力端子は、接地されている。演算増幅器３６０の出力は、スレーブ電源を制御するフィードバック回路３９５に供給される。フィードバック回路３９５の動作については、単安定マルチバイブレータ３１６、３５６及びマスタ電源の動作に関連して、後により詳細に説明する。

単安定マルチバイブレータ３１６、３５６は、出力Ｑと、２つの入力Ａ、ＲＣとをそれぞれ有する。出力Ｑは、安定状態と、フローティング状態との２つの状態をとることができる。単安定マルチバイブレータ３１６、３５６の入力Ａに信号が入力されたときに、出力Ｑの状態は、安定状態からフローティング状態に遷移し、出力Ｑがフローティング状態を持続する時間は、入力ＲＣによって決定される。入力ＲＣが接地されたとき、出力Ｑの状態は、安定状態に戻る。力率改善装置３００において、この遷移のタイミングを決定する一般的な手法（ubiquitous method）は、抵抗器とコンデンサからなる回路を入力ＲＣに接続することである。出力Ｑがフローティング状態にあるとき、コンデンサに蓄えられた電力は、入力ＲＣが接地電位になるまで、抵抗器によって消費され、したがって、出力Ｑがフローティング状態である時間が決定される。

マスタ電源及びスレーブ電源のダイオード接続された出力電圧（combined output）は、出力端子３０２に供給されるとともに、フィードバック信号３９７としてマスタ電源及びスレーブ電源に供給される。フィードバック信号３９７は、フィルタ３８０を通過した後、フィルタ３８２及び加算器３９２の両方に供給される。フィルタ３８２の出力は、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の入力ＲＣに入力される。このように、単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑがフローティング状態に持続される時間は、フィルタ３８２によって決定される。単安定マルチバイブレータ３１６は、出力Ｑによってスイッチング素子３１４を駆動する。出力Ｑの状態、すなわちスイッチング素子３１４の状態は、単安定マルチバイブレータ３１６によって決定される。同時に、出力Ｑからの信号は、スレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａにも入力される。

マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑをスレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａに接続することにより、スイッチング素子３１４を閉じた後に、スイッチング素子３５４を開くことができる。したがって、スレーブ電源のオン切換イベント（switch-on）は、マスタ電源のオフ切換イベントによってトリガされる。なお、スレーブ電源及びマスタ電源の実際のデューティサイクルは、鏡像の関係ではなく、したがって、入力リプル電流及び出力リプル電流は、完全にキャンセルすることができない。そこで、スイッチングサイクルを決定するフィードバック回路３９５は、これらのデューティサイクルに変調をかける補正係数を有する。以下、このフィードバック回路３９５について詳細に説明する。

スレーブ電源のフィードバック回路３９５は、演算増幅器３６０の出力及び単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑに基づいて、単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａ、ＲＣにそれぞれ入力する適切な信号を決定する。また、フィードバック回路３９５は、単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑ及び演算増幅器３６０の出力から、スイッチング素子３５４に対する信号を制御する。フィードバック回路３９５は、演算増幅器３６０からの入力信号と、単安定マルチバイブレータ３５６からの入力信号とに対して独立した２つの処理を実行し、これらの２つの処理により、独立した２つの出力信号を生成する。

第１の出力信号を生成するために、フィードバック回路３９５は、演算増幅器３６０の出力に対して単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑを比較し、それら間の位相を求める。単安定マルチバイブレータ３５６は、その出力Ｑによって、スレーブ電源の切換イベント（switching event）を生じさせ、演算増幅器３６０の出力は、スレーブ電源に存在する電流の大きさを表している。位相の比較では、スレーブ電源の電流が実質的にゼロとなる最適な切換時間（switching time）から所望の切換時間までのずれを表す信号を算出する。

第２の出力信号は、ＡＮＤゲート３９０が単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑ及び演算増幅器３６０の出力に対して実行した演算の結果を表す信号である。この処理により、スレーブ電源の電流が実質的にゼロ以下になるまで、切換イベントをトリガしないような第２の出力信号が生成される。

フィードバック回路３９５の第１の出力信号は、フィルタ３８４を通して、加算器３９２に入力される。加算器３９２は、この第１の出力信号をフィードバック信号３９７に加算する。この加算器３９２の出力信号は、フィルタ３８６に供給された後、単安定マルチバイブレータ３５６の入力ＲＣに入力される。

このようにして、スレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑのフローティング状態への遷移は、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑからの信号によって決定され、フローティング状態が持続される時間は、フィードバック信号３９７及びフィードバック回路３９５の第１の出力信号によって決定される信号によって決定される。

フィードバック回路３９５の第２の出力信号は、スレーブ電源のスイッチング素子３５４に供給され、スイッチング素子３５４を制御する。スレーブ電源の切換状態は、ＡＮＤゲート３９０において、演算増幅器３６０の出力と単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑの論理積を求めることによって決定される。したがって、スレーブ電源の出力電流が実質的にゼロ以下にならない限り、スレーブ電源の切換イベントは、トリガされない。

フィードバック回路３９５は、スレーブ電源の所望の切換時間に補正する機能を有している。上述したように、この所望の切換時間は、マスタ電源のオフ切換イベントによって直接トリガされる。なお、フィードバック回路３９５がなければ、スレーブ電源のインダクタ３５０の電流が許容できないレベルにある間に、スイッチング素子３５４が閉じてしまう可能性がある。これにより、スイッチング素子３５４が破損する虞がある。すなわち、フィードバック回路３９５は、２つの機能を有する。第１には、フィードバック回路３９５は、電流が許容できないレベルにある間に、スイッチング素子３５４が閉じてしまうことを防止することであり、第２には、フィードバック回路３９５は、スレーブ電源のパルス幅を補正して、パルス幅を、スレーブ電源の電流に関するオフ切換イベントが最適な時刻で行われるようにすることである。

図４は、本発明の好ましい実施の形態の力率改善装置４００の構成を示す図である。力率改善装置４００の構成は、図３の力率改善装置３００と略同じであるが、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑと、スレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａとの間に発振回路４１０が追加されている。

発振回路４１０は、デューティサイクルが５０％の電圧制御発振器（以下、単に発振器という）４４０を備え、トリガ信号を生成して、トリガ信号を単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａに供給する。発振器４４０に入力される制御信号は、発振器４４０の発振周波数がマスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑの周波数と実質的に同じになるように調整される。また、発振器４４０からのトリガ信号は、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑの信号に実質的に同期しており、実際には、その信号の立上がりエッジによってオフにトリガされている。このトリガ信号は、反転されてスレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａに供給され、スレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の出力Ｑは、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑから位相が実質的に１８０°ずれている。

発振回路４１０では、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑは、位相検出器４２０に入力され、電圧制御発振器である発振器４４０の出力と比較される。得られる位相検出器４２０の出力は、２つの入力信号間の誤差に比例している。この信号は、分圧回路４３０に入力された後、発振器４４０に入力される。これにより、発振器４４０の出力信号を、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑの立上がりエッジに同期させるフィードバック回路が構成される。したがって、発振器４４０の発振周波数と、単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑの周波数は、実質的に同じである。また、発振器４４０の出力は、インバータ４５０によって反転され、スレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６の入力Ａに入力される。この動作により、スレーブ電源の単安定マルチバイブレータ３５６は、マスタ電源の単安定マルチバイブレータ３１６の出力Ｑの信号から位相が１８０°ずれた時点でトリガされる。

スイッチング素子３１４、３５４の特性に従って、単安定マルチバイブレータ３１６、３５６の出力Ｑの信号間の１８０°の位相差により、スイッチング素子３１４が閉じた後に、スイッチング素子３５４が開くことになる。したがって、スレーブ電源のオン切換イベントは、マスタ電源のオフ切換イベントによってトリガされる。

力率改善装置４００は、力率改善装置３００に比べて、より最適な入力電流及び出力電流のリプルのキャンセルを行うことができる。上述したように、マスタ電源及びスレーブ電源の動作は、完全には一致していない。回路部品に破損を与えないようにするために、マスタ電源及びスレーブ電源のデューティサイクルは、必ずしも互いに鏡像の関係にする必要はない。したがって、マスタ電源及びスレーブ電源の信号は、互いのリプル成分を完全にキャンセルすることができない。

局部発振器を用いた力率改善装置４００は、マスタ電源及びスレーブ電源のデューティサイクルを、一定になるように補正して、互いに位相が１８０°ずれ、デューティサイクルが５０％の状態に向ける。この補正により、最適なキャンセルを行うことができる。一方、上述した力率改善装置３００では、このような補正は行わない。したがって、力率改善装置４００は、リプルキャンセルに関して、力率改善装置３００より優れている。

本発明の構成及び動作原理を明瞭に説明するために、様々な詳細を含む特定の実施の形態を用いて本発明を説明した。このような特定の実施の形態の説明及びその詳細は、特許請求の範囲を制限するものではない。本発明の主旨及び範囲から逸脱することなく、例示的に選択された実施の形態を変更できることは、当業者にとって明らかである。

本発明の特徴に基づく、負荷に電力を供給する力率改善装置のブロック図である。図１に示す力率改善装置の一部を示す図である。本発明の他の実施の形態のブロック図である。本発明の好ましい実施の形態のブロック図である。従来の電源の構成を示す図である。２つの並列の電源を用いて力率補正を行う従来の電力供給システムのフロンエンドを示す図である。位相ロックループによって周波数を等しくした２つの並列の電源を用いて、力率を改善する従来の電力供給装置のフロントエンド（力率改善）部を示す図である。

Claims

負荷に電力を供給する臨界導通モードの電力供給装置において、
ａ．第１及び第２の制御回路をそれぞれ有する第１及び第２の電源と、
ｂ．第１の信号を、上記第１の電源のスイッチング素子と、上記第２の電源の上記第２の制御回路との両方に直接供給して、該第１の電源のオフ切換イベントを検出した後に、該第２の電源のオン切換イベントをトリガする手段と、
ｃ．上記第２の電源の切換状態を監視して、該切換状態に基づき、該第２の電源のデューティサイクルを連続的に調整するフィードバック機構とを備え、
上記フィードバック機構は、上記第２の電源内に残っている電力を供給するための電力供給電流がゼロになったときに、該第２の電源のオフ切換イベントをトリガし、
上記第１及び第２の電源は、同等の雑音特性を有することを特徴する電力供給装置。
上記第１の電源は、当該電力供給装置が供給する電力に比例した信号が入力される第１のフィードバック回路によって決定されるパルス幅と、該第１の電源に存在する電力供給電流に比例した信号が入力される第２のフィードバック回路によって決定される周波数とを有するスイッチング波形を有することを特徴とする請求項１記載の電力供給装置。
上記第２のフィードバック回路は、上記第１の電源に電力供給電流が存在しないことを検出した後に、該第１の電源のオフ切換イベントをトリガする信号を、該第１の電源の上記第１の制御回路に送る手段を有することを特徴とする請求項２記載の電力供給装置。
上記第１の電源の第１の制御回路に信号を送る手段は、該第１の電源の電力供給電流の既知の振動波形を利用して、該第１の電源のスイッチング素子の両端の電圧を最小とするように、該信号を遅延する遅延手段を有することを特徴とする請求項３記載の電力供給装置。
上記第２の電源は、該第２の電源のオフ切換イベントをトリガすることによって決定される周波数と、該第２の電源に存在する電力供給電流に比例した信号、当該電力供給装置が供給する電力に比例した信号及び所望の切換イベントを表す信号が入力される第３のフィードバック回路によって変調されるパルス幅とを有するスイッチング波形を有することを特徴とする請求項１記載の電力供給装置。
上記所望の切換イベントは、上記第１の電源のオフ切換イベントによって間接的にトリガされることを特徴とする請求項５記載の電力供給装置。
上記第３のフィードバック回路は、上記所望の切換イベントを表す信号と上記第２の電源の電力供給電流に比例した信号間の位相差を求め、
上記第２の制御回路は、上記位相差を表す信号を用いて、上記第２の電源のデューティサイクルを連続的に調整することを特徴とする請求項６記載の電力供給装置。
負荷に電力を供給する臨界導通モードの電力供給装置において、
ａ．第１及び第２の制御回路をそれぞれ有する第１及び第２の電源と、
ｂ．第１の信号を、上記第１の電源のスイッチング素子と、該第１の電源と上記第２の電源間に接続された、該第２の電源の上記第２の制御回路に制御信号を供給する発振回路との両方に直接供給して、該第１の電源のオフ切換イベントを検出した後に、該第２の電源のオン切換イベントをトリガする手段とを備え、
上記発振回路は、上記第１の電源から上記第１の信号が供給され、周波数が該第１の信号の周波数に等しくなるように上記制御信号を発生する電圧制御発振器を有し、
上記第１及び第２の電源は、同等の雑音特性を有することを特徴とする電力供給装置。
上記制御信号は、周波数が上記第１の電源のスイッチング波形の周波数と同じであり、位相が該第１の電源のスイッチング波形と１８０°ずれ、デューティサイクルが５０％の波形を有することを特徴とする請求項８記載の電力供給装置。
上記第１の電源は、当該電力供給装置が供給する電力に比例した信号が入力される第１のフィードバック回路によって変調されるパルス幅と、該第１の電源に存在する電力供給電流に比例した信号が入力される第２のフィードバック回路によって決定される周波数とを有するスイッチング波形を有することを特徴とする請求項８記載の電力供給装置。
上記第２のフィードバック回路は、上記第１の電源に電力供給電流が存在しないことを検出した後に、該第１の電源のオフ切換イベントをトリガする信号を、該第１の電源の上記第１の制御回路に送る手段を有することを特徴とする請求項１０記載の電力供給装置。
上記第１の電源の第１の制御回路に信号を送る手段は、該第１の電源の電力供給電流の既知の振動波形を利用して、該第１の電源のスイッチング素子の両端の電圧を最小とするように、該信号を遅延する遅延手段を有することを特徴とする請求項１１記載の電力供給装置。
上記第２の電源は、該第２の電源のオフ切換イベントをトリガすることによって決定される周波数と、該第２の電源に存在する電力供給電流に比例した信号、当該電力供給装置が供給する電力に比例した信号及び所望の切換イベントを表す信号が入力される第３のフィードバック回路によって変調されるパルス幅とを有するスイッチング波形を有することを特徴とする請求項８記載の電力供給装置。
上記所望の切換イベントは、上記第１の電源のオフ切換イベントによって間接的にトリガされることを特徴とする請求項１３記載の電力供給装置。
上記第３のフィードバック回路は、上記所望の切換イベントを表す信号と上記第２の電源の電力供給電流に比例した信号間の位相差を求め、
上記第２の制御回路は、上記位相差を表す信号を用いて、上記第２の電源のデューティサイクルを連続的に調整することを特徴とする請求項１４記載の電力供給装置。
上記第３のフィードバック回路は、上記第２の電源の電力供給電流がゼロよりも大きいときに、上記所望の切換イベントが起こることを防止することを特徴とする請求項１４記載の電力供給装置。
電源の力率を改善する臨界導通モードの力率改善装置において、
ａ．供給する電力とスイッチング周波数間に同様の関係を有するとともに、同等の雑音特性を有する第１及び第２の電源と、
ｂ．上記第１の電源のオフ切換イベントを検出した後に、上記第２の電源のオン切換イベントをトリガする、第１の周波数を有する第１の信号を生成する生成手段と、
ｃ．上記第２の電源の現在の切替状態に基づいて、該第２の電源のデューティサイクルを変調する変調手段と、
ｄ．上記第１の信号が供給され、上記第２の電源のオン切換イベントをトリガする上記第１の周波数と同じ第２の周波数の制御信号を発生する電圧制御発振器を有する発振回路とを備える力率改善装置。
上記生成手段は、上記第１の信号を、上記第１の電源のスイッチング素子と上記発振回路との両方に直接供給する供給手段を有することを特徴とする請求項１７記載の力率改善装置。
上記第１の電源は、当該電力供給装置が供給する電力に比例した信号が入力される第１のフィードバック回路によって決定されるパルス幅と、該第１の電源に存在する電力供給電流に比例した信号が入力される第２のフィードバック回路によって決定される周波数とを有するスイッチング波形を有することを特徴とする請求項１８記載の力率改善装置。
上記第２のフィードバック回路は、上記第１の電源に電力供給電流が存在しないことを検出した後に、該第１の電源のオフ切換イベントをトリガする信号を、該第１の電源の上記第１の制御回路に送る手段を有することを特徴とする請求項１９記載の力率改善装置。
上記第１の電源の第１の制御回路に信号を送る手段は、該第１の電源の電力供給電流の既知の振動波形を利用して、該第１の電源のスイッチング素子の両端の電圧を最小とするように、該信号を遅延する遅延手段を有することを特徴とする請求項２０記載の力率改善装置。
上記第２の電源は、該第２の電源のオフ切換イベントをトリガすることによって決定される周波数と、該第２の電源に存在する電力供給電流に比例した信号、当該電力供給装置が供給する電力に比例した信号及び所望の切換イベントを表す信号が入力される第３のフィードバック回路によって変調されるパルス幅とを有するスイッチング波形を有することを特徴とする請求項１８記載の力率改善装置。
上記所望の切換イベントは、上記第１の電源のオフ切換イベントによって間接的にトリガされることを特徴とする請求項２２記載の力率改善装置。
上記第３のフィードバック回路は、上記所望の切換イベントを表す信号と上記第２の電源の電力供給電流に比例した信号間の位相差を求め、
上記第２の制御回路は、上記位相差を表す信号を用いて、上記第２の電源のデューティサイクルを連続的に調整することを特徴とする請求項２３記載の力率改善装置。
上記制御信号は、周波数が上記第１の電源のスイッチング波形の周波数と同じであり、位相が該第１の電源のスイッチング波形と１８０°ずれ、デューティサイクルが５０％の波形を有することを特徴とする請求項２４記載の力率改善装置。
上記第３のフィードバック回路は、上記第２の電源の電力供給電流がゼロよりも大きいときに、上記所望の切換イベントが起こることを防止することを特徴とする請求項２４記載の力率改善装置。
臨界導通モードの電力供給装置の力率を改善する力率改善方法において、
ａ．同一の入力電源から電力供給され、同一の負荷に電力を供給するように、第１のスイッチング周波数を有する第１の電源と、第２のスイッチング周波数を有する第２の電源とを接続するステップと、
ｂ．上記第１の電源が、自励共振動作して、上記第１のスイッチング周波数を決定するステップと、
ｃ．上記第１の電源をオフに切り換えたときに、上記第２の電源をオンに切り換えて、上記第２のスイッチング周波数を、上記第１のスイッチング周波数に等しくするステップと、
ｄ．上記第２の電源の電力供給電流がゼロになったときに、該第２の電源のオフ切換イベントが起こるように、該第２の電源のデューティサイクルを変調するステップとを有する力率改善方法。
臨界導通モードの電力供給装置の力率を改善する力率改善方法において、
ａ．同一の入力電源から電力供給され、同一の負荷に電力を供給するように、第１のスイッチング周波数を有する第１の電源と、第２のスイッチング周波数を有する第２の電源とを接続するステップと、
ｂ．上記第１の電源が、自励共振動作して、上記第１のスイッチング周波数を決定するステップと、
ｃ．局部発振器が、周波数が上記第１のスイッチング周波数と等しく、デューティサイクルが５０％であり、位相が該第１のスイッチング周波数に同期した波形を生成するステップと、
ｄ．上記第２の電源を、上記局部発振器によって生成された波形から位相が１８０°ずれたスイッチング周波数で動作させ、該第２の電源の第２のスイッチング周波数を、上記第１のスイッチング周波数に等しくするとともに、その位相を、該第１のスイッチング周波数から１８０°ずらすステップと、
ｅ．上記第２の電源のオフ切換イベントが、該第２の電源に存在する電流に対して最適な時間に起こるように、該第２の電源のパルス幅を変調するステップとを有する力率改善方法。