CN112152454B - 一种集成升降压输出的Boost PFC变换器及控制方法 - Google Patents

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    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Abstract

本发明涉及一种集成升降压输出的Boost PFC变换器，采用新型功率拓扑结构设计，将传统Boost PFC变换器和Buck‑boost DC‑DC变换器的功能进行集成，通过减少开关器件的使用，减小了系统的体积，降低成本；同时设计了针对Boost PFC变换器的控制方法，做到了集成控制，减少驱动资源，能够实现在功率因数校正下的整流输出，以及双负载输出之间的Buck‑boost DC‑DC变换功能，提升了系统运行效率，提高了电能质量。

Description

一种集成升降压输出的Boost PFC变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及一种集成升降压输出的Boost PFC变换器及控制方法，属于电力电子功率变换技术领域。
背景技术
不控整流器电路简单可靠，但它会产生高峰值电流，引起交流输入端电流波形的畸变，致使交流侧的功率因数下降，无功损耗比较大。为了改善不控整流器的电能质量，Boost电路常被用于功率因数的校正。传统的BOOSTPFC电路由二极管整流桥和BOOST电路组成，母线电压高于交流电压有效值。要实现多负载输出，功率器件增加数量较多，占用控制资源多，系统体积增大，成本也会增加。因此，整合多种变换器的功能，同时做到控制方法上的集成，有助于功率变换器系统小型化、集成化发展，对其成本控制，应用领域扩展有着重要作用。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种集成升降压输出的Boost PFC变换器，能够减小系统的体积，降低成本，提升系统运行效率，提高电能质量。
本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种集成升降压输出的Boost PFC变换器，包括交流电源us、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3、第一电解电容C1、第二电解电容C2、第三电解电容C3、第一电感L1、第二电感L2；
其中，第一N型IGBT晶体管S1的发射极与第五二极管D5的阳极相对接，第一N型IGBT晶体管S1的集电极与第五二极管D5的阴极相对接，第二N型IGBT晶体管S2的发射极与第六二极管D6的阳极相对接，第二N型IGBT晶体管S2的集电极与第六二极管D6的阴极相对接，第三N型IGBT晶体管S3的发射极与第七二极管D7的阳极相对接，第三N型IGBT晶体管S3的集电极与第七二极管D7的阴极相对接；
交流电源us的其中一端分别对接第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极，交流电源us的另一端分别对接第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极；第一二极管D1的阴极、第三二极管D3的阴极、第一电解电容C1的其中一端、第一电感L1的其中一端四者相对接；第一电感L1的另一端分别对接第一N型IGBT晶体管S1的发射极、第二N型IGBT晶体管S2的集电极；第二N型IGBT晶体管S2的发射极分别对接第三N型IGBT晶体管S3的集电极、第二电感L2的其中一端，第二电感L2的另一端对接第二电解电容C2的其中一端；第一N型IGBT晶体管S1的集电极对接第三电解电容C3的其中一端；第二二极管D2的阳极、第四二极管D4的阳极、第一电解电容C1的另一端、第三N型IGBT晶体管S3的发射极、第二电解电容C2的另一端、第三电解电容C3的另一端六者相对接；
第二电解电容C2的两端构成低压输出端u1，用于接入低压负载；第三电解电容C3的两端构成高压输出端u2，用于接入高压负载。
作为本发明的一种优选技术方案：所述低压负载和高压负载分别为储能电池、超级电容、直流电阻负载、Buck降压型电路、Boost升压型电路、电机驱动逆变器、并网逆变器中的任意一种。
与上述相对应，本发明还要解决的技术问题是提供一种针对集成升降压输出的Boost PFC变换器的控制方法，能够减少开关器件的使用，减少驱动资源，同时兼顾功率因数校正和提高电能质量的效果。
本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种集成升降压输出的Boost PFC变换器的控制方法，包括如下步骤：
步骤A.采集高压输出端u2的电压值U2，并获得其与参考电压值
Figure BDA0002696275290000021
之间的误差，然后针对该误差进行PI处理，获得参考电流幅值
Figure BDA0002696275290000022
并进入步骤B；
步骤B.采集第一二极管D1阴极的电压值Udc，并除以第一二极管D1阴极位置电压值的峰值K，所获结果与参考电流幅值
Figure BDA0002696275290000023
经过乘法器处理，获得第一电流参考值
Figure BDA0002696275290000024
然后进入步骤C；
步骤C.采集经过第一电感L1的电流idc，并获得其与第一电流参考值
Figure BDA0002696275290000025
之间的误差，然后针对该误差依次经过PI处理、PWM处理后，针对所获结果取反，即获得第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S′1，然后进入步骤D；
步骤D.采集经过第二电感L2的电流i1，并获得其与第二电流参考值
Figure BDA0002696275290000031
之间的误差，然后针对该误差依次经过PI处理、PWM处理，获得第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S′3，然后进入步骤E；
步骤E.针对第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S′1与第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S′3，执行逻辑异或运算，获得第二N型IGBT晶体管S2所对应的控制信号S′2，然后进入步骤F；
步骤F.应用分别对应第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的控制信号S′1、S′2、S′3，分别针对第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3进行控制。
作为本发明的一种优选技术方案：基于所述分别对第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的控制，所述集成升降压输出的Boost PFC变换器分别构成两种工作模式如下：
工作模式一为功率因数校正下的升降压双负载输出模式，其中，将第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3视为一个开关管
Figure BDA0002696275290000032
使用经过第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3的平均电流控制获得开关管
Figure BDA0002696275290000033
的控制信号；第一N型IGBT晶体管S1与开关管
Figure BDA0002696275290000034
为互补控制，其中，若开关管
Figure BDA0002696275290000035
导通，则第一N型IGBT晶体管S1关断，其中，开关管
Figure BDA0002696275290000037
导通即第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3同时导通；若开关管
Figure BDA0002696275290000038
关断，则第一N型IGBT晶体管S1导通，其中，开关管
Figure BDA0002696275290000036
关断即第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3中至少一个为关断；针对开关管
Figure BDA0002696275290000039
的控制信号取反，即为第一N型IGBT晶体管S1的控制信号；
工作模式二为工作在低压输出端u1与高压输出端u2之间的双向DC-DC变换模式，其中，将第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2视为一个开关管
Figure BDA00026962752900000310
开关管
Figure BDA00026962752900000311
与第三N型IGBT晶体管S3为互补控制，其中，若开关管
Figure BDA0002696275290000041
导通，则第三N型IGBT晶体管S3关断，开关管
Figure BDA0002696275290000043
导通即第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2同时导通；若开关管
Figure BDA0002696275290000042
关断，则第三N型IGBT晶体管S3导通，开关管
Figure BDA0002696275290000044
关断即第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2中至少一个为关断。
本发明所述一种集成升降压输出的Boost PFC变换器及控制方法，采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
本发明所设计集成升降压输出的Boost PFC变换器，采用新型功率拓扑结构设计，将传统Boost PFC变换器和Buck-boost DC-DC变换器的功能进行集成，通过减少开关器件的使用，减小了系统的体积，降低成本；同时设计了针对Boost PFC变换器的控制方法，做到了集成控制，减少驱动资源，能够实现在功率因数校正下的整流输出，以及双负载输出之间的Buck-boost DC-DC变换功能，提升了系统运行效率，提高了电能质量；其中，该Boost PFC变换器能够适用于多种负载的应用场合，两个负载输出端，除了可以连接直流负载，也能够连接储能电池、超级电容来储存能量，或者根据使用需要，连接电机驱动逆变器、并网逆变器、DC-DC变换器等双向变换器电路以满足不同的负载需求。
附图说明
图1是本发明设计集成升降压输出的Boost PFC变换器的结构与控制示意图；
图2是本发明设计中低压负载和高压负载的实施例示意图；
图3是本发明设计应用中功率因数校正下的升降压双负载输出模式的运行示意图；
图4是本发明设计应用中工作在双负载输出之间的双向DC-DC变换模式的运行示意图。
具体实施方式
下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
本发明设计了一种集成升降压输出的Boost PFC变换器，将传统Boost PFC变换器和Buck-boost DC-DC变换器的功能进行集成，如图1所示，实际应用当中，具体包括交流电源us、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3、第一电解电容C1、第二电解电容C2、第三电解电容C3、第一电感L1、第二电感L2。
其中，第一N型IGBT晶体管S1的发射极与第五二极管D5的阳极相对接，第一N型IGBT晶体管S1的集电极与第五二极管D5的阴极相对接，第二N型IGBT晶体管S2的发射极与第六二极管D6的阳极相对接，第二N型IGBT晶体管S2的集电极与第六二极管D6的阴极相对接，第三N型IGBT晶体管S3的发射极与第七二极管D7的阳极相对接，第三N型IGBT晶体管S3的集电极与第七二极管D7的阴极相对接。
交流电源us的其中一端分别对接第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极，交流电源us的另一端分别对接第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极；第一二极管D1的阴极、第三二极管D3的阴极、第一电解电容C1的其中一端、第一电感L1的其中一端四者相对接；第一电感L1的另一端分别对接第一N型IGBT晶体管S1的发射极、第二N型IGBT晶体管S2的集电极；第二N型IGBT晶体管S2的发射极分别对接第三N型IGBT晶体管S3的集电极、第二电感L2的其中一端，第二电感L2的另一端对接第二电解电容C2的其中一端；第一N型IGBT晶体管S1的集电极对接第三电解电容C3的其中一端；第二二极管D2的阳极、第四二极管D4的阳极、第一电解电容C1的另一端、第三N型IGBT晶体管S3的发射极、第二电解电容C2的另一端、第三电解电容C3的另一端六者相对接。
第二电解电容C2的两端构成低压输出端u1，用于接入低压负载；第三电解电容C3的两端构成高压输出端u2，用于接入高压负载。
如上述结构设计，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4组成单相不控整流桥，即交流电源us与单相不控整流桥交流输入端连接，第一电解电容C1与单相不控整流桥直流输出端相并联，第一电感L1与单相不控整流桥直流输出正端相连接；第三N型IGBT晶体管S3的漏极与单相不控整流桥的直流输出负端相连接。
实际应用当中，如图2所示，所述低压负载和高压负载分别为储能电池、超级电容、直流电阻负载、Buck降压型电路、Boost升压型电路、电机驱动逆变器、并网逆变器中的任意一种。即对于低压负载和高压负载，可以根据使用需求选择不同的负载类型，可以直接连接直流负载；或者连接蓄电池、超级电容等储能设备，作为交流端断电时的应急电源为另一个输出端口保持供电；或者连接其他的DC-DC变换器电机驱动逆变器、并网逆变器等双向变换器电路满足不同的负载需求；实际应用中，本发明所设计Boost PFC变换器还可以为负载提供升降压两种不同的电压等级。
针对上述所设计集成升降压输出的Boost PFC变换器，本发明进一步设计了针对此Boost PFC变换器的控制方法，实际应用当中，如图1所示，执行如下步骤A至步骤F。
步骤A.采集高压输出端u2的电压值U2，并获得其与参考电压值
Figure BDA0002696275290000061
之间的误差，然后针对该误差进行PI处理，获得参考电流幅值
Figure BDA0002696275290000062
并进入步骤B。
步骤B.采集第一二极管D1阴极的电压值Udc，并除以第一二极管D1阴极位置电压值的峰值K，所获结果与参考电流幅值
Figure BDA0002696275290000063
经过乘法器处理，获得第一电流参考值
Figure BDA0002696275290000064
然后进入步骤C。
步骤C.采集经过第一电感L1的电流idc，并获得其与第一电流参考值
Figure BDA0002696275290000065
之间的误差，然后针对该误差依次经过PI处理、PWM处理后，针对所获结果取反，即获得第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S′1，即通过对高压输出端u2平均电流的双闭环控制，获得第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S′1，然后进入步骤D。
步骤D.采集经过第二电感L2的电流i1，并获得其与第二电流参考值
Figure BDA0002696275290000066
之间的误差，然后针对该误差依次经过PI处理、PWM处理，获得第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S′3，即通过对低压输出端u1电流的闭环控制，获得第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S′3，然后进入步骤E。
步骤E.针对第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S′1与第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S′3，执行逻辑异或运算，获得第二N型IGBT晶体管S2所对应的控制信号S′2，然后进入步骤F。
步骤F.应用分别对应第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的控制信号S′1、S′2、S′3，分别针对第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3进行控制。
应用上述步骤A至步骤F的执行，通过对第一N型IGBT晶体管S1的控制，能够实现交流电源端的功率因数校正，而对第三N型IGBT晶体管S3的控制，能够实现两个负载输出之间的Buck-boost DC-DC变换，整合对三个开关管通断控制，就能够做到对该集成升降压输出的Boost PFC变换器的集成控制。
基于上述所设计针对集成升降压输出的Boost PFC变换器的控制方法，实际应用当中，即基于所述分别对第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的控制，所述集成升降压输出的Boost PFC变换器分别构成两种工作模式如下。
如图3所示，工作模式一为功率因数校正下的升降压双负载输出模式，其中，将第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3视为一个开关管
Figure BDA0002696275290000071
使用经过第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3的平均电流控制获得开关管
Figure BDA0002696275290000072
的控制信号；第一N型IGBT晶体管S1与开关管
Figure BDA0002696275290000073
为互补控制，其中，若开关管
Figure BDA0002696275290000074
导通，则第一N型IGBT晶体管S1关断，其中，开关管
Figure BDA0002696275290000075
导通即第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3同时导通；若开关管
Figure BDA0002696275290000076
关断，则第一N型IGBT晶体管S1导通，其中，开关管
Figure BDA0002696275290000077
关断即第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3中至少一个为关断；针对开关管
Figure BDA0002696275290000078
的控制信号取反，即为第一N型IGBT晶体管S1的控制信号，通过对第一N型IGBT晶体管S1的控制，能够实现交流电源端的功率因数校正。
如图4所示，工作模式二为工作在低压输出端u1与高压输出端u2之间的双向DC-DC变换模式，其中，将第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2视为一个开关管
Figure BDA0002696275290000079
将Boost PFC变换器中低压输出端u1至高压输出端u2的部分视作Buck-boost DC-DC变换器电路，开关管
Figure BDA00026962752900000710
与第三N型IGBT晶体管S3为互补控制，其中，若开关管
Figure BDA00026962752900000711
导通，则第三N型IGBT晶体管S3关断，开关管
Figure BDA00026962752900000712
导通即第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2同时导通；若开关管
Figure BDA00026962752900000713
关断，则第三N型IGBT晶体管S3导通，开关管
Figure BDA00026962752900000714
关断即第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2中至少一个为关断；第三N型IGBT晶体管S3的控制信号由低压输出端口的电流闭环控制得到，而对第三N型IGBT晶体管S3的控制，能够实现两个负载输出之间的Buck-boost DC-DC变换。
结合上述对两种运行模式的分析，本命发明所设计Boost PFC变换器共有三种有效开关状态，即第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的通断逻辑为110、101、011，其中1代表对应开关管导通，0代表对应开关管关断。
上述技术方案所设计集成升降压输出的Boost PFC变换器，采用新型功率拓扑结构设计，将传统Boost PFC变换器和Buck-boost DC-DC变换器的功能进行集成，通过减少开关器件的使用，减小了系统的体积，降低成本；同时设计了针对Boost PFC变换器的控制方法，做到了集成控制，减少驱动资源，能够实现在功率因数校正下的整流输出，以及双负载输出之间的Buck-boost DC-DC变换功能，提升了系统运行效率，提高了电能质量；其中，该Boost PFC变换器能够适用于多种负载的应用场合，两个负载输出端，除了可以连接直流负载，也能够连接储能电池、超级电容来储存能量，或者根据使用需要，连接电机驱动逆变器、并网逆变器、DC-DC变换器等双向变换器电路以满足不同的负载需求。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (3)

1.一种集成升降压输出的Boost PFC变换器的控制方法，其特征在于：Boost PFC变换器包括交流电源us、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3、第一电解电容C1、第二电解电容C2、第三电解电容C3、第一电感L1、第二电感L2；
其中，第一N型IGBT晶体管S1的发射极与第五二极管D5的阳极相对接，第一N型IGBT晶体管S1的集电极与第五二极管D5的阴极相对接，第二N型IGBT晶体管S2的发射极与第六二极管D6的阳极相对接，第二N型IGBT晶体管S2的集电极与第六二极管D6的阴极相对接，第三N型IGBT晶体管S3的发射极与第七二极管D7的阳极相对接，第三N型IGBT晶体管S3的集电极与第七二极管D7的阴极相对接；
交流电源us的其中一端分别对接第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极，交流电源us的另一端分别对接第三二极管D3的阳极、第四二极管D4的阴极；第一二极管D1的阴极、第三二极管D3的阴极、第一电解电容C1的其中一端、第一电感L1的其中一端四者相对接；
第一电感L1的另一端分别对接第一N型IGBT晶体管S1的发射极、第二N型IGBT晶体管S2的集电极；第二N型IGBT晶体管S2的发射极分别对接第三N型IGBT晶体管S3的集电极、第二电感L2的其中一端，第二电感L2的另一端对接第二电解电容C2的其中一端；第一N型IGBT晶体管S1的集电极对接第三电解电容C3的其中一端；第二二极管D2的阳极、第四二极管D4的阳极、第一电解电容C1的另一端、第三N型IGBT晶体管S3的发射极、第二电解电容C2的另一端、第三电解电容C3的另一端六者相对接；
第二电解电容C2的两端构成低压输出端u1，用于接入低压负载；第三电解电容C3的两端构成高压输出端u2，用于接入高压负载；
所述控制方法包括如下步骤：
步骤A.采集高压输出端u2的电压值U2，并获得其与参考电压值
Figure FDA0003158195200000011
之间的误差，然后针对该误差进行PI处理，获得参考电流幅值
Figure FDA0003158195200000021
并进入步骤B；
步骤B.采集第一二极管D1阴极的电压值Udc，并除以第一二极管D1阴极位置电压值的峰值K，所获结果与参考电流幅值
Figure FDA0003158195200000022
经过乘法器处理，获得第一电流参考值
Figure FDA0003158195200000023
然后进入步骤C；
步骤C.采集经过第一电感L1的电流idc，并获得其与第一电流参考值
Figure FDA0003158195200000024
之间的误差，然后针对该误差依次经过PI处理、PWM处理后，针对所获结果取反，即获得第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S'1，然后进入步骤D；
步骤D.采集经过第二电感L2的电流i1，并获得其与第二电流参考值
Figure FDA0003158195200000025
之间的误差，然后针对该误差依次经过PI处理、PWM处理，获得第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S'3，然后进入步骤E；
步骤E.针对第一N型IGBT晶体管S1所对应的控制信号S'1与第三N型IGBT晶体管S3所对应的控制信号S'3，执行逻辑异或运算，获得第二N型IGBT晶体管S2所对应的控制信号S'2，然后进入步骤F；
步骤F.应用分别对应第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的控制信号S'1、S'2、S'3，分别针对第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3进行控制。
2.根据权利要求1所述一种集成升降压输出的Boost PFC变换器的控制方法，其特征在于：基于所述分别对第一N型IGBT晶体管S1、第二N型IGBT晶体管S2、第三N型IGBT晶体管S3的控制，所述集成升降压输出的Boost PFC变换器分别构成两种工作模式如下：工作模式一为功率因数校正下的升降压双负载输出模式，其中，将第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3视为一个开关管
Figure FDA0003158195200000026
使用经过第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3的平均电流控制获得开关管
Figure FDA0003158195200000027
的控制信号；第一N型IGBT晶体管S1与开关管
Figure FDA0003158195200000028
为互补控制，其中，若开关管
Figure FDA0003158195200000029
导通，则第一N型IGBT晶体管S1关断，其中，开关管
Figure FDA00031581952000000210
导通即第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3同时导通；若开关管
Figure FDA00031581952000000211
关断，则第一N型IGBT晶体管S1导通，其中，开关管
Figure FDA0003158195200000031
关断即第二N型IGBT晶体管S2与第三N型IGBT晶体管S3中至少一个为关断；针对开关管
Figure FDA0003158195200000032
的控制信号取反，即为第一N型IGBT晶体管S1的控制信号；
工作模式二为工作在低压输出端u1与高压输出端u2之间的双向DC-DC变换模式，其中，将第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2视为一个开关管
Figure FDA0003158195200000033
开关管
Figure FDA0003158195200000034
与第三N型IGBT晶体管S3为互补控制，其中，若开关管
Figure FDA0003158195200000035
导通，则第三N型IGBT晶体管S3关断，开关管
Figure FDA0003158195200000036
导通即第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2同时导通；若开关管
Figure FDA0003158195200000037
关断，则第三N型IGBT晶体管S3导通，开关管
Figure FDA0003158195200000038
关断即第一N型IGBT晶体管S1与第二N型IGBT晶体管S2中至少一个为关断。
3.根据权利要求1所述一种集成升降压输出的Boost PFC变换器的控制方法，其特征在于：所述低压负载和高压负载分别为储能电池、超级电容、直流电阻负载、Buck降压型电路、Boost升压型电路、电机驱动逆变器、并网逆变器等中的任意一种。
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